WO2014192290A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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switching
voltage
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switching power
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翔一 原
崎山　一幸
瞳 嶺岸
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a switching power supply device such as a DCDC converter, and in particular, is configured by connecting a full bridge inverter to a primary winding of a transformer and connecting a rectifier circuit to a secondary winding of the transformer.
  • the present invention relates to a switching power supply device such as an isolated DCDC converter.
  • Patent Document 1 discloses a conventional example of a phase shift PWM control DCDC converter to which soft switching is applied.
  • the purpose of the present disclosure is to solve the above problems and to provide a switching power supply device that can suppress a decrease in efficiency and an increase in noise level even when the output is lightly loaded.
  • the switching power supply device is: An orthogonal transform unit that converts a DC voltage into an AC voltage based on a switching operation of the switching element; A transformer for converting the AC voltage into an AC voltage having a predetermined voltage value; A resonant circuit provided between the orthogonal transform unit and the transformer; A switching power supply device comprising an AC / DC conversion circuit that converts AC voltage from the transformer into DC, An output detector for detecting an output voltage or an output current of the switching power supply device; A time ratio control unit that controls a switching time ratio of the switching power supply device so that the detected output voltage or output current becomes a predetermined target value; An energy detector for detecting energy stored in the resonant circuit; A control unit that controls a switching frequency of the switching power supply device so that the detected energy becomes a predetermined threshold, The control unit lowers the switching frequency of the switching element when the current or voltage of the resonance circuit detected by the energy detection unit falls below a predetermined threshold value, and The current or voltage is controlled to reach the threshold value.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device according to a first exemplary embodiment
  • a phase shift DCDC converter simulation results according to the switching power supply device and the comparative example of FIG. 1 is a signal waveform diagram of a current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a phase shift DCDC converter 5A according to a second embodiment
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of an in-vehicle charging device according to a third embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the phase shift DCDC converter 5B concerning a comparative example. 6 is a timing chart showing an operation of the phase shift DCDC converter 5 of FIG. 5.
  • FIG. 5 shows a configuration of a switching power supply device according to a first exemplary embodiment
  • a phase shift DCDC converter simulation results according to the switching power supply device and the comparative example of FIG. 1 is a signal waveform diagram of a current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a vehicle according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of an electronic device according to a fifth embodiment. It is a figure which shows an example at the time of implementing operation
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a phase shift DCDC converter 5B according to a comparative example.
  • a phase shift DCDC converter 5B in FIG. 5 includes a high-frequency transformer TF constituting a transformer, a resonance coil Lre disposed on the primary winding TF1 side of the high-frequency transformer TF, a resonance coil Lre, and a DC power source E.
  • a full-bridge inverter circuit INV including semiconductor switching elements (hereinafter referred to as switching elements) S1, S2, S3, and S4 disposed between them, and a rectifier circuit disposed on the secondary winding TF2 side of the high-frequency transformer TF
  • the smoothing filter circuit 6 including the output reactor L0 and the output capacitor C0 arranged between the RE and the rectifier circuit RE and the load resistor R is provided.
  • the DCDC converter 5B controls the output voltage detection unit 11 that detects the output voltage Vout across the load resistor R, and the switching time ratio (duty ratio) of the DCDC converter 5B based on the detected output voltage Vout.
  • a time ratio control unit 12, and a control signal generation unit 10 that generates and applies control signals SS1 to SS4 that are control pulse signals for the switching elements S1 to S4 in the full-bridge inverter circuit INV based on the controlled time ratio; Is provided.
  • the control signal generation unit 10 is configured by a digital computer such as a microcomputer.
  • the winding start of each of the windings TF1 and TF2 of the high-frequency transformer TF is indicated by “ ⁇ ”.
  • the switching elements S1 to S4 semiconductor switching elements such as MOSFETs and IGBTs are used, for example.
  • a full bridge inverter circuit INV includes switching elements S1 to S4 connected in a full bridge form, and reverse conducting diodes D1, D2, D3 connected in parallel with the switching elements S1, S2, S3, S4, respectively. , D4 and snubber capacitors C1, C2, C3, C4.
  • the full bridge inverter circuit INV converts the DC voltage from the DC voltage source E into an AC voltage by a phase shift control method and outputs the AC voltage.
  • the switching elements S1 and S2 constitute a reference phase leg
  • the switching elements S3 and S4 constitute a control phase leg.
  • the full-bridge inverter circuit INV converts the DC voltage from the DC voltage source E into an AC voltage by switching, and the high-frequency transformer via the resonance coil Lre connected in series to the primary winding TF1 of the high-frequency transformer TF. Output to the primary winding TF1 of TF.
  • the rectifier circuit RE includes a rectifier diode Dr1, Dr2, and constitutes an AC / DC converter circuit.
  • the rectifier circuit RE is connected to the secondary winding TF2 of the high-frequency transformer TF, and full-wave rectifies the AC voltage to the DC voltage, and outputs the output reactor L0. And output to the load resistor R through the smoothing filter circuit 6 including the output capacitor C0.
  • the start of winding of the secondary winding TF2 of the high-frequency transformer TF is connected to the anode of the rectifying diode Dr1
  • the end of winding of the secondary winding TF2 is connected to the anode of the rectifying diode Dr2.
  • the cathodes of the rectifying diodes Dr1 and Dr2 are connected in common and connected to one end of the output reactor L0, and the other end of the output reactor L0 is connected to the positive electrode of the output capacitor C0 and one end of the load resistor R0.
  • the negative electrode of the output capacitor C0 and the other end of the load resistor R are connected to the center tap of the high frequency transformer TF.
  • an output voltage detection unit 11 that detects an output voltage Vout that is a terminal voltage of the output capacitor C0 is provided in parallel.
  • FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the phase shift DCDC converter 5 of FIG.
  • the operation of the phase shift DCDC converter 5B will be described with reference to FIGS.
  • the phase shift DCDC converter 5B according to the comparative example operates in the following four modes M1 to M4 as shown in FIG.
  • Mode M1 switching elements S1 and S4 are on and switching elements S2 and S3 are off;
  • Mode M2 switching elements S2 and S4 are on and switching elements S1 and S3 are off;
  • Mode M3 switching elements S2 and S3 are on and switching elements S1 and S4 are off;
  • mode M4 switching elements S1 and S3 are on and switching elements S2 and S4 are on. Is off.
  • the on-time of each switching element S1 to S4 is approximately 1 ⁇ 2 of one cycle.
  • the switching elements S1 and S2 are alternately turned on / off. That is, when the switching element S1 is on, the switching element S2 is always off, and when the switching element S1 is off, the switching element S2 is always on.
  • the switching elements S3 and S4 are alternately turned on / off.
  • the output voltage Vout is controlled by changing (shifting the phase) the phase difference ⁇ between the S1 and S2 groups serving as the reference phase legs and the S3 and S4 groups serving as the control phase legs. If the durations of modes M1 to M4 are T1 to T4, respectively, the following equation is established.
  • T1 T3 (2)
  • T2 T4
  • the output voltage Vout is expressed by the following equation.
  • Vout Vin (n 2 / n 1 ) 2 ⁇ (5)
  • n 2 / n 1 is a winding ratio of the high-frequency transformer TF.
  • modes M1 to M4 are considered in more detail. For convenience of explanation, the description starts from the mode M1-4.
  • phase shift DCDC converter 5B In the phase shift DCDC converter 5B according to the comparative example configured as described above, ZVS is realized by the action of the resonance coil Lre inserted between the full bridge inverter circuit INV and the high frequency transformer TF. Therefore, the energy stored in the resonance coil Lre must be sufficient to complete the charging / discharging of the capacitors C1 to C4 connected in parallel with the semiconductor switching elements S1 to S4 of the inverter circuit, respectively.
  • the energy P Lre accumulated in the resonant coil Lre is expressed by the following equation in proportion to the square of the current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • phase shift DCDC converter that solves the above-described problems and can prevent a soft switching operation from being realized at a light output load is proposed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 1 is, for example, a phase shift DCDC converter 5.
  • Phase shift DCDC converter 5, compared to the phase shift DCDC converter 5B in FIG. 5, further comprising a resonant energy detection unit 13 for detecting the resonance current I R in the resonant coil Lre, control signal generating unit 10 is detected It is characterized by controlling the control signal SS1 ⁇ SS4 for the switching elements S1 ⁇ S4, based on the resonance current I R were.
  • the resonance energy detector 13 is provided to detect it, the control signal from the resonance energy detector 13 By feeding back to the switching operation of the full bridge inverter circuit INV via the generation unit 10, the switching frequency is controlled so that the maximum value of the current of the resonance coil Lre is increased.
  • FIG. 1 is a phase shift DCDC converter 5 and the prior art simulation result of FIG. 1 is a signal waveform diagram of a current I R flowing through the resonance coil Lre.
  • the operation of the phase shift DCDC converter 5 of FIG. 1 configured as described above will be described below with reference to FIGS.
  • the duty ratio control unit 12 compares the output voltage Vout fed back from the output voltage detection unit 11 with a predetermined target voltage Vth.
  • the duty ratio control unit 12 performs switching. Control is performed so that the phase difference ⁇ (FIG. 6) between the reference leg composed of the elements S1 and S2 and the control leg composed of the switching elements S3 and S4 becomes small. At this time, the current I R flowing outputs stored in the resonant coil Lre is increased compared to the previous corresponding control.
  • the duty ratio control unit 12 compares the output voltage Vout with a predetermined target voltage Vth, and when the output voltage Vout is larger than the target voltage Vth, the phase difference ⁇ between the reference leg and the control leg (FIG.
  • the duty ratio control unit 12 controls the duty ratio so that the output voltage Vout becomes the predetermined target voltage Vth.
  • the control signal generator 10 when the current I R of the resonant coil Lre fed back from the resonance energy detector 13 becomes equal to or less than a predetermined threshold current Ith, the control signal generator 10, the control signal SS1 ⁇ SS4 The switching frequency is made lower than the frequency of the comparative example.
  • Maximum Imaxe the current I R of the resonant coil Lre by lowering the switching frequency of the control signals SS1 ⁇ SS4 is increased as compared to the maximum value Imaxc of Comparative Example (light load (Embodiment in Figure 2) ).
  • the maximum value Imaxe or Imaxc is the maximum value immediately before switching. That is, the control signal generation unit 10 controls the switching frequency so that the current IR detected by the resonance energy detection unit 13 becomes the predetermined threshold current Ith.
  • the duty ratio control unit 12 allows the switching element when the current or voltage of the resonance circuit detected by the resonance energy detection unit 13 is equal to or lower than a predetermined threshold value.
  • the switching frequency is reduced and the current or voltage of the resonance circuit is controlled to reach a predetermined threshold value.
  • FIG. 9A is a circuit diagram showing an example of a configuration of a switching power supply device according to a modified example, showing an example when the operation of the first embodiment is performed.
  • FIG. 9B is a timing chart showing the operation during heavy load operation of the switching power supply device of FIG. 9A.
  • FIG. 9C is a timing chart showing an operation during a light load operation of the switching power supply device of FIG. 9A.
  • FIG. 9A shows a configuration of a phase shift DCDC converter 5C. Compared with the phase shift DCDC converter 5 of FIG. 1, a full wave rectification type rectifier having diodes Dr1 to Dr4 instead of the half wave rectification type rectifier RE. RE1 is provided.
  • the duty ratio control unit 12 changes the phase shift amount in order to maintain a constant voltage because the output voltage changes when the load fluctuates.
  • the phase shift amount changes, the current of the primary side winding TF1 of the high-frequency transformer TF changes.
  • the duty ratio control unit 12 detects the current of the primary winding TF1 with the resonance energy detection unit 13 which is a current sensor connected in series with the switching device, and if the peak is smaller than a predetermined current, the switching cycle is lengthened. Then, control is performed so that the peak value of the current reaches a predetermined current.
  • the configuration of the present embodiment can solve this problem and reduce noise increase and efficiency deterioration.
  • the resonance coil Lre may be configured with the leakage inductance of the high-frequency transformer TF. Further, the resonance coil Lre may be connected in series to the secondary winding TF2 of the high-frequency transformer TF. Further, the capacitors C1 to C4 may be constituted by parasitic capacitances of the switching elements S1 to S4, respectively. Further, the reverse conducting diodes D1 to D4 may be constituted by parasitic diodes of the switching elements S1 to S4, respectively.
  • the diodes Dr1 and Dr2 constitute the rectifier circuit RE.
  • the present disclosure is not limited to this, and the rectifier circuit may be constituted by a full bridge configuration including four diodes.
  • the resonance energy detector 13 has detected the current I R of the resonant coil Lre, the present disclosure is not limited to this, the voltage generated by the resonance coil Lre, or current and voltage Based on the detected power or energy, the information may be output to the control signal generator 10.
  • the output voltage detection unit 11 detects the output voltage Vout, and the time ratio control unit 12 adjusts the time ratio of the control signals SS1 to SS4 for switching based on the output voltage Vout.
  • the present invention is not limited to this, and the current ratio flowing through the load resistor R may be detected, and the time ratio control unit 12 may adjust the time ratio of the control signals SS1 to SS4 for switching based on the detected current.
  • control signal generation unit 10 and the duty ratio control unit may be configured by a predetermined hardware circuit, or may be configured by a digital computer such as a microcomputer, for example, to generate a control signal. May be realized by software.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply apparatus according to the second embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 3 is, for example, a phase shift DCDC converter 5A.
  • the phase shift DCDC converter 5 ⁇ / b> A further includes a lower limit switching frequency setting unit 14.
  • the control signal generator 10 when the current I R of the resonant coil Lre fed back from the resonance energy detector 13 becomes equal to or less than a predetermined threshold current Ith, the control signal generator 10, Although the switching frequency of the control signals SS1 to SS4 is set lower than the frequency of the comparative example, the lower limit switching frequency setting unit 14 sets the lower limit of the switching frequency so that the frequency does not become lower than the threshold frequency that becomes an audible frequency. It is held and set in a memory or the like and output to the control signal generator 10. The control signal generator 10 generates the control signals SS1 to SS4 with the threshold frequency as a lower limit when the switching frequency of the control signals SS1 to SS4 is set lower than the frequency of the comparative example.
  • the control signal generator 10 controls the threshold frequency set by the lower limit switching frequency setting unit 14 as the lower limit when the switching frequency of the control signals SS1 to SS4 is made lower than the frequency of the comparative example. Signals SS1 to SS4 are generated. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to prevent the generation of unpleasant sounds such as the audible sound.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the in-vehicle charging device 7 according to the third embodiment.
  • the in-vehicle charging device 7 includes, for example, the switching power supply device according to the first or second embodiment.
  • 4 includes an ACDC converter 6 having an input filter 2, a diode bridge 3, and a power factor correction circuit (PFC) 4, and a DCDC converter 5 or 5A.
  • PFC power factor correction circuit
  • the input filter 2 band-pass-filters only a predetermined commercial power supply frequency component from the AC voltage from the commercial power supply 1 and outputs it to the diode bridge circuit 3.
  • the diode bridge circuit 3 includes, for example, four rectifying diodes connected in a bridge form, and rectifies an input AC voltage into a pulsating voltage, and then improves the power factor of the input voltage by a known method. 4 to the DCDC converter 5 or 5A.
  • the DCDC converter 5 or 5A converts the input DC voltage into a DC voltage having a predetermined voltage and outputs it to the resistance load R. When charging from a DC power supply, the ACDC converter 6 can be omitted.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration that is a block diagram illustrating a configuration of the vehicle 20 according to the fourth embodiment.
  • the vehicle 20 is, for example, an electric vehicle or a plug-in hybrid vehicle.
  • the vehicle 20 includes an outlet 24 for connection to an external commercial power source, the in-vehicle charging device 7 according to the third embodiment, and a rechargeable battery 22.
  • the power supplied from the outlet 24 is stored in the rechargeable battery 22 via the in-vehicle charging device 7.
  • the vehicle 20 of this Embodiment can charge with low noise and high efficiency.
  • FIG. 8 is a block diagram of a configuration of the electronic device 30 according to the fifth embodiment.
  • the electronic device 30 is a personal computer, a server device, or the like.
  • the electronic device 30 includes the phase shift DCDC converter 5 or 5A that is the switching power supply according to the first or second embodiment, and a load 32.
  • the power output from the phase shift DCDC converter 5 or 5A is supplied to the load 32.
  • the electronic device 30 of the present embodiment can operate with low noise and high efficiency.
  • the switching power supply according to the first aspect is An orthogonal transform unit that converts a DC voltage into an AC voltage based on a switching operation of the switching element; A transformer for converting the AC voltage into an AC voltage having a predetermined voltage value; A resonant circuit provided between the orthogonal transform unit and the transformer; A switching power supply device comprising an AC / DC conversion circuit that converts AC voltage from the transformer into DC, An output detector for detecting an output voltage or an output current of the switching power supply device; A time ratio control unit that controls a switching time ratio of the switching power supply device so that the detected output voltage or output current becomes a predetermined target value; An energy detector for detecting energy stored in the resonant circuit; A control unit that controls a switching frequency of the switching power supply device so that the detected energy becomes a predetermined threshold, The control unit lowers the switching frequency of the switching element when the current or voltage of the resonance circuit detected by the energy detection unit falls below a predetermined threshold value, and The current or voltage is controlled to reach the threshold
  • the switching power supply according to the second aspect further includes a setting unit that sets a predetermined lower limit value of the switching frequency of the switching power supply in the switching power supply according to the first aspect, The control unit, when controlling the switching frequency of the switching power supply device so that the detected energy becomes a predetermined threshold, when the switching frequency reaches the set lower limit value Stop control.
  • the on-vehicle charging device includes the switching power supply according to the first or second aspect.
  • the electric vehicle according to the fourth aspect includes the in-vehicle charging device and the rechargeable battery according to the third aspect.
  • the electrical device includes the switching power supply according to the first or second aspect.
  • the electronic device includes the switching power supply device according to the first or second aspect.
  • the switching power supply device can be used for a switching power supply device used in, for example, electrical equipment, electronic equipment, and the like.

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Abstract

　スイッチング電源装置は、スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、直交変換部と変圧器の間に設けられる共振回路と、変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路と、スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるようにスイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、検出されたエネルギーが所定のしきい値となるようにスイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備える。

Description

スイッチング電源装置
　本開示は、例えばＤＣＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置に関し、特に、変圧器の１次側巻線にフルブリッジインバータを接続し、当該変圧器の２次側巻線に整流回路を接続して構成される絶縁型ＤＣＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置に関する。
　近年、電子機器より発生する電磁誘導ノイズの抑制及びスイッチング素子のスイッチング損失の低減のため、スイッチング素子をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）又はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）させるソフトスイッチング技術を適用した低損失及び低ノイズ化の研究が行なわれている。ＤＣＤＣコンバータにおいても、ソフトスイッチング技術を適用して、その特性の改善が行なわれている。
　ソフトスイッチングを適用したＤＣＤＣコンバータの回路方式の例として、位相シフトＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式がある。ソフトスイッチングを適用した位相シフトＰＷＭ制御ＤＣＤＣコンバータの従来例が、例えば特許文献１に開示されている。
特開２００２－２３８２５７号公報
　しかしながら、負荷が軽く、出力電流が小さくなると、従来手法では、高周波トランスと直列に接続された共振コイルに流れる電流も小さくなり、フルブリッジインバータ回路の各スイッチング素子と並列にそれぞれ接続された４個のコンデンサの充放電を完了するのに十分なエネルギーを蓄積することができずにソフトスイッチング動作ができなくなる。その結果、効率の低下やノイズレベルが増大するといった課題があった。
　本開示の目的は以上の問題点を解決し、出力軽負荷時にも効率の低下やノイズレベルの増大を抑制できるスイッチング電源装置を提供することにある。
　本開示にかかるスイッチング電源装置は、
　スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
　前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
　前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
　前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
　前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
　前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
　前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
　前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
　前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する。
　本開示によれば、軽負荷動作時においても効率の低下やノイズレベルの増大を抑制できる。
実施の形態１にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図１のスイッチング電源装置及び比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータのシミュレーション結果であって、共振コイルＬｒｅに流れる電流ＩＲの信号波形図である。 実施の形態２にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａの構成を示す回路図である。 実施の形態３にかかる車載用充電装置の構成を示すブロック図である。 比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂの構成を示す回路図である。 図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５の動作を示すタイミングチャートである。 実施の形態４にかかる車両の構成を示すブロック図である。 実施の形態５にかかる電子機器の構成を示すブロック図である。 実施の形態１の動作を実施した場合の一例を示す図であって、変形例にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図９Ａのスイッチング電源装置の重負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。 図９Ａのスイッチング電源装置の軽負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。
　以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
（比較例）
　図５は比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂの構成を示す回路図である。図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂは、変圧器を構成する高周波トランスＴＦと、当該高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１側に配置された共振コイルＬｒｅと、共振コイルＬｒｅと直流電源Ｅとの間に配置された半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を含むフルブリッジインバータ回路ＩＮＶと、当該高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２側に配置された整流回路ＲＥと、整流回路ＲＥと負荷抵抗Ｒとの間に配置された出力リアクトルＬ０及び出力コンデンサＣ０からなる平滑用フィルタ回路６とを備えて構成される。また、ＤＣＤＣコンバータ５Ｂは、負荷抵抗Ｒの両端の出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出部１１と、検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてＤＣＤＣコンバータ５Ｂのスイッチングの時比率（デューティ比）を制御する時比率制御部１２と、制御された時比率に基づいてフルブリッジインバータ回路ＩＮＶ内のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に対する制御パルス信号である制御信号ＳＳ１～ＳＳ４を発生して印加する制御信号生成部１０とを備える。ここで、制御信号生成部１０は、マイクロコンピュータなどのデジタル計算機で構成される。
　図５において、高周波トランスＴＦの各巻線ＴＦ１，ＴＦ２の巻き始めは「・」で示してある。スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４として、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子が用いられる。
　図５において、フルブリッジインバータ回路ＩＮＶは、フルブリッジ形式で接続されたスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４と、当該スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とそれぞれ並列に接続された逆導通ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４及びスナバコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４とを備えて構成される。フルブリッジインバータ回路ＩＮＶは、直流電圧源Ｅからの直流電圧を、位相シフト制御方式によって交流電圧に変換して出力する。ここで、スイッチング素子Ｓ１とＳ２とは、基準相レグを構成し、スイッチング素子Ｓ３とＳ４とは、制御相レグを構成する。フルブリッジインバータ回路ＩＮＶは、直流電圧源Ｅからの直流電圧をスイッチングすることにより交流電圧に変換して、高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１に直列接続された共振コイルＬｒｅを介して高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１に出力する。さらに、整流回路ＲＥは整流用ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２を含み交直変換回路を構成し、高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２に接続され、交流電圧を直流電圧に全波整流して、出力リアクトルＬ０及び出力コンデンサＣ０からなる平滑用フィルタ回路６を介して負荷抵抗Ｒに出力する。
　なお、高周波トランスＴＦの二次巻線ＴＦ２の巻き始めは整流用ダイオードＤｒ１のアノードに接続され、二次巻線ＴＦ２の巻き終わりは整流用ダイオードＤｒ２のアノードに接続されている。整流用ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２の各カソードは共通に接続して出力リアクトルＬ０の一端に接続され、その出力リアクトルＬ０の他端は出力コンデンサＣ０の正極及び負荷抵抗Ｒ０の一端に接続されている。出力コンデンサＣ０の負極と負荷抵抗Ｒの他端は高周波トランスＴＦのセンタータップに接続されている。また、出力コンデンサＣ０と並列にその端子電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出部１１を備える。
　図６は図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５の動作を示すタイミングチャートである。以下、図５及び図６を参照して位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂの動作を説明する。比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂは、図６に示すように大きく以下の４つのモードＭ１～Ｍ４で動作する。
（１）モードＭ１：スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオンであって、スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオフである；
（２）モードＭ２：スイッチング素子Ｓ２とＳ４がオンであって、スイッチング素子Ｓ１とＳ３がオフである；
（３）モードＭ３：スイッチング素子Ｓ２とＳ３がオンであって、スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオフである；及び
（４）モードＭ４：スイッチング素子Ｓ１とＳ３がオンであって、スイッチング素子Ｓ２とＳ４がオフである。
　各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオン時間は一周期のほぼ１／２である。また、スイッチング素子Ｓ１とＳ２は互い違いにオン／オフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１がオンの時にはスイッチング素子Ｓ２は必ずオフとなり、スイッチング素子Ｓ１がオフの時にはスイッチング素子Ｓ２は必ずオンとなる。同様にスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４も互い違いにオン／オフする。ここで、出力電圧Ｖｏｕｔの制御は基準相レグとなるＳ１、Ｓ２グループと制御相レグとなるＳ３、Ｓ４グループの位相差θを変化させる（位相をシフトさせる）ことにより行われる。モードＭ１～Ｍ４の継続時間をそれぞれＴ１～Ｔ４とすると次式が成立する。
Ｔ１＝Ｔ３　　　（２）
Ｔ２＝Ｔ４　　　（３）
Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３＋Ｔ４＝２×（Ｔ１＋Ｔ２）　　　（４）
　一周期のうち継続時間Ｔ１の占める割合をαと定義すると、出力電圧Ｖｏｕｔは次式で表される。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ（ｎ２／ｎ１）２α　　　（５）
　ここで、ｎ２／ｎ１は高周波トランスＴＦの巻線比である。
　次いで、ソフトスイッチング動作を説明するためにモードＭ１～Ｍ４をより細かく分けて考える。説明の便宜上モードＭ１－４から説明する。
＜モードＭ１－４＞
　スイッチング素子Ｓ１とＳ４がオンしているので、高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１には入力電圧Ｖｉｎが印加されておりダイオードＤｒ１が導通して、高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２に電力が供給されている。共振コイルＬｒｅには大きな共振電流ＩＲが流れておりエネルギーが蓄積されている。スイッチング素子Ｓ１がターンオフして次の動作モードに移行する。
＜モードＭ２－１＞
　スイッチング素子Ｓ１がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ１が充電される。
Ｅ＋→Ｃ１→Ｌｒｅ→Ｔ１→Ｓ４→Ｅ－。
　スイッチング素子Ｓ１のターンオフの瞬間はコンデンサＣ１の電圧は０Ｖなのでスイッチング素子Ｓ１のターンオフはＺＶＳである。コンデンサＣ１の充電と並行してコンデンサＣ２が次の径路で放電する。
Ｃ２→Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ４→Ｃ２。
　コンデンサＣ１とＣ２の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。
＜モードＭ２－２＞
　コンデンサＣ１とＣ２の充放電が完了しても共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流ＩＲは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ４→Ｄ２→Ｌｒｅ。
　この状態でスイッチング素子Ｓ２がターンオンして次の動作モードに移行する。このとき逆導通ダイオードＤ２が導通しているので、スイッチング素子Ｓ２の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ２のターンオンはＺＶＳである。
＜モードＭ２－３＞
　共振コイルＬｒｅのエネルギーで引き続き次の径路で電流ＩＲが循環する。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ４→Ｓ２→Ｌｒｅ。
　共振コイルＬｒｅには、スイッチング素子Ｓ４とＳ２の電圧降下が共振コイルＬｒｅの電流ＩＲによって発生する電圧とは逆方向（高周波トランスＴＦからインバータ回路ＩＮＶへの方向）に印加される。そのため、電流ＩＲは徐々に減少し、電流ＩＲのエネルギーも徐々に減少する。スイッチング素子Ｓ４がターンオフして次の動作モードに移行する。
＜モード３Ｍ－１＞
　スイッチング素子Ｓ４がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ４が充電される。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｃ４→Ｓ２→Ｌｒｅ。
　スイッチング素子Ｓ４のターンオフの瞬間はコンデンサＣ４の電圧は０Ｖなので、スイッチング素子Ｓ４のターンオフはＺＶＳである。ここで、コンデンサＣ４の充電と並行してコンデンサＣ３が次の径路で放電する。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｃ３→Ｅ→Ｓ２→Ｌｒｅ。
　コンデンサＣ４とＣ３の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。なお、コンデンサＣ４とＣ３の充放電は共振コイルＬｒｅのエネルギーで行われる。よって、充放電が完了するにはモードＭ３－１の開始時点において共振コイルＬｒｅに充分なエネルギーが残っていなければならない。
＜モードＭ３－２＞
　コンデンサＣ４とＣ３の充放電が完了しても、共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流ＩＲは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｄ３→Ｅ→Ｓ２→Ｌｒｅ。
　この状態でスイッチング素子Ｓ３がターンオンして次の動作モードに移行する。逆導通ダイオードＤ３が導通しているので、スイッチング素子Ｓ３の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ３のターンオンはＺＶＳである。
＜モードＭ３－３＞
　引き続き、共振コイルＬｒｅのエネルギーで次の径路で電流ＩＲが流れる。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ３→Ｅ→Ｓ２→Ｌｒｅ。
　共振コイルＬｒｅには入力電圧Ｖｉｎが共振コイルＬｒｅの電流ＩＲによって発生する電圧とは逆方向（高周波トランスＴＦからインバータ回路ＩＮＶへの方向）に印加され、共振コイルＬｒｅの電流は急速に減少し、すぐに反転して次の動作モードに移行する。
＜モードＭ３－４＞
　モードＭ３－３から共振コイルＬｒｅの電流ＩＲの方向が反転し、次の径路で電流ＩＲが流れる。
Ｅ＋→Ｓ３→ＴＦ１→Ｌｒｅ→Ｓ２→Ｅ－。
　高周波トランスＴＦの１次側巻線ＴＦ１には入力電圧Ｖｉｎが負方向に印加されており２次側巻線ＴＦ２に電力が供給される。高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２の電圧が負なので、ダイオードＤｒ２が導通する。スイッチング素子Ｓ２がターンオフして次の動作モードに移行する。
＜モードＭ４－１＞
　スイッチング素子Ｓ２がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ２が充電される。
Ｅ＋→Ｓ３→ＴＦ１→Ｌｒｅ→Ｃ２→Ｅ－。
　ここで、コンデンサＣ２の充電と並行してコンデンサＣ１が次の径路で放電する。
Ｃ１→Ｓ３→ＴＦ１→Ｌｒｅ→Ｃ１。
　コンデンサＣ２とＣ１の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。
＜モードＭ４－２＞
　コンデンサＣ２とＣ１の充放電が完了しても共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流ＩＲは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→ＤＳ１→Ｓ３→Ｌｒｅ。
　この状態でスイッチング素子Ｓ１がターンオンして次の動作モードに移行する。ここで、逆導通ダイオードＤ１が導通しているので、スイッチング素子Ｓ１の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ１のターンオンはＺＶＳである。
＜モードＭ４－３＞
　共振コイルＬｒｅのエネルギーで引き続き次の径路で電流ＩＲが循環する。
Ｌｒｅ→巻線ＴＦ１→Ｓ１→Ｓ３→Ｌｒｅ。
　スイッチング素子Ｓ３がターンオフして次の動作モードに移行する。
＜モードＭ１－１＞
　スイッチング素子Ｓ３がターンオフすると次の径路でコンデンサＣ３が充電される。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｃ３→Ｌｒｅ。
　コンデンサＣ３の充電と同時にコンデンサＣ４が次の径路で放電する。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｅ→Ｃ４→Ｌｒｅ。
　ここで、コンデンサＣ３とＣ４の充放電が完了すると次の動作モードに移行する。
＜モードＭ１－２＞
　コンデンサＣ３とＣ４の充放電が完了しても共振コイルＬｒｅのエネルギーがまだ残っているので、共振コイルＬｒｅの電流ＩＲは次の径路で流れ続ける。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｅ→Ｄ４→Ｌｒｅ。
　この状態でスイッチング素子Ｓ４がターンオンして次の動作モードに移行する。逆導通ダイオードＤ４が導通しているので、スイッチング素子Ｓ４の電圧はほぼ０Ｖである。よって、スイッチング素子Ｓ４のターンオンはＺＶＳである。
＜モードＭ１－３＞
　引き続き共振コイルＬｒｅのエネルギーで次の径路で電流ＩＲが流れる。
Ｌｒｅ→ＴＦ１→Ｓ１→Ｅ→Ｓ４→Ｌｒｅ。
　共振コイルＬｒｅには入力電圧Ｖｉｎが電流ＩＲを妨げる方向に印加され、共振コイルＬｒｅの電流ＩＲは急速に減少し、すぐに反転してモード１－４に移行する。
　以上のように構成された比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂでは、フルブリッジインバータ回路ＩＮＶと高周波トランスＴＦとの間に挿入された共振コイルＬｒｅの働きによりＺＶＳを実現している。そのため、共振コイルＬｒｅに蓄積されるエネルギーは、インバータ回路の半導体スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４とそれぞれ並列に接続されるコンデンサＣ１～Ｃ４の充放電を完了させるのに十分でなくてはならない。ここで、共振コイルＬｒｅに蓄えられるエネルギーＰＬｒｅは、共振コイルＬｒｅを流れる電流ＩＲの二乗に比例して次式で表される。
ＰＬｒｅ＝Ｌｒｅ×ＩＲ ２／２　　　（１）
　実際のＤＣＤＣコンバータの用途においては負荷が小さく電流量が小さい場合も高効率でかつ低ノイズで変換動作を行う必要がある。例えば充電池への充電用途においては、充電池の充電状態に応じて幅広い電圧範囲及び電流範囲での動作が要求される。当該比較例にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータでは、負荷が軽く、出力電流が小さくなると、共振コイルＬｒｅに流れる電流も小さくなり、コンデンサＣ１～Ｃ４の充放電を完了するのに十分なエネルギーを蓄積することができずにソフトスイッチング動作ができなくなる。その結果、効率の低下やノイズレベルが増大する。以下の本実施の形態では以上の問題点を解決し、出力軽負荷時にソフトスイッチング動作を実現できないことを防止できる、位相シフトＤＣＤＣコンバータを提案する。
（実施の形態１）
　図１は実施の形態１にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１のスイッチング電源装置は、例えば、位相シフトＤＣＤＣコンバータ５である。位相シフトＤＣＤＣコンバータ５は、図５の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｂに比較して、共振コイルＬｒｅにその共振電流ＩＲを検出する共振エネルギー検出部１３をさらに備え、制御信号生成部１０は、検出された共振電流ＩＲに基づいてスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のための制御信号ＳＳ１～ＳＳ４を制御することを特徴としている。ここで、ソフトスイッチング方式のＤＣＤＣコンバータにおいて、出力負荷電流の軽減により共振コイルＬｒｅを流れる電流ＩＲが軽減したとき、それを検出する共振エネルギー検出部１３を設け、共振エネルギー検出部１３から制御信号生成部１０を介してフルブリッジインバータ回路ＩＮＶのスイッチング動作にフィードバックすることにより、共振コイルＬｒｅの電流の最大値が大きくなるようにスイッチング周波数を制御する。
　図２は図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５及びその従来技術のシミュレーション結果であって、共振コイルＬｒｅに流れる電流ＩＲの信号波形図である。以上のように構成された図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５の動作について、図１及び図２を参照して以下に説明する。
　図１の時比率制御部１２は、出力電圧検出部１１からのフィードバックされた出力電圧Ｖｏｕｔを予め決められた目標電圧Ｖｔｈと比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｈよりも小さい場合には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２で構成される基準レグと、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４で構成される制御レグの位相差θ（図６）が小さくなるように制御する。このとき共振コイルＬｒｅに蓄積されて出力して流れる電流ＩＲは当該制御前に比較して増加する。一方、時比率制御部１２は、出力電圧Ｖｏｕｔを予め決められた目標電圧Ｖｔｈと比較し、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｔｈよりも大きい場合には基準レグと制御レグの位相差θ（図６）を大きくなるように制御する。このとき共振コイルＬｒｅに流れる電流ＩＲは当該制御前の重負荷時に比較して、矢印１００で示すように減少する（図２の軽負荷（比較例）参照）。すなわち、時比率制御部１２は出力電圧Ｖｏｕｔが所定の目標電圧Ｖｔｈとなるように時比率を制御する。
　本実施の形態では、共振エネルギー検出部１３からフィードバックされる共振コイルＬｒｅの電流ＩＲが予め決められたしきい値電流Ｉｔｈ以下になったとき、制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１～ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くする。制御信号ＳＳ１～ＳＳ４のスイッチング周波数を低くすることで共振コイルＬｒｅの電流ＩＲの最大値Ｉｍａｘｅが比較例の当該最大値Ｉｍａｘｃに比較して大きくなる（図２の軽負荷（実施の形態）参照）。ここで、最大値Ｉｍａｘｅ又はＩｍａｘｃはスイッチング直前の最大値である。すなわち、制御信号生成部１０は、共振エネルギー検出部１３により検出される電流ＩＲが所定のしきい値電流Ｉｔｈとなるように上記スイッチング周波数を制御する。なお、共振エネルギー検出部１３からフィードバックされる共振コイルＬｒｅの電流ＩＲが所定のしきい値を超えたとき、その周波数で制御信号生成部１０における制御信号ＳＳ１～ＳＳ４のスイッチング周波数の制御を停止する。なお、図２の３つの電流波形において急峻に立ちあがるオーバーシュートのピーク電流１０１，１０２，１０３はオン時の突入電流を表す。
　以上のように、本実施の形態の時比率制御部１２は、共振エネルギー検出部１３により検出された共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値に達するように制御する。
　図９Ａは実施の形態１の動作を実施した場合の一例を示す図であって、変形例にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。また、図９Ｂは図９Ａのスイッチング電源装置の重負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。さらに、図９Ｃは図９Ａのスイッチング電源装置の軽負荷動作時の動作を示すタイミングチャートである。図９Ａは位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ｃの構成を示し、図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５に比較して、半波整流型の整流器ＲＥに代えて、ダイオードＤｒ１～Ｄｒ４を有する全波波整流型の整流器ＲＥ１を備える。
　図９Ｂ及び図９Ｃにおいて、時比率制御部１２は、負荷が変動すると出力電圧が変化するため、定電圧を維持するために位相シフト量を変化させる。位相シフト量が変化すると高周波トランスＴＦの一次側巻線ＴＦ１の電流が変化する。この結果、軽負荷時には電流量が小さくなる。時比率制御部１２は、一次側巻線ＴＦ１の電流をスイッチングデバイスに直列に接続した電流センサである共振エネルギー検出部１３で検出し、そのピークが所定の電流より小さい場合にはスイッチング周期を長くし、電流のピーク値が所定の電流に達するように制御する。導通角に応じてスイッチング周期を変化させることにより、スイッチング回数を低減するとともに、軽負荷時においてもソフトスイッチングを実現することができる。従来の構成であれば、最大出力時にソフトスイッチング動作となるように設計されている場合などは、軽負荷時での動作では共振エネルギーが不足し、ソフトスイッチングができなくなり、ノイズが増加するとともに効率も悪化する。一方、本実施の形態の構成であれば、この課題を解決し、ノイズの増加と効率の悪化を低減できる。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、共振コイルＬｒｅに流れる電流ＩＲの電流量に応じてスイッチング周波数を制御することができ、軽負荷動作時においても、ソフトスイッチングに必要な電流量を得ることができる。それ故、負荷状態に応じ、常にソフトスイッチング状態を維持することができる。また、負荷の状態に寄らず、軽負荷時のスイッチングによる損失の増大を最小にすることができる。
　以上の実施の形態において、共振コイルＬｒｅを高周波トランスＴＦの漏れインダクタンスで構成してもよい。また、共振コイルＬｒｅを高周波トランスＴＦの２次側巻線ＴＦ２に直列に接続してもよい。さらに、コンデンサＣ１～Ｃ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の寄生容量で構成してもよい。また、逆導通ダイオードＤ１～Ｄ４をそれぞれスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の寄生ダイオードで構成してもよい。
　以上の実施の形態において、ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２で整流回路ＲＥを構成しているが、本開示はこれに限らず、４個のダイオードを備えたフルブリッジ構成で整流回路を構成してもよい。
　以上の実施の形態において、共振エネルギー検出部１３は、共振コイルＬｒｅの電流ＩＲを検出しているが、本開示はこれに限らず、共振コイルＬｒｅによって発生される電圧、又は電流及び電圧に基づく電力もしくはエネルギーを検出してその情報を制御信号生成部１０に出力してもよい。
　以上の実施の形態において、出力電圧検出部１１は出力電圧Ｖｏｕｔを検出してそれに基づいて時比率制御部１２はスイッチングのための制御信号ＳＳ１～ＳＳ４の時比率を調整しているが、本開示はこれに限らず、負荷抵抗Ｒに流れる電流を検出してそれに基づいて時比率制御部１２はスイッチングのための制御信号ＳＳ１～ＳＳ４の時比率を調整してもよい。
　以上の実施の形態において、制御信号生成部１０及び時比率制御部は所定のハードウエア回路で構成してもいいし、もしくは、例えばマイクロコンピュータなどのデジタル計算機で構成され、制御信号を生成する処理をソフトウエアで実現してもよい。
（実施の形態２）
　図３は実施の形態２にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３のスイッチング電源装置は、例えば、位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａである。位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａは、図１の位相シフトＤＣＤＣコンバータ５に比較して、下限スイッチング周波数設定部１４をさらに備えたことを特徴としている。図３において、制御信号生成部１０は、共振エネルギー検出部１３からフィードバックされる共振コイルＬｒｅの電流ＩＲが予め決められたしきい値電流Ｉｔｈ以下になったとき、制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１～ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするが、下限スイッチング周波数設定部１４は、その周波数が可聴周波数となるしきい値周波数より低くならないようにスイッチング周波数の下限を例えばメモリなどで保持して設定して前記制御信号生成部１０に出力する。制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１～ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするときに、前記しきい値周波数を下限として制御信号ＳＳ１～ＳＳ４を発生する。
　制御信号生成部１０により発生される制御信号ＳＳ１～ＳＳ４のスイッチング周波数が低くなって可聴周波数になると、いわゆる「鳴き」と呼ばれる可聴音が発生するが、本実施の形態にかかる位相シフトＤＣＤＣコンバータ５Ａによれば、制御信号生成部１０は、制御信号ＳＳ１～ＳＳ４のスイッチング周波数を前記比較例の周波数よりも低くするときに、下限スイッチング周波数設定部１４により設定されるしきい値周波数を下限として制御信号ＳＳ１～ＳＳ４を発生する。従って、本実施の形態によれば、前記可聴音などの不快音を発生することを防止できる。
（実施の形態３）
　図４は、実施の形態３にかかる車載用充電装置７の構成を示すブロック図である。当該車載用充電装置７は、例えば、実施の形態１又は２のスイッチング電源装置を備える。図４の車載用充電装置７は、入力フィルタ２、ダイオードブリッジ３、および力率改善回路（ＰＦＣ）４を有するＡＣＤＣコンバータ６と、ＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａと、を備えて構成される。
　図４において、入力フィルタ２は、商用電源１からの交流電圧から所定の商用電源周波数成分のみを帯域通過ろ波してダイオードブリッジ回路３に出力する。ダイオードブリッジ回路３は例えば４つの整流用ダイオードがブリッジ形式で接続されてなり、入力される交流電圧を脈流電圧に整流した後、入力電圧の力率を公知の方法で改善する力率改善回路４を介してＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａに出力する。ＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａは入力される直流電圧を所定の電圧を有する直流電圧に変換して抵抗負荷Ｒに出力する。直流電源から充電する場合は、ＡＣＤＣコンバータ６を省略することができる。
　以上のように構成された本実施の形態によれば、実施の形態１又は２と同様の作用効果を有するとともに、自動車へのノイズの影響を抑えつつ、効率よく自動車への充電を行うことができる。
（実施の形態４）
　図７は、実施の形態４にかかる車両２０の構成を示すブロック図である構成を示すブロック図である。車両２０は、例えば、電気自動車又はプラグインハイブリッド自動車である。車両２０は、外部の商用電源に接続するためのコンセント２４と、実施の形態３の車載用充電装置７と、充電池２２とを備える。コンセント２４から供給された電力は、車載用充電装置７を介して充電池２２に蓄積される。これにより、本実施の形態の車両２０は、低ノイズ、高効率で充電を行うことができる。
（実施の形態５）
　図８は、実施の形態５にかかる電子機器３０の構成を示すブロック図である。電子機器３０は、パーソナルコンピュータ、サーバー装置などである。電子機器３０は、実施の形態１又は２のスイッチング電源である位相シフトＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａと、負荷３２とを有する。位相シフトＤＣＤＣコンバータ５又は５Ａから出力された電力は、負荷３２に供給される。これにより、本実施の形態の電子機器３０は、低ノイズ、高効率で動作することができる。
（実施の形態のまとめ）
　第１の態様にかかるスイッチング電源装置は、
　スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
　前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
　前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
　前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
　前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
　前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
　前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
　前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
　前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する。
　第２の態様にかかるスイッチング電源装置は、第１の態様にかかるスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数の所定の下限値を設定する設定部をさらに備え、
　前記制御部は、前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御するときに、当該スイッチングの周波数が前記設定された下限値になったとき当該制御を停止する。
　第３の態様にかかる車載用充電装置は、第１又は２の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。
　第４の態様にかかる電気自動車は、第３の態様にかかる車載用充電装置と充電池とを備える。
　第５の態様にかかる電気機器は、第１又は２の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。
　第６の態様にかかる電子機器は、第１又は２の態様にかかるスイッチング電源装置を備える。
　本開示に係るスイッチング電源装置は、例えば電気機器、電子機器等に使用されるスイッチング電源装置等に利用可能である。
１…商用電源、
２…入力フィルタ、
３…ダイオードブリッジ回路、
４…力率改善回路（ＰＦＣ）、
５，５Ａ…ＤＣＤＣコンバータ、
６…平滑用フィルタ回路、
１０…信号制御生成部、
１１…出力電圧検出部、
１２…時比率制御部、
１３…共振エネルギー検出部、
１４…下限スイッチング周波数設定部、
Ｅ…直流電圧源、
ＩＮＶ…フルブリッジインバータ回路、
Ｓ１～Ｓ４…半導体スイッチング素子、
Ｃ１～Ｃ４…スナバコンデンサ、
Ｄ１～Ｄ２…逆導通ダイオード
Ｌｒｅ…共振コイル、
ＴＦ…高周波トランス、
Ｄｒ１～Ｄｒ４…ダイオード、
ＲＥ，ＲＥ１…整流器、
Ｌ０…出力リアクトル、
Ｃ０…出力コンデンサ、
Ｒ…負荷抵抗。

Claims (6)

  1. 　スイッチング素子のスイッチング動作に基づいて直流電圧を交流電圧に変換する直交変換部と、
    　前記交流電圧を所定の電圧値を有する交流電圧に変換する変圧器と、
    　前記直交変換部と前記変圧器の間に設けられる共振回路と、
    　前記変圧器からの交流電圧を直流に変換する交直変換回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
    　前記スイッチング電源装置の出力電圧又は出力電流を検出する出力検出部と、
    　前記検出された出力電圧又は出力電流が所定の目標値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの時比率を制御する時比率制御部と、
    　前記共振回路に蓄積されているエネルギーを検出するエネルギー検出部と、
    　前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御する制御部とを備え、
    　前記制御部は、前記エネルギー検出部により検出された前記共振回路の電流又は電圧が、予め決められたしきい値以下になったときに、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を低くし、前記共振回路の電流又は電圧が前記しきい値に達するように制御する、
    スイッチング電源装置。
  2. 　前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数の所定の下限値を設定する設定部をさらに備え、
    　前記制御部は、前記検出されたエネルギーが所定のしきい値となるように前記スイッチング電源装置のスイッチングの周波数を制御するときに、当該スイッチングの周波数が前記設定された下限値になったとき当該制御を停止する請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 　請求項１又は２記載のスイッチング電源装置を備える車載用充電装置。
  4. 　請求項３記載の車載用充電装置と充電池とを備える車両。
  5. 　請求項１又は２記載のスイッチング電源装置を備える電気機器。
  6. 　請求項１又は２記載のスイッチング電源装置を備える電子機器。
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