JP6519574B2 - ワイヤレス受電装置及びこれを用いたワイヤレス電力伝送装置並びに整流器 - Google Patents

Description

本発明は、給電側から受電側へ電力をワイヤレス伝送するワイヤレス電力伝送装置の受電装置に好ましく用いられ、交流電力を直流電力に変換する整流器の構成に関する。

相対させた１次（送電）コイルと２次（受電）コイルとの間の磁気的結合を利用し、１次コイルに与えた交流電流のエネルギーを２次コイルにワイヤレスにて伝送するワイヤレス電力伝送技術が知られている。

このワイヤレス電力伝送技術では、負荷の状態に応じて生じるインピーダンスの変化に伴い、電力伝送効率が低下してしまうことが問題視されている。この問題を解決するため、例えば、特許文献１では、充電部のインピーダンスを検出し、検出されたインピーダンスが比較的低い場合はブリッジ整流回路を選択し、検出されたインピーダンスが比較的高い値に達した場合には倍電圧整流回路を選択することにより電送効率の低下を抑制することが提案されている。

国際公開第２０１３／１３６４０９号

しかしながら、特許文献１に開示された技術では、ブリッジ整流回路と倍電圧整流回路を切り替えるスイッチ、充電部に係るインピーダンスを検出する検出部、スイッチのオン／オフを制御する制御回路などのハードウェアが必要となる。特に、取り扱う電力が大きい場合には大型のスイッチが必要となるため、高コスト化や設置スペースの確保の問題が生じる。また、ソフトウェア的には、負荷のインピーダンスを検出してスイッチのオン／オフのタイミングを制御する能動的な制御アルゴリズムが必要となり、システムが複雑化するという問題もある。

また、特許文献１において、整流ダイオードと並列に接続されるコンデンサは倍電圧整流回路として機能するものであるが、高調波の発生源となる整流ダイオードへの影響に関しては何ら考慮されておらず、この点において改善の余地があった。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、高調波成分を低減しつつ、整流器の入力側から見た負荷インピーダンスの変動を抑制することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明によるワイヤレス受電装置は、磁界を介して交流電力を取り込む受電コイルと、前記受電コイルが受電した交流電力を直流電力に変換して負荷に出力する整流器と、を備え、前記整流器は、ブリッジ接続された複数のダイオードと、前記複数のダイオードのうち、前記整流器の一方の入力端にアノードが接続されたダイオードに並列接続される第１のコンデンサと、前記一方の入力端にカソードが接続されたダイオードに並列接続される第２のコンデンサと、を有し、前記交流電力の周波数をｆ、前記負荷の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は共に、Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たすことを特徴とする。

本発明によれば、整流器をブリッジ整流回路又は倍電圧整流回路として動作させることができ、整流器の出力に接続される負荷のインピーダンスの変化に応じて、整流器がブリッジ整流回路として動作するブリッジ整流モードと倍電圧整流回路として動作する倍電圧整流モードとの時比率を受動的に変化させることができる。すなわち、負荷のインピーダンスが低いときにはブリッジ整流モードでの動作期間を長くし、負荷のインピーダンスが高いときには倍電圧整流モードでの動作期間を長くすることができる。したがって、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、整流器の入力側から見た負荷のインピーダンスの変動を抑制することができる。

また本発明によれば、整流器に入力される交流電力の半周期に対する倍電圧整流モードの時比率の上限値を１００％未満に設定することができる。したがって、負荷のインピーダンスの変動範囲内で２つのモードを適切な時比率で動作させることができ、これにより負荷インピーダンスの変動を抑制することができる。さらに、ダイオードに並列接続されたコンデンサを適切な容量とすることにより、当該コンデンサに高調波フィルタとしての役割を持たせることができる。

本発明において、前記第１及び第２のコンデンサの静電容量Ｃ_１、Ｃ_２は共に、１／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）＜Ｃ_１、Ｃ_２を満たすことが好ましい。この構成によれば、整流器に入力される交流電力の半周期に対する倍電圧整流モードの時比率の上限値を１０％よりも大きくすることができる。したがって、負荷のインピーダンスの変動範囲内で２つのモードを適切な時比率で動作させることができ、負荷インピーダンスの変動を抑制する効果をより一層高めることができる。

本発明において、前記第１及び第２のコンデンサの静電容量Ｃ_１、Ｃ_２は略等しいことが好ましい。この構成によれば、整流器の入力電流の極性の反転前後での出力電流の波形を略対称とすることができる。その結果、負荷への入力電流のリプルを低減することができる。

また、本発明によるワイヤレス電力伝送装置は、給電コイルを有するワイヤレス給電装置と、前記ワイヤレス給電装置からワイヤレス伝送される電力を受電する上述した本発明によるワイヤレス受電装置とを備えることを特徴とする。

さらにまた、本発明による整流器は、入力交流電力を直流電力に変換して負荷に出力する整流器であって、ブリッジ接続された複数のダイオードと、前記複数のダイオードのうち、前記整流器の一方の入力端にアノードが接続されたダイオードに並列接続される第１のコンデンサと、前記一方の入力端にカソードが接続されたダイオードに並列接続される第２のコンデンサと、を有し、前記交流電力の周波数をｆ、前記負荷の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は共に、Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たすことを特徴とする。

本発明によれば、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、高調波成分を低減しつつ、整流器の入力側から見た負荷インピーダンスの変動を抑制することが可能な整流器及びこれを用いたワイヤレス受電装置及びワイヤレス電力伝送装置を提供することができる。

図１は、本発明の第１の実施の形態によるワイヤレス電力伝送装置の構成を示すブロック図である。 図２は、整流器５１を含む受電装置の構成を示す回路図である。 図３（ａ）及び（ｂ）は、整流器５１のブリッジ整流回路としての動作モードの説明図である。 図４（ａ）及び（ｂ）は、整流器５１の倍電圧整流回路としての動作モードの説明図である。 図５は、ブリッジ整流回路及び倍電圧整流回路の電力伝送効率の時間変化の一例を示すグラフである。 図６は、整流器５１の等価回路図である。 図７は、整流器５１の入出力電流を示す波形図である。 図８（ａ）及び（ｂ）は、等価回路図であって、（ａ）はブリッジ整流動作モードでの等価回路、（ｂ）は倍電圧整流動作モードでの等価回路をそれぞれ示している。 図９は、整流器５１の入力電圧ｖ_ｒｅｃｔを示す波形図である。 図１０（ａ）及び（ｂ）は、モードの切り替わり点の位置による入力電圧ｖ_ｒｅｃｔを示す波形図であって、（ａ）は切り替わりタイミングが遅い（Ｄが大きい）場合、（ｂ）は切り替わりタイミングが速い（Ｄが小さい）場合をそれぞれ示している。 図１１は、整流器５１の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜と実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌとの関係を示すグラフである。 図１２は、第２の実施の形態による受電装置の構成を示す回路図である。 図１３は、第３の実施の形態による受電装置の構成を示す回路図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施の形態によるワイヤレス電力伝送装置の構成を示すブロック図である。

図１に示すように、ワイヤレス電力伝送装置１は、給電装置２（ワイヤレス給電装置）と受電装置３（ワイヤレス受電装置）との組み合わせからなり、給電装置２から受電装置３に電力をワイヤレスで伝送するものである。

給電装置２は、交流電源４から供給される交流電圧を所定の直流電圧に変換する電源部１０と、電源部１０が出力する直流電圧を所定の周波数（例えば１００ｋＨｚ）の交流電圧（矩形波）に変換するインバータ２０と、交流電圧を受けて磁束を発生させる給電コイル３０とを備えている。電源部１０の構成は特に限定されないが、例えばＰＦＣ（力率改善回路）と非絶縁型ＤＣＤＣコンバータとで構成され、交流電源４から供給される交流電力はＰＦＣによって直流電圧に変換され、さらに非絶縁型ＤＣＤＣコンバータによって所定の電圧レベルに変換される。

受電装置３は、給電コイル３０が発生させる磁界を介して交流電力を取り込む受電コイル４０と、受電コイル４０が受電した交流電力を直流電力に変換する整流器を含む出力回路部５０とを備えている。出力回路部５０の出力電圧は負荷５に供給される。

図２は、受電装置３の構成を示す回路図である。

図２に示すように、受電装置３は、受電コイルユニット４０Ｕと出力回路部５０とを備え、受電コイルユニット４０Ｕは受電コイル４０とコンデンサＣａの直列共振回路を構成している。受電コイル４０を含む受電側共振回路の構成は特に限定されず、受電コイル４０にコンデンサが並列に設けられていてもよく、直並列に設けられていても構わない。なお受電側共振回路を構成するために実装部品としてのコンデンサを設けることは必須ではない。

出力回路部５０は、フルブリッジ回路を含む整流器５１とを備えている。整流器５１は、ブリッジ接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４と、ダイオードＤ３に並列接続された第１のコンデンサＣ_ｄ１と、ダイオードＤ４に並列接続された第２のコンデンサＣ_ｄ２と、平滑コンデンサＣｓとを有している。

ダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ２のカソードは、整流器５１の入力端Ｐ_１に接続されており、ダイオードＤ３のアノード及びダイオードＤ４のカソードは、整流器５１の入力端Ｐ_２に接続されている。また、ダイオードＤ１及びＤ３の各カソードは、整流器５１の出力端Ｐ_３に接続されており、ダイオードＤ２及びＤ４の各アノードは、整流器５１の出力端Ｐ_４に接続されている。整流器５１の一対の出力端Ｐ_３，Ｐ_４間には、負荷５として例えばバッテリーが接続され、受電装置３が受電した電力によって充電される。

図３及び図４は、整流器５１の動作モードの説明図であって、図３（ａ）及び（ｂ）はブリッジ整流モード、図４（ａ）及び（ｂ）は倍電圧整流モードをそれぞれ示している。

ダイオードＤ１〜Ｄ４は、ブリッジ整流回路を構成している。図３（ａ）に示すように、整流器５１の入力端Ｐ_１を正、入力端Ｐ_２を負とする電圧が印加されたとき、第１及び第４のダイオードＤ１、Ｄ４がオンとなり、第２及び第３のダイオードＤ２、Ｄ３がオフとなる電流が流れる。逆に、図３（ｂ）に示すように、整流器５１の入力端Ｐ_１を負、入力端Ｐ_２を正とする電圧が発生したとき、第１及び第４のダイオードＤ１、Ｄ４がオフとなり、第２及び第３のダイオードＤ２、Ｄ３がオンとなる電流が流れる。したがって、整流器５１の一対の出力端Ｐ_３、Ｐ_４間の整流後の電圧は、整流器５１の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘの直流電圧となる。

第１及び第２のコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２は、ダイオードＤ１，Ｄ２と共に倍電圧整流回路を構成している。また、ダイオードＤ１，Ｄ２がダイオードＤ３，Ｄ４と共にブリッジ整流回路として動作しているとき、第１及び第２のコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２はブリッジ整流回路に対する高調波フィルタ素子として作用する。負荷５への入力電流のリプルを低減するため、第１及び第２のコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２の静電容量は同一であることが好ましいが、必ずしも同一でなくてもよい。

図４（ａ）に示すように、整流器５１の入力端Ｐ_１を正、入力端Ｐ_２を負とする電圧が発生したとき、第１のダイオードＤ１及び第１のコンデンサＣ_ｄ１を通過する電流が流れ、第１のコンデンサＣ_ｄ１の両端には整流器５１の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘ相当の直流電圧が発生する。逆に、図４（ｂ）に示すように、整流器５１の入力端Ｐ_１を負、入力端Ｐ_２を正とする電圧が発生したとき、第２のダイオードＤ２及び第２のコンデンサＣ_ｄ２を通過する電流が流れ、第２のコンデンサＣ_ｄ２の両端には整流器５１の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘ相当の直流電圧が発生する。

したがって、整流器５１の一対の出力端Ｐ_３、Ｐ_４間の整流後の電圧は、整流器５１の入力交流電圧の最大値Ｖ_ｍａｘの約２倍の直流電圧となる。このように、倍電圧整流回路は、入力交流電圧が同じでも、ブリッジ整流回路に比べて約２倍の直流出力電圧が得られる回路であり、入力インピーダンスも約半分となる。

ここで、ブリッジ整流回路のみが使用された場合と倍電圧整流回路のみが使用された場合との各々の、バッテリーが充電される際の電力伝送効率について図５を参照しながら説明する。

図５は、ブリッジ整流回路及び倍電圧整流回路の電力伝送効率の時間変化の一例を示すグラフである。

図５に示すように、ブリッジ整流回路のみが使用された場合の電力伝送効率は、バッテリーの充電期間の後半で悪化する。一方、倍電圧整流回路のみが使用された場合の電力伝送効率は、バッテリーの充電開始当初はブリッジ整流回路が使用された場合よりも低いが、バッテリー充電期間の後半ではブリッジ整流回路が使用された場合よりも高くなる。

そこで、本実施形態では、インピーダンスが低いバッテリーの充電開始当初はブリッジ整流回路による整流作用のほうが強く、充電量の増加に合わせてブリッジ整流回路よりも倍電圧整流回路による整流作用が徐々に強くなるように両者を動作させる。

整流器５１は、入力交流電圧の半周期の開始時において倍電圧整流モードで動作するが、半周期の途中で倍電圧整流モードからブリッジ整流モードに切り替わる。そして次の半周期に移るタイミングでブリッジ整流モードから倍電圧整流モードに再び切り替わる。

図４（ａ）及び（ｂ）に示すように、整流器５１が倍電圧整流モードで動作しているとき、ダイオードＤ３、Ｄ４はオフ状態である。倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへ切り替わりは、ダイオードＤ３又はＤ４のオン動作によって行われる。例えば、入力交流電圧の正の半周期において、倍電圧整流モードで動作する整流器５１（図４（ａ）参照）の第２のコンデンサＣ_ｄ２の端子間電圧は、ダイオードＤ４に逆バイアスを与えているが、倍電圧整流動作に伴ってコンデンサＣ_ｄ２が徐々に放電されて端子間電圧が徐々に低下し、さらに完全に放電された後、コンデンサＣ_ｄ２の端子間電圧の極性が反転して充電が開始されて端子間電圧がダイオードＤ４に順バイアスを与えるようになると、ダイオードＤ４がオンとなり、これにより整流器５１は倍電圧整流モードからブリッジ整流モードに切り替わる。

ブリッジ整流モードから倍電圧整流モードへの切り替わりは、入力交流電圧の極性が反転したタイミングで行われる。このとき、コンデンサＣ_ｄ２（又はＣ_ｄ１）の端子間電圧は、ダイオードＤ４（又はＤ３）に逆バイアスを与えるようになるので、ダイオードＤ４（又はＤ３）はオフ状態となり、倍電圧整流モードに切り替わる。

倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへの切り替わりは、コンデンサＣ_ｄ１、Ｃ_ｄ２の静電容量の大きさの影響を受けている。容量が大きければ時定数が大きくなるので、入力交流電圧の半周期の期間内にコンデンサＣ_ｄ１、Ｃ_ｄ２を完全に放電させることはできないが、容量を小さくすることにより、入力交流電圧の半周期の時間内にコンデンサＣ_ｄ１、Ｃ_ｄ２を完全に放電させて、さらにダイオードＤ３、Ｄ４がオンとなる電圧にまで充電することができる。

このことは、第１及び第２のコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２の容量が大きいほど倍電圧整流モードからブリッジ整流モードへの切り替わりのタイミングが遅くなり、逆に容量が小さいほどタイミングが速くなることを意味する。すなわち、第１及び第２のコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２の容量が大きいときには倍電圧整流モードでの動作比率のほうが高くなり、容量が小さいときにはブリッジ整流モードでの動作比率のほうが高くなる。

入力交流電力の周波数をｆ、バッテリーの負荷インピーダンスの最大値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、第１のコンデンサＣ_ｄ１の静電容量Ｃ_１及び第２のコンデンサＣ_ｄ２の静電容量Ｃ_２の各々は、１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも小さい（すなわち、Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たす）ことが必要である。このような静電容量であれば、負荷インピーダンスが最大のときでもブリッジ整流モードに対する倍電圧整流モードの時比率を１００％未満にすることができ、負荷インピーダンスの変動範囲内においてブリッジ整流回路による整流動作を常に行わせることができる。

また、第１のコンデンサＣ_ｄ１の静電容量Ｃ_１及び第２のコンデンサＣ_ｄ２の静電容量Ｃ_２の各々は、１／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも大きい（すなわち、Ｃ_１、Ｃ_２＞１／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たす）ことが好ましい。このような静電容量であれば、整流器５１のブリッジ整流モードに対する倍電圧整流モードの時比率の上限値を１０％よりも大きくすることができる。したがって、負荷インピーダンスの変動範囲内で２つのモードを適切な時比率で動作させることができ、負荷インピーダンスの変動を抑制する効果をより一層高めることができる。

負荷５がバッテリーである場合、ブリッジ整流回路による整流動作の比率は充電開始時に最も高く、バッテリーの充電が徐々に進行して負荷インピーダンスが徐々に増加すると、ブリッジ整流回路による整流動作の比率が徐々に減少し、逆に倍電圧整流回路による整流動作の比率が徐々に増加する。そして負荷インピーダンスが最大となるバッテリーの充電完了時にはブリッジ整流回路による整流動作の比率が最低となり、倍電圧整流回路による整流動作が支配的となる。したがって、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、整流器５１の入力側から見た負荷のインピーダンスの変動を抑制することができる。

図６は、整流器５１の等価回路図である。また図７は、整流器５１の入出力電流を示す波形図である。

図６及び図７に示すように、整流器５１の入力電流ｉ_ｒｅｃｔが正弦波である場合、整流器５１の出力電流ｉｏは、通常のブリッジ整流波形ではなく、不連続に変化する波形となる。

整流器５１の出力電流ｉｏを入力電流ｉ_ｒｅｃｔ及び第２のコンデンサＣ_ｄ２に流れる電流−ｉ_ｃｄ２と重ねてみると、出力電流ｉｏはこの２つの電流のどちらか一方と常に等しく、途中でモードが切り替わっていることが分かる。すなわち、出力電流ｉｏは、モード切り替わり点以前で電流−ｉ_ｃｄ２と等しく、モード切り替わり点以降で入力電流ｉ_ｒｅｃｔと等しい。さらに、第１のコンデンサＣ_ｄ１に流れる電流ｉ_ｃｄ１と第２のコンデンサＣ_ｄ２に流れる電流ｉ_ｃｄ２は大きさが同じで逆符号の関係（ｉ_ｃｄ１＝−ｉ_ｃｄ２）を有する。したがって、整流器５１は、モード切り替わり点を境界とする半周期の前半において倍電圧整流モードで動作し、半周期の後半においてブリッジ整流モードで動作していることが分かる。図６の矢印の向きで各電流を定義すると、倍電圧整流モードにおける電流ｉ_ｒｅｃｔ、ｉ_ｃｄ１及びｉ_ｃｄ２の関係は、ｉ_ｒｅｃｔ＝ｉ_ｃｄ１−ｉ_ｃｄ２＝２ｉ_ｃｄ１となる。

また２つのモードの切り替わりは、第２のコンデンサＣ_ｄ２と並列に接続されたダイオードＤ４のオン動作が原因である。すなわち、第４のダイオードＤ４がオフのときには倍電圧整流モードとなり、倍電圧整流回路の等価回路は図８（ａ）のようになる。また、ダイオードＤ４がオンのときにはブリッジ整流モードとなり、ブリッジ整流回路の等価回路は図８（ｂ）のようになる。

また、整流器５１の正弦波の入力電流ｉ_ｒｅｃｔに対する入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは、図９のような歪み波形となる。第１及び第２のコンデンサＣ_ｄ１、Ｃ_ｄ２の端子間電圧をそれぞれｖ_ｃｄ１、ｖ_ｃｄ２とするとき、入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは、正負それぞれの半波でｖ_ｃｄ１もしくはｖ_ｃｄ２であり、図８（ａ）の矢印の向きで各電圧を定義すると、出力電圧Ｖ_ｏとコンデンサＣ_ｄ１、Ｃ_ｄ２それぞれの端子間電圧ｖ_ｃｄ１、ｖ_ｃｄ２との関係は、ｖ_ｃｄ１−ｖ_ｃｄ２＝Ｖ_ｏ（一定）となる。

また、２つのモードの切り替わり点は、整流器５１をなす一方のコンデンサの端子間電圧がゼロになる点であり、このとき、他方のコンデンサの端子間電圧は出力電圧Ｖｏ（直流電圧）と等しくなる。つまり、ｖ_ｃｄ１（ｔ＝０）＝０、ｖ_ｃｄ１（ｔ＝ｔ_ｄ）＝Ｖｏとなる（ｔ_ｄ：切り替わり時間）。

図１０は、モードの切り替わり点Ｄの違いを説明するための図である。

図１０（ａ）に示すように、モードの切り替わりタイミングが遅い（Ｄが大きい）場合には、倍電圧整流動作の影響が大きくなるため、入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは大きくなる。一方、図１０（ｂ）に示すように、モードの切り替わりタイミングが速い（Ｄが小さい）場合には、ブリッジ整流動作の影響が大きくなるため、入力電流ｉ_ｒｅｃｔの大きさは同じでも入力電圧ｖ_ｒｅｃｔは小さくなる。このことは、モードの切り替えタイミングが遅くなるほど、倍電圧整流モードの影響によって入力インピーダンスが小さくなることを意味する。逆に、モードの切り替えタイミングが速くなるほど、ブリッジ整流モードの影響によって入力インピーダンスが小さくならないことを意味する。

次に、モードの切り替わり点Ｄの導出について説明する。

ｔ＝０からｔ＝Ｔ／２までの半周期を考え、モードの切り替わり点をＤ：［０，１］と表すとき、切り替わり点の時間［μｓ］で書くとＴＤ／２［μｓ］となる。

以下の条件式から、モードの切り替わり点Ｄを求める。
ｉ_ｃｄ２＝−ｉ_ｃｄ１
ｉ_ｒｅｃｔ＝ｉ_ｃｄ１−ｉ_ｃｄ２＝２ｉ_ｃｄ１
ｖ_ｃｄ１−ｖ_ｃｄ２＝Ｖｏ（一定）
ｖ_ｃｄ１（ｔ＝０）＝０， ｖ_ｃｄ１（ｔ＝ＴＤ／２）＝Ｖｏ

次に、ｖ_ｃｄ１を計算すると、次のようになる。

次に、Ｉｏ（ｉｏの平均値（ＤＣ値））を計算すると、次のようになる。

次に、ｖ_ｃｄ１とＩｏとを連立させると次のようになる。

ここで、（数３）式のカッコ内の定義域が［−１，１］であることから、π／（ωＣ_ｄＲ_Ｌ）＞１、及び、Ｒ_Ｌ＜π／（ωＣ_ｄ）を満たす必要があることが分かる。これは、本計算を適用可能な負荷インピーダンスＲ_Ｌの範囲を規定するものである。

そして上記のように負荷インピーダンスＲ_Ｌが最大（Ｒ_Ｌ＝Ｒ_Ｌｍａｘ）のときにＤ＜１を満たすためには、Ｒ_Ｌｍａｘ＜π／（ωＣ_ｄ）であることが必要である。換言すると、Ｒ_Ｌｍａｘ＜１／（２ｆＣ_ｄ）を満たすことが必要であり、第１及び第２のコンデンサＣ_ｄ１，Ｃ_ｄ２それぞれの静電容量Ｃ_１、Ｃ_２は、１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも小さいことが必要である。以上の計算より、負荷インピーダンスＲ_Ｌが最大（Ｒ_Ｌ＝Ｒ_Ｌｍａｘ）のときにＤ＜１を満たすためには、Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）を満たせばよいことが分かる。

図１１は、整流器５１の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜と実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌとの関係を示すグラフである。

図１１に示すように、従来のブリッジ整流器の場合、整流器５１の入力側から見た負荷インピーダンスは、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌに比例して変化する。すなわち、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌが例えば約０Ωから約６０Ωまで増加する場合、整流器５１の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜は約０Ωから約５０Ωまで増加する。

一方、本発明による整流器５１の場合、整流器５１の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜は、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌよりも小さな変化となっている。すなわち、実際の負荷インピーダンスＲ_Ｌが約０Ωから約６０Ωまで増加する場合でも、整流器５１の入力側から見た負荷インピーダンス｜Ｚ_ａｃ｜は約０Ωから約１５Ωまでしか増加しない。このことは、ワイヤレス電力伝送装置において、給電装置２側から見た受電装置３側の負荷インピーダンスの変動が整流器５１によって抑制されていることを意味する。したがって、給電装置２側と受電装置３側とのインピーダンス不整合による電力伝送効率の低下を抑制することができる。

図１２は、第２の実施の形態による受電装置の構成を示す回路図である。

図１２に示すように、この受電装置３の特徴は、第１のコンデンサＣ_ｄ１がダイオードＤ１と並列に接続されており、第２のコンデンサＣ_ｄ２がダイオードＤ２と並列に設けられている点にある。このように、第１のコンデンサＣ_ｄ１は、ブリッジ回路を構成する複数のダイオードＤ１〜Ｄ４のうち、整流器５１の一方の入力端Ｐ_１にアノードが接続されたダイオードに並列接続されていればよく、また第２のコンデンサＣ_ｄ２は、整流器５１の一方の入力端Ｐ_１にカソードが接続されたダイオードに並列接続されていればよい。このような構成であっても、第１の実施の形態と同様の効果を奏することができる。

図１３は、第３の実施の形態による受電装置の構成を示す回路図である。

図１３に示すように、この受電装置３の特徴は、受電コイル４０とブリッジ整流回路との間に直列コンデンサＣａが直列挿入されているだけでなく、直列コイルＬａ及び並列コンデンサＣｂがさらに挿入されている点にある。このように、受電コイル４０を含むＬＣ共振回路の構成は特に限定されず、種々の回路構成を採用することができる。

以上説明したように、本実施形態によるワイヤレス電力伝送装置１は、電力をワイヤレスで供給する給電装置２と、給電装置２からワイヤレスで供給される電力を受電する受電装置３とを備え、受電装置３は、磁界を介して交流電力を取り込む受電コイル４０と、受電コイル４０が受電した交流電力を直流電力に変換して負荷５に出力する整流器５１と、を備え、整流器５１は、ブリッジ接続された複数のダイオードＤ１〜Ｄ４と、複数のダイオードＤ１〜Ｄ４のうち、整流器５１の一方の入力端にアノードが接続されたダイオードＤ３（又はＤ１）に並列接続される第１のコンデンサＣ_ｄ１と、一方の入力端にカソードが接続されたダイオードに並列接続される第２のコンデンサＣ_ｄ２とを有するので、整流器５１をブリッジ整流回路又は倍電圧整流回路として動作させることができ、また整流器５１の出力に接続される負荷のインピーダンスの変化に応じて、整流器５１のブリッジ整流モードと倍電圧整流モードとの時比率を受動的に変化させることができる。したがって、能動的な制御を要するインピーダンス変換器を別途設けることなく、整流器５１の入力側から見た負荷５のインピーダンスの変動を抑制することができ、負荷インピーダンスの変動に伴う電力伝送効率の低下を抑制することができる。

また本実施形態によるワイヤレス電力伝送装置１は、第１のコンデンサＣ_ｄ１の静電容量をＣ_１、第２のコンデンサＣ_ｄ１の静電容量をＣ_２、交流電力の周波数をｆ、負荷５の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、第１のコンデンサＣ_ｄ１の静電容量Ｃ_１及び第２のコンデンサＣ_ｄ２の静電容量Ｃ_２が１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）よりも小さいので、整流器５１に入力される交流電力の半周期の中で、整流器５１のブリッジ整流モードに対する倍電圧整流モードの時比率の上限値を１００％未満に設定することができる。したがって、負荷５のインピーダンスの変動範囲内で２つのモードを適切な時比率で動作させることができ、これにより負荷インピーダンスの変動を抑制することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。

例えば、上記実施形態においては、負荷５としてバッテリーを挙げたが、本発明はこのような場合に限定されず、インピーダンスが変動し得る様々な負荷を対象とすることができる。また、本発明はワイヤレス電力伝送装置の受電装置側で採用される整流器を例に挙げたが、整流器の用途はワイヤレス電力伝送技術に限定されるものではなく、種々の用途に使用することができる。

１ ワイヤレス電力伝送装置
２ 給電装置
３ 受電装置
４ 交流電源
５ 負荷
１０ 電源部
１１ コンバータ
２０ インバータ
３０ 給電コイル
４０ 受電コイル
４０Ｕ 受電コイルユニット
５０ 出力回路部
５１ 整流器
Ｃ_１，Ｃ_２ 静電容量
Ｃａ 直列コンデンサ
Ｃｂ 並列コンデンサ
Ｃ_ｄ１ 第１のコンデンサ
Ｃ_ｄ２ 第２のコンデンサ
Ｃｓ 平滑コンデンサ
Ｄ モードの切り替わり点
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｌａ 直列コイル
Ｐ_１，Ｐ_２ 整流器の一対の入力端
Ｐ_３，Ｐ_４ 整流器の一対の出力端
Ｒ_Ｌ 負荷インピーダンス

Claims (7)

1. 磁界を介して交流電力を取り込む受電コイルと、
   前記受電コイルが受電した交流電力を直流電力に変換して負荷に出力する整流器と、を備え、
   前記整流器は、
   ブリッジ接続された複数のダイオードと、
   前記複数のダイオードのうち、前記整流器の一方の入力端にアノードが接続されたダイオードに並列接続される第１のコンデンサと、
   前記一方の入力端にカソードが接続されたダイオードに並列接続される第２のコンデンサと、を有し、
   前記交流電力の周波数をｆ、前記負荷の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、
   前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、
   Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）
   を満たすことを特徴とするワイヤレス受電装置。
2. 前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、
   １／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）＜Ｃ_１、Ｃ_２
   を満たす、請求項１に記載のワイヤレス受電装置。
3. 前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１と前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は略等しい、請求項１又は２に記載のワイヤレス受電装置。
4. 給電コイルを有するワイヤレス給電装置と、
   前記ワイヤレス給電装置からワイヤレス伝送される電力を受電する請求項１乃至３のいずれか一項に記載のワイヤレス受電装置と、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送装置。
5. 入力交流電力を直流電力に変換して負荷に出力する整流器であって、
   ブリッジ接続された複数のダイオードと、
   前記複数のダイオードのうち、前記整流器の一方の入力端にアノードが接続されたダイオードに並列接続される第１のコンデンサと、
   前記一方の入力端にカソードが接続されたダイオードに並列接続される第２のコンデンサと、を有し、
   前記交流電力の周波数をｆ、前記負荷の最大抵抗値をＲ_Ｌｍａｘとするとき、前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、
   Ｃ_１、Ｃ_２＜１／（２ｆＲ_Ｌｍａｘ）
   を満たすことを特徴とする整流器。
6. 前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１及び前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は、
   １／（８０×２ｆＲ_Ｌｍａｘ）＜Ｃ_１、Ｃ_２
   を満たす、請求項５に記載の整流器。
7. 前記第１のコンデンサの静電容量Ｃ_１と前記第２のコンデンサの静電容量Ｃ_２は略等しい、請求項５又は６に記載の整流器。

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