CN111277145A - 一种dc-dc变换电路的控制装置和控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例公开了一种DC‑DC变换电路的控制装置和控制方法，该控制装置包括信号采集模块、软开关状态控制模块、移相控制模块和驱动控制模块；信号采集模块用于采集DC‑DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流，移相控制模块用于根据输出电压和输出电流调整DC‑DC变换电路的移相角；软开关状态控制模块用于输出并调整DC‑DC变换电路的开关频率以增大DC‑DC变换电路的软开关范围；驱动控制电路用于根据移相角和开关频率生成DC‑DC变换电路的驱动信号。本发明实施例提供的技术方案能够增大DC‑DC变换电路的软开关范围，降低功率损耗，从而实现DC‑DC变换电路在宽范围输入电压的同时提高转换效率。
Description
技术领域
本发明实施例涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种DC-DC变换电路的控制装置和控制方法。
背景技术
随着电动汽车的快速发展，人们对电动汽车的要求也越来越高，对电池系统的转换效率提出较高要求。
目前，电动汽车的储能设备包括为驱动电机等高压电控单元供电的动力电池和为车辆照明、显示设备等供电的低压蓄电池，DC-DC变换器将动力电池的高压电转换为低压电为蓄电池充电。DC-DC变换器的转换效率直接影响着整车的安全可靠运行。现有技术通常采用变频控制或移相控制的方法对DC-DC变换器进行调制，但是变频控制使得DC-DC变换器的电压增益恒小于1，不满足宽范围输入压的要求；移相控制在输入电压范围较宽时，使得DC-DC变换器的移相角变化较大，从而增加系统环流，导致DC-DC变换器的效率降低。
发明内容
本发明实施例提供一种DC-DC变换电路的控制装置和控制方法，以实现DC-DC变换电路在具有宽电压输入范围的同时实现高转换效率。
第一方面，本发明实施例提供了一种DC-DC变换电路的控制装置，所述DC-DC变换电路包括第一电压模块和第二电压模块，该DC-DC变换电路的控制装置包括：信号采集模块、软开关状态控制模块、移相控制模块和驱动控制模块；所述软开关状态控制模块的输入端与所述信号采集模块电连接，所述软开关状态控制模块的输出端与所述驱动控制模块的第一输入端电连接，所述移相控制模块的输入端与所述信号采集模块电连接，所述移相控制模块的输出端与所述驱动控制模块的第二输入端电连接；
所述信号采集模块用于实时采集所述DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流，并将所述输入电压、输出电压和输出电流反馈至所述软开关状态控制模块的输入端，以及将所述输出电压和所述输出电流反馈至所述移相控制模块输入端；
所述移相控制模块用于根据所述输出电压和输出电流调整所述第一电压模块与所述第二电压模块之间的移相角；
所述软开关状态控制模块用于根据所述输入电压、输出电压、输出电流以及所述移相角计算电压增益，输出并调整所述DC-DC变换电路的开关频率以增大所述DC-DC变换电路的软开关范围；
所述驱动控制电路用于根据所述移相角和所述开关频率生成所述DC-DC变换电路的驱动信号。
第二方面，本发明实施例提供了一种DC-DC变换电路的控制方法，包括：
采集所述DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流；
根据所述输出电压和输出电流调整所述DC-DC变换电路的移相角；
根据所述输入电压、输出电压、输出电流以及所述移相角计算电压增益；
根据所述电压增益输出并调整所述DC-DC变换电路的开关频率以增大所述DC-DC变换电路的软开关范围；
根据所述移相角和所述开关频率生成所述DC-DC变换电路的驱动信号。
本发明实施例通过信号采集模块实时采集DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流，移相控制模块根据输出电压与输入电压之间的大小和相位关系，调整DC-DC变换电路的第一电压模块和第二电压模块之间的移相角，以增大DC-DC变换电路的电压增益；由于电压增益与系统的开关频率相关联，因此，软开关状态控制模块根据DC-DC变换电路的电压增益来调节开关频率，以增大DC-DC变换电路输入侧和输出侧的软开关范围，降低功率损耗，从而实现DC-DC变换电路在宽范围输入电压的同时提高转换效率。且相对现有技术，本发明实施例提供的技术方案不需要增加硬件装置，能够降低DC-DC变换电路的硬件成本并减小系统的体积。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图；
图2为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的结构示意图；
图3为图2中DC-DC变换电路的交流等效电路的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的一种软开关特性的曲线图；
图5为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图；
图6为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图；
图7为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图；
图8为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图；
图9为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图；
图10为本发明实施例提供的一种开关频率与输出电流的特性曲线；
图11为本发明实施例提供的一种移相角与输出电流的特性曲线；
图12为本发明实施例提供的一种输出电流与谐振电流峰值的特性曲线；
图13为本发明实施例提供的一种输出电流与谐振电容电压的特性曲线；
图14为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的输出波形图；
图15为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的控制方法的流程图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。
图1为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图，图2为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的结构示意图，DC-DC变换电路100包括第一电压模块101和第二电压模块102，连接于第一电压模块101和第二电压模块102之间的串联谐振模块102，以及与串联谐振模块102连接的变压器103和隔直电容104。参考图1和图2，本发明实施例提供的DC-DC变换电路的控制装置包括：信号采集模块10、软开关状态控制模块20、移相控制模块30和驱动控制模块40；软开关状态控制模块20的输入端C1与信号采集模块10电连接，软开关状态控制模块20的输出端C2与驱动控制模块40的第一输入端E1电连接，移相控制模块30的输入端D1与信号采集模块10电连接，移相控制模块30的输出端D2与驱动控制模块40的第二输入端E2电连接；
信号采集模块10用于实时采集DC-DC变换电路100的输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io，并将输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io反馈至软开关状态控制模块20的输入端C1，以及将输出电压Vo和输出电流Io反馈至移相控制模块30输入端D1；
移相控制模块30用于根据输出电压Vo和输出电流Io调整第一电压模块101与第二电压模块105之间的移相角
软开关状态控制模20块用于根据输入电压Vi、输出电压Vo、输出电流Io以及移相角
计算电压增益M，输出并调整DC-DC变换电路100的开关频率F以增大DC-DC变换电路100的软开关范围；
驱动控制电路40用于根据移相角
和开关频率F生成DC-DC变换电路100的驱动信号。
具体的，DC-DC变换电路100用于将其输入端A1输入的直流电转换为另一直流电从输出端A2输出。示例性的，DC-DC变换电路100可以用于电动汽车中高压动力电池与低压蓄电池之间的能量转换，DC-DC变换电路100可以为车载双向DC-DC变换电路。参考图2，DC-DC变换电路100包括第一电压模块101、第二电压模块105、串联谐振模块102、变压器103和隔直电容104，串联谐振模块102用于实现DC-DC变换电路100的软开关，以提高DC-DC变换电路100的转换效率。信号采集模块10实时采集DC-DC变换电路100的输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io，并将输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io反馈至软开关状态控制模块20，将输出电压Vo和输出电流Io反馈移相控制模块。移相控制模块30根据输出电压Vo和输出电流Io调整DC-DC变换电路100的移相角
即调整第一电压模块101和第二电压模块105之间的电压或电流相角，以使DC-DC变换电路100的输入端在宽电压输入范围内，具有较高的电压增益M。软开关状态控制模块20根据输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io计算出DC-DC变换电路100的电压增益M，并根据电压增益M通过调节DC-DC变换电路100的开关频率F来增大DC-DC变换电路100的软开关范围，从而减小DC-DC变换电路100的功率损耗，进而能够提高能量的转换效率。
本发明实施例通过信号采集模块实时采集DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流，移相控制模块根据输出电压与输入电压之间的大小和相位关系，调整DC-DC变换电路的第一电压模块和第二电压模块之间的移相角，以增大DC-DC变换电路的电压增益；由于电压增益与系统的开关频率相关联，因此，软开关状态控制模块根据DC-DC变换电路的电压增益来调节开关频率，以增大DC-DC变换电路输入侧和输出侧的软开关范围，降低功率损耗，从而实现DC-DC变换电路在宽范围输入电压的同时提高转换效率。且相对现有技术，本发明实施例提供的技术方案不需要增加硬件装置，能够降低DC-DC变换电路的硬件成本并减小系统的体积。
可选的，在上述实施例的基础上，继续参考图2，DC-DC变换电路的输出功率与移相角和开关频率相关联；电压增益与移相角满足如下公式：
其中，M为电压增益，A为电压增益系数，
为移相角。
具体的，串联谐振DC-DC变换器的电路结构简单，能够实现DC-DC变换电路100的软开关工作模式。参考图2，DC-DC变换电路100可以为双向全桥串联谐振DC-DC变换电路，谐振电感Lr和谐振电容Cr组成的串联谐振模块102用来产生谐振，以实现DC-DC变换电路100输入侧和输出侧的软开关。隔直电容104可以防止DC-DC变换电路100在反向运行时变压器103发生铁心偏磁的现象。图3为图2中DC-DC变换电路的交流等效电路的结构示意图，参考图2和图3，采用移相控制的方式将第一电压模块101和第二电压模块105中的晶体管全部以50％占空比导通，同一桥臂上下两个晶体管的驱动脉冲信号互补，对角线上的两个晶体管的驱动信号相同。示例性的，第一电压模块101中的晶体管S1和晶体管S3的驱动脉冲信号互补，晶体管S2和晶体管S3的驱动脉冲信号相同；第二电压模块105中的晶体管S5和晶体管S7的驱动脉冲信号互补，晶体管S5和晶体管S8的驱动脉冲信号相同，且晶体管S1和晶体管S5的驱动脉冲信号之间的移相角为
在稳态工况下，DC-DC变换电路100的输出电压Vo恒定，因此可以将变压器103二次侧等效为一个交流源并反映到一次侧，得到如图3所示的交流等效电路。根据交流等效电路可以推导出DC-DC变换电路100的输出功率Po、移相角
与开关频率F满足
进一步地，由于DC-DC变换电路100在实际工作过程中的输出阻抗不仅包括容性阻抗或感性阻抗，还包括阻性阻抗(阻性阻抗为DC-DC变换电路输出阻抗的实部部分)，因此，可以将DC-DC变换电路的交流等效电路的输出侧的交流源V2用容性负载代替，输出功率Po可以由输出电压Vo和输出电流Io求得，进一步求得电压增益
其中电压增益系数A与开关频率F相关。
软开关特性是DC-DC变换电路100实现高转换效率的重要前提，通过将晶体管在其两端电压为零时导通以实现零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)，或在流过晶体管的电流为零时关断晶体管以实现零电流开关(Zero Current Switch，ZCS)。根据各个晶体管的驱动脉冲信号的时序对DC-DC交流等效电路进行分析，并推导出在移相控制方式下DC-DC变换电路100的输入侧的软开关条件为：
根据输入侧软开关条件可知，
为输入侧的软开关边界条件，在电压增益小于1或电压增益大于1且在移相角
时，能够实现DC-DC变换电路100的输入侧的软开关(DC-DC变换电路100输入侧的晶体管能够实现ZVS)。在电压增益大于1且在移相角
时，也能够实现DC-DC变换电路100的输入侧的软开关(DC-DC变换电路100输入侧的晶体管能够实现ZCS)。此时，能够DC-DC变换电路100的第一电压模块101的开关损耗，有利于提高DC-DC变换电路的转换效率。
在移相控制方式下DC-DC变换电路100的输出侧的软开关条件为：
根据输出侧软开关条件可知，
为输出侧的软开关边界条件，在电压增益大于1或电压增益小于1且在移相角
时，能够实现DC-DC变换电路100的输出侧的软开关(DC-DC变换电路100输出侧的晶体管能够实现ZVS)。在电压增益小于1且在移相角
时，也能够实现DC-DC变换电路100的输出侧的软开关(DC-DC变换电路100输出侧的晶体管能够实现ZCS)。此时，能够DC-DC变换电路100的第二电压模块105的开关损耗，有利于提高DC-DC变换电路的转换效率。
需要说明的是，DC-DC变换电路100为双向DC-DC变换电路时，在双向DC-DC变换电路正向运行时，第一电压模块101为输入侧，第二电压模块105为输出侧；当双向DC-DC变换电路反向运行时，第二电压模块105为输入侧，第一电压模块101为输出侧。
可选的，图4为本发明实施例提供的一种软开关特性的曲线图。在上述实施例的基础上，参考图4，曲线OB为输入侧的软开关边界条件
曲线OC为输出侧的软开关边界条件
曲线OB和曲线OC将DC-DC变换电路100的工作状态分为三个软开关区域，即：输入ZCS、输出ZVS区域，输入ZVS、输出ZVS区域，输入ZVS、输出ZCS区域。由于晶体管具有反并联的二极管，在晶体管开通或关断时，反向并联的二极管能够续流以反向恢复能量，导致晶体管的开通能量一直高于晶体管的关断能量。因此使串联谐振DC-DC变换电路工作在ZVS软开关状态，能够降低开关管的开关损耗，有利于提高DC-DC变换电路100的转换效率。也就是说，保证输入ZVS、输出ZVS区域的软开关范围最大，对应的DC-DC变换电路100的转换效率就最高。示例性的，根据电压增益M的计算公式可知，电压增益M与电压增益系数A有关，且电压增益系数A与开关频率F有关，参考图4，取电压增益系数A分别等于1-5，当电压增益系数A等于2或者接近2时，DC-DC变换电路100的输入侧和输出侧均能够工作在ZVS区域，此时，DC-DC变换电路100的软开关范围较大，从而能够提高DC-DC变换电路100的转换效率。
继续参考图1和图4，电压增益系数A与电压增益M(输入电压Vi、输出电压Vo)、输出电流Io(输出功率Po)和开关频率F有关，通过软开关状态控制模块20调节电压增益系数A的值恒等于2，则能够增大DC-DC变换电路100的软开关范围，并通过变频控制方式调节开关频率F输出至驱动控制模块40，以此形成闭环控制，能够自动调节DC-DC变换电路100的最佳开关频率F，以增大软开关范围。
可选的，图5为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图。在上述实施例的基础上，参考图5，软开关状态控制模块20包括电压增益系数计算单元210；电压增益系数计算单元210的输入端与信号采集模块10的输出端电连接，用于计算电压增益系数A。
具体的，电压增益系数计算单元210接收信号采集模块10输出的输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io，并根据接收到的输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io计算出电压增益M，并根据电压增益
来得到电压增益系数A。
可选的，继续参考图5，软开关状态控制模块20还包括第一比较器220、第一控制器230和第一限幅器240；
第一比较器220的输入端输入电压增益系数的参考值Aref，第一比较器220的反馈接收端输入电压增益系数的计算值，第一比较器220用于将电压增益系数的参考值Aref与电压增益系数的计算值进行比较做差，并输出第一差值；
第一控制器230的输入端与第一比较器220的输出端电连接，用于将第一差值进行调节，并从其输出端输出第一开关频率；
第一限幅器240的输入端与第一控制器230的输出端电连接，第一限幅器240的输出端与驱动控制模块40的第一输入端E1电连接。
具体的，第一比较器220用于将电压增益系数的参考值Aref与电压增益系数计算单元210输出的电压增益系数A进行比较做差，并输出第一差值。其中，第一差值为电压增益系数的参考值Aref与实际计算出的电压增益系数A之间误差，通过第一控制器230将电压增益系数计算单元210计算出的电压增益系数A限定在A＝2附近，以使DC-DC变换电路100的软开关范围最大。可以通过软开关状态控制模块20自身存储的数据进行查找，以得到相应的第一开关频率；或者通过电压增益系数A的闭环自动获得第一开关频率。第一控制器230可以为PI(比例积分)控制器，第一控制器230输出第一开关频率后，通过第一限幅器240将第一开关频率限定在DC-DC变换电路100的系统开关频率以下，得到调节后的开关频率F输出至驱动控制模块40。驱动控制模块40根据接收到的开关频率F调节晶体管驱动脉冲信号的占空比，驱动DC-DC变换电路100改变工作状态，以使DC-DC变换电路100的输入侧和输出侧均工作在ZVS模式。
可选的，图6为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图。在上述实施例的基础上，参考图6，移相控制模块30包括第一控制单元310、第二控制单元320、第二比较器330和第二限幅器340；
第一控制单元310用于根据输出电流Io输出第一移相角
第二控制单元320用于根据输出电压Vo输出第二移相角
第二比较器330用于根据第一移相角和第二移相角的比较结果，输出最小移相角并经第二限幅器340限幅。
具体的，由于电压增益M与移相角相关，因此，可以通过移相控制模块30调整DC-DC变换电路100的第一电压模块101与第二电压模块105之间的移相角，以增大DC-DC变换电路100的电压增益M。当DC-DC变换电路100的输出侧为低压蓄电池时，根据蓄电池的状态可以分为三种不同的移相控制方式，即，恒流控制模式、恒功率控制模式和恒压控制模式。当蓄电池的电压较低时，DC-DC变换电路处于恒流控制模式为蓄电池充电，随着蓄电池的电压升高，逐渐由恒流控制模式切换至恒功率控制模式，之后DC-DC变换电路100的输出电压Uo继续升高，输出电流Io减小，由恒功率控制模式切换至恒压控制模式稳定输出电压，为蓄电池提供电能。示例性的，第一控制单元310可以为恒流控制单元，第二控制单元320可以为恒压控制单元，第二比较器330为最小值比较器，用于比较第一控制单元310输出的第一移相角
和第二比较单元320输出的第二移相角
并输出二者中最小的移相角至第二限幅器340，第二限幅器340的上限为1，下限为-1，将最小移相角限幅后输出移相角
至驱动控制模块40，实现不同控制模式之间的平滑切换。其中，DC-DC变换电路100在正向工作模式下移相角
大于零，在反向工作模式下移相角
小于零。
可选的，图7为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图。在上述实施例的基础上，参考图7，第一控制单元310包括第三比较器3101和第二控制器3102；
第三比较器3101的输入端输入输出电流参考值Io-ref，第三比较器3101的反馈接收端输入输出电流Io，第三比较器3101的输出端与第二控制器3102的输入端电连接，第二控制器3102的输出端与第二比较器330电连接。
具体的，第三比较器3101用于比较输出电流参考值Io-ref与输入输出电流Io之间误差，并将此误差值输出至第二控制器3102，第二控制器3102可以为PI控制器。第二控制器3102根据误差值调节DC-DC变换电路100的输出电流Io，并根据输出电流Io输出对应的第一移相角
可选的，在上述实施例的基础上，继续参考图7，第二控制单元320包括第四比较器3201和第三控制器3202；
第四比较器3201的输入端输入输出电压参考值Vo-ref，第四比较器3201的反馈接收端输入输出电压Vo，第四比较器3201的输出端与第三控制器3202的输入端电连接，第三控制器3202的输出端与第二比较器330电连接。
具体的，第四比较器3201用于比较输出电压参考值Vo-ref与输入输出电压Vo之间误差，并将此误差值输出至第三控制器3202，第三控制器3202可以为PI控制器。第三控制器3202根据误差值调节DC-DC变换电路100的输出电压Vo，并根据输出电压Vo输出对应的第二移相角
第二比较器330比较第一移相角
和第二移相角
之间大小关系，以最小移相角作为输出，并经过第二限幅器340限幅后输出移相角
至驱动控制模块40。驱动控制模块40根据移相角
和开关频率F调整输出至DC-DC变换电路100的驱动脉冲信号的占空比和相位，来增大DC-DC变换电路100的软开关范围，且通过移相控制能够增大DC-DC变换电路100的电压增益M。
可选的，图8为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图。在上述实施例的基础上，参考图8，移相控制模块30还包括第三控制单元350，第三控制单元350包括电流计算单元3501；第一控制单元310还包括第五比较器3103；
电流计算单元3501的输入端输入输出电压Io，电流计算单元3501用于计算输出功率最大值Pmax与输出电压Io的比值，并输出第一电流值至第五比较器3103，第五比较器3103用于比较输出电流参考值Io-ref和第一电流值中最小电流值，并输出最小电流值至第三比较器3101的输入端。
具体的，第三控制单元350可以为恒功率控制单元，通过电流计算单元3501计算出最大输出电流并输出至第五比较器3103，第五比较器3103用于比较电流计算单元3501输出的最大输出电流与输出电流参考值Io-ref之间的大小关系，输出二者中最小的输出电流值至第三比较器3101，然后通过第一控制单元310输出第一移相角
这样设置的好处是，不需要对不同控制模式进行判断和计算，直接以最小移相角作为输出值来控制DC-DC变换电路100有最大的电压增益M，同时实现恒压控制模式与恒流控制模式之间的快速平滑切换，避免了传统技术方案的复杂切换逻辑。
可选的，图9为本发明实施例提供的另一种DC-DC变换电路的控制装置的结构框图。在上述实施例的基础上，参考图8和图9，本发明实施例提供的DC-DC变换电路的控制装置的具体工作原理如下：
软开关特性是DC-DC变换电路100实现高转换效率的重要前提，根据DC-DC变换电路100的交流等效电路推导出实现软开关的边界条件。输入侧和输出侧的软开关边界条件将DC-DC变换电路100的工作状态分为三个软开关区域，即：输入ZCS、输出ZVS区域，输入ZVS、输出ZVS区域，输入ZVS、输出ZCS区域。由于晶体管具有反并联的二极管，在晶体管开通或关断时，反向并联的二极管能够续流以反向恢复能量，导致晶体管的开通能量一直高于晶体管的关断能量。因此使串联谐振DC-DC变换电路工作在ZVS软开关状态，能够降低开关管的开关损耗，有利于提高DC-DC变换电路100的转换效率。也就是说，保证输入ZVS、输出ZVS区域的软开关范围最大，对应的DC-DC变换电路100的转换效率就最高。示例性的，根据电压增益M的计算公式可知，电压增益M与电压增益系数A有关，且电压增益系数A与开关频率F有关，参考图4，取电压增益系数A分别等于1-5，当电压增益系数A等于2或者接近2时，DC-DC变换电路100的输入侧和输出侧均能够工作在ZVS区域，此时，DC-DC变换电路100的软开关范围较大，从而能够提高DC-DC变换电路100的转换效率。
电压增益系数A与电压增益M、输出电流Io和开关频率F有关，通过软开关状态控制模块20调节电压增益系数A的值恒等于2，则能够增大DC-DC变换电路100的软开关范围，并通过变频控制方式调节开关频率F输出至驱动控制模块40，以此形成闭环控制，能够自动调节DC-DC变换电路100的最佳开关频率F，以增大软开关范围。电压增益系数计算单元210接收信号采集模块10输出的输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io，并根据接收到的输入电压Vi、输出电压Vo和输出电流Io计算出电压增益M，并根据电压增益M＝Asin来得到电压增益系数A。第一比较器220用于将电压增益系数的参考值Aref与电压增益系数计算单元210输出的电压增益系数A进行比较做差，并输出第一差值。其中，第一差值为电压增益系数的参考值Aref与实际计算出的电压增益系数A之间误差，通过第一控制器230将电压增益系数计算单元210计算出的电压增益系数A限定在A＝2附近，以使DC-DC变换电路100的软开关范围最大。图10为本发明实施例提供的一种开关频率与输出电流的特性曲线，参考图10，当电压增益系数A等于2(即对应最优软开关范围)时，在同一输出电流Io下，随着电压增益M的增大，开关频率F也相应地增大。因此，可以通过在控制装置中写入相应的曲线数据，即可通过存储的相应曲线数据获得对应的开关频率F。第一控制器230输出第一开关频率后，通过第一限幅器240将第一开关频率限定在DC-DC变换电路100的系统开关频率以下，得到调节后的开关频率F输出至驱动控制模块40。驱动控制模块40根据接收到的开关频率F调节晶体管驱动脉冲信号的占空比，驱动DC-DC变换电路100改变工作状态，以使DC-DC变换电路100的输入侧和输出侧均工作在ZVS模式。
第三比较器3101将输出电流参考值Io-ref与输入输出电流Io进行做差，并将差值输出至第二控制器3102，第二控制器3102根据差值调节DC-DC变换电路100的输出电流Io，并根据输出电流Io输出对应的第一移相角
第四比较器3201用于比较输出电压参考值Vo-ref与输入输出电压Vo之间误差，并将此误差值输出至第三控制器3202，第三控制器3202根据误差值调节DC-DC变换电路100的输出电压Vo，并根据输出电压Vo输出对应的第二移相角
通过电流计算单元3501计算出最大输出电流并输出至第五比较器3103，第五比较器3103用于比较电流计算单元3501输出的最大输出电流与输出电流参考值Io-ref之间的大小关系，输出二者中最小的输出电流值至第三比较器3101，然后通过第一控制单元310输出第一移相角
第二比较器330比较第一移相角
和第二移相角
之间大小关系，以最小移相角作为输出，并经过第二限幅器340限幅后输出移相角
至驱动控制模块40。驱动控制模块40根据移相角
和开关频率F调整输出至DC-DC变换电路100的驱动脉冲信号的占空比和相位，来增大DC-DC变换电路100的软开关范围，且通过移相控制能够增大DC-DC变换电路100的电压增益M。图11为本发明实施例提供的一种移相角与输出电流的特性曲线，参考图11，在同一输出电流Io下，能够增大DC-DC变换电路100的软开关范围的最优的开关频率F所对应的的移相角
随着电压增益M的增大而增大，也就是说，通过变频控制使得电压增益系数A所对应的开关频率F能够增大DC-DC变换电路100的软开关范围，且在宽输入电压范围下，移相角
与电压增益M和输出电流Io呈线性关系。
可选的，图12为本发明实施例提供的一种输出电流与谐振电流峰值的特性曲线，图13为本发明实施例提供的一种输出电流与谐振电容电压的特性曲线。参考图12和图13，通过移相变频混合控制，在DC-DC变换电路100具有较宽软开关范围下，谐振电流和谐振电容电压与输出电流呈正相关的关系，即负载越轻谐振电流的峰值越小，谐振电容的电压越小，满足DC-DC变换电路100的效率特性要求。
可选的，图14为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的输出波形图。参考图14，本发明实施例以额定功率为2.2kW的DC-DC变换器为例，采用上述任意实施例所提供的DC-DC变换电路的控制装置进行设计。图12中所示曲线从上至下依次为输出电流Io、输出电压Vo和输出功率Po的曲线波形图。在0.02s之前，DC-DC变换电路100处于恒流控制模式，此状态下DC-DC变换电路100的输出电流Io为157A；0.02s时，DC-DC变换电路从恒流控制模式切换至恒功率控制模式，DC-DC变换电路100的输出电压Vo增大，输出电流Io降低，并以2.2kW的恒定功率向输出侧提供电能；0.03s时，DC-DC变换电路100有恒功率控制切换至恒压控制模式，此时，DC-DC变换电路100的输出电流Io继续降低，输出电压Vo保持恒定的14V向二次侧供电。三种控制模式在切换过程中，无较大尖峰峰值，能够实现平滑切换，且切换时间迅速，能够满足车载DC-DC变换电路的要求。
本发明实施例通过信号采集模块实时采集DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流，移相控制模块根据输出电压与输入电压之间的大小和相位关系，调整DC-DC变换电路的第一电压模块和第二电压模块之间的移相角，以增大DC-DC变换电路的电压增益；由于电压增益与系统的开关频率相关联，因此，软开关状态控制模块根据DC-DC变换电路的电压增益来调节开关频率，以增大DC-DC变换电路输入侧和输出侧的软开关范围，降低功率损耗，从而实现DC-DC变换电路在宽范围输入电压的同时提高转换效率。且相对现有技术，本发明实施例提供的技术方案不需要增加硬件装置，能够降低DC-DC变换电路的硬件成本并减小系统的体积。
可选的，图15为本发明实施例提供的一种DC-DC变换电路的控制方法的流程图，参考图15，在上述实施例的基础上，本发明实施例提供的DC-DC变换电路的控制方法包括：
步骤110、采集DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流。
步骤120、根据输出电压和输出电流调整DC-DC变换电路的移相角。
步骤130、根据输入电压、输出电压、输出电流以及移相角计算电压增益。
步骤140、根据电压增益输出并调整DC-DC变换电路的开关频率以增大DC-DC变换电路的软开关范围。
步骤150、根据移相角和开关频率生成DC-DC变换电路的驱动信号。
本发明实施例提供的DC-DC变换电路的控制方法由上述任意实施例所提供的DC-DC变换电路的控制装置执行，因此，本发明实施例所提供的DC-DC变换电路的控制方法具有上述任意实施例所描述的有益效果，在此不再赘述。
注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。
Claims (10)
1.一种DC-DC变换电路的控制装置，所述DC-DC变换电路包括第一电压模块和第二电压模块，其特征在于，包括：信号采集模块、软开关状态控制模块、移相控制模块和驱动控制模块；所述软开关状态控制模块的输入端与所述信号采集模块电连接，所述软开关状态控制模块的输出端与所述驱动控制模块的第一输入端电连接，所述移相控制模块的输入端与所述信号采集模块电连接，所述移相控制模块的输出端与所述驱动控制模块的第二输入端电连接；
所述信号采集模块用于实时采集所述DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流，并将所述输入电压、输出电压和输出电流反馈至所述软开关状态控制模块的输入端，以及将所述输出电压和所述输出电流反馈至所述移相控制模块输入端；
所述移相控制模块用于根据所述输出电压和输出电流调整所述第一电压模块与所述第二电压模块之间的移相角；
所述软开关状态控制模块用于根据所述输入电压、输出电压、输出电流以及所述移相角计算电压增益，输出并调整所述DC-DC变换电路的开关频率以增大所述DC-DC变换电路的软开关范围；
所述驱动控制电路用于根据所述移相角和所述开关频率生成所述DC-DC变换电路的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述DC-DC变换电路的输出功率与所述移相角和所述开关频率相关联；
所述电压增益与所述移相角满足如下公式：
其中，M为所述电压增益，A为电压增益系数，
为所述移相角。
3.根据权利要求2所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述DC-DC变换电路的输入侧的软开关满足如下条件：
其中，
为输入侧的软开关边界条件；
所述DC-DC变换电路的输出侧的软开关满足如下条件：
其中，
为输出侧的软开关边界条件。
4.根据权利要求2所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述软开关状态控制模块包括电压增益系数计算单元；
所述电压增益系数计算单元的输入端与所述信号采集模块的输出端电连接，用于计算所述电压增益系数。
5.根据权利要求4所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述软开关状态控制模块还包括第一比较器、第一控制器和第一限幅器；
所述第一比较器的输入端输入所述电压增益系数的参考值，所述第一比较器的反馈接收端输入所述电压增益系数的计算值，所述第一比较器用于将所述电压增益系数的参考值与所述电压增益系数的计算值进行比较做差，并输出第一差值；
所述第一控制器的输入端与所述第一比较器的输出端电连接，用于将所述第一差值进行调节，并从其输出端输出第一开关频率；
所述第一限幅器的输入端与所述第一控制器的输出端电连接，所述第一限幅器的输出端与所述驱动控制模块的第一输入端电连接。
6.根据权利要求1所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述移相控制模块包括第一控制单元、第二控制单元、第二比较器和第二限幅器；
所述第一控制单元用于根据所述输出电流输出第一移相角；
所述第二控制单元用于根据所述输出电压输出第二移相角；
所述第二比较器用于根据所述第一移相角和所述第二移相角的比较结果，输出最小移相角并经所述第二限幅器限幅。
7.根据权利要求6所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述第一控制单元包括第三比较器和第二控制器；
所述第三比较器的输入端输入输出电流参考值，所述第三比较器的反馈接收端输入所述输出电流，所述第三比较器的输出端与所述第二控制器的输入端电连接，所述第二控制器的输出端与所述第二比较器电连接。
8.根据权利要求6所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述第二控制单元包括第四比较器和第三控制器；
所述第四比较器的输入端输入输出电压参考值，所述第四比较器的反馈接收端输入所述输出电压，所述第四比较器的输出端与所述第三控制器的输入端电连接，所述第三控制器的输出端与所述第二比较器电连接。
9.根据权利要求7所述的DC-DC变换电路的控制装置，其特征在于，所述移相控制模块还包括第三控制单元，所述第三控制单元包括电流计算单元；所述第一控制单元还包括第五比较器；
所述电流计算单元的输入端输入所述输出电压，所述电流计算单元用于计算输出功率最大值与所述输出电压的比值，并输出第一电流值至所述第五比较器，所述第五比较器用于比较所述输出电流参考值和所述第一电流值中最小电流值，并输出所述最小电流值至所述第三比较器的输入端。
10.一种DC-DC变换电路的控制方法，其特征在于，包括：
采集所述DC-DC变换电路的输入电压、输出电压和输出电流；
根据所述输出电压和输出电流调整所述DC-DC变换电路的移相角；
根据所述输入电压、输出电压、输出电流以及所述移相角计算电压增益；
根据所述电压增益输出并调整所述DC-DC变换电路的开关频率以增大所述DC-DC变换电路的软开关范围；
根据所述移相角和所述开关频率生成所述DC-DC变换电路的驱动信号。
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