JP5707427B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチ回路と、フィードバック手段と、信号生成手段とを備える電力変換装置に関する。
従来では、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の過電圧を抑えることを目的とするＤＣ／ＤＣコンバータに関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。このＤＣ／ＤＣコンバータは、ＰＩ演算手段がＤＣ／ＤＣコンバータの起動時にＰＩ演算の積分項を通常動作時よりも小さな値とする。
特開２００９−１１８５７１号公報
しかし、特許文献１の技術を適用しても、目標電圧通りにフィードバックできない領域（特に入力電圧が低い領域）においては下記に示す課題がある。
第１に、入力電圧が急増する場合には出力電圧も急上昇してしまう。このような出力電圧の急上昇に対処するには、負荷や半導体素子等を高耐圧のものにしなければならない。耐圧が高くなるにつれて高価になるため、結果として製造コストも高くなる。
第２に、スイッチング素子を用いるスイッチ回路は、１周期に２回流れる電流の正負のピークレベルにアンバランスが生じる。このようなピークレベルにアンバランスが生じると、誘導性要素（例えばトランスやコイル等）に偏磁が発生して磁気飽和が発生し易くなる。このことは、スイッチ回路をフルブリッジ型回路、プッシュプル型回路、ハーフブリッジ型回路のいずれで構成しても同様に発生し易い。
本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、負荷や半導体素子等の耐圧を上げることなく製造コストを低く抑えるとともに、ピークレベルのバランスを従来よりも維持して誘導性要素の偏磁を抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するためになされた第１の発明は、制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ〜１１Ｅ）と、前記スイッチ回路から出力される出力値（Ｖout）と指令値（Ｖref）とに基づいてフィードバック制御を行うフィードバック手段（１７）と、前記フィードバック制御の目標値（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、前記目標値から所定値（α，β，γ，δ）ずつ減算して減算値（Ｉsub）とする減算部（１７ｆ）と、前記目標値または前記減算値のいずれか一方を選択して選択値（Ｉsel）とする選択部（１７ｂ）と、前記スイッチ回路に入力される入力値（Ｉｄ）と、前記選択値との差分を演算して差分値（ΔＩ）とする差分演算部（１６）と、前記差分値に基づいて前記選択部によって選択される前記選択値を変更する選択変更部（１７ｅ）とを有し、前記フィードバック手段は、前記選択値を前記フィードバック制御の前記目標値とすることを特徴とする。
この構成によれば、選択変更部によって選択される選択値は、差分値に基づいて目標値または減算値のいずれか一方になる。目標値を所定値ずつ減少させることで、指令値通りにフィードバックできない領域においても、入力値と選択値（ひいては目標値）との乖離を小さくすることができる。このことは、入力値の急激な変化（特に増加）や、出力値の急激な変化（特に減少）等の外乱が発生しても、負荷や半導体素子等の耐圧を上げる必要が無いことを意味する。よって、電力変換装置の製造コストを低く抑えられる。また、電力変換装置に誘導性要素を含む場合でも、ピーク値（ピークレベル）のバランスが維持されるので、当該誘導性要素に偏磁が発生するのを抑制することができる。
第２の発明は、前記選択変更部は、前記差分値の正負符号が反転しなければ、前記選択部による選択を前記減算値に変更することを特徴とする。
この構成によれば、差分値の正負符号が反転しないのは、入力値と選択値との差分に余裕があるためである。そこで、目標値から所定値ずつ減算することで出力値を最適化することができる。よって、入力値の急激な変化（特に増加）や、出力値の急激な変化（特に減少）等の外乱が発生しても、フィードバック制御の応答遅れに伴う反動を抑制することができる。
第３の発明は、前記選択変更部は、前記差分値の正負符号が反転すれば、前記選択部による選択を前記目標値に変更することを特徴とする。
この構成によれば、差分値の正負符号が反転するのは、入力値と選択値との差分に余裕が無くなるためである。そこで、通常通りに目標値でフィードバック制御を行うことで出力値を最適化することができる。
なお「差分演算部」は、入力値を基準としてもよく、選択値を基準としてもよい。「 誘導性要素」は誘導性の部品や装置等であって、例えばトランス（変圧器）、コイル（インダクタ）、回転電機（発電機，電動機，電動発電機等）が該当する。
電力変換装置の第１構成例を示す模式図である。 選択制御処理の第１手続き例を示すフローチャート図である。 目標電流値や検出電流値等の第１変化例を示すタイムチャート図である。 選択制御処理の第２手続き例を示すフローチャート図である。 目標電流値や検出電流値等の第２変化例を示すタイムチャート図である。 選択制御処理の第３手続き例を示すフローチャート図である。 目標電流値や検出電流値等の第３変化例を示すタイムチャート図である。 選択制御処理の第４手続き例を示すフローチャート図である。 目標電流値や検出電流値等の第４変化例を示すタイムチャート図である。 電力変換装置の第２構成例を示す模式図である。 選択制御処理の第５手続き例を示すフローチャート図である。 目標電流値や検出電流値等の第５変化例を示すタイムチャート図である。 電力変換装置の第３構成例を示す模式図である。 選択制御処理の第６手続き例を示すフローチャート図である。 目標電流値や検出電流値等の第６変化例を示すタイムチャート図である。 選択制御処理の第７手続き例を示すフローチャート図である。 目標電流値や検出電流値等の第７変化例を示すタイムチャート図である。 電力変換装置の第４構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第５構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第６構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第７構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第８構成例を示す模式図である。
以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的に接続することを意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示しているとは限らない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。英数字の連続符号は記号「〜」を用いて略記する。例えば、「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。「スイッチング周期」は、スイッチ回路に含まれる全てのスイッチング素子がオン／オフするのに必要な期間を意味する。
〔実施の形態１〕
実施の形態１は図１〜図３を参照しながら説明する。図１に示す電力変換装置１０は、スイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の一例である。当該電力変換装置１０は、入力電圧Ｖin（例えば２８８[Ｖ]）を所要の出力電圧Ｖout（例えば１４[Ｖ]）に変換して出力する機能を担う。電力変換装置１０の入力端子ＩＮには電力源Ｅｂが接続され、出力端子ＯＵＴには負荷Ｚが接続される。電力源Ｅｂは、例えばバッテリ（二次電池等）や燃料電池などが該当する。負荷Ｚは、例えば電力源Ｅｂとは電源容量が異なるバッテリ、回転電機（電動発電機、発電機，電動機等）、ヘッドランプなどが該当する。出力電圧Ｖoutは任意の値で設定してよい。電力変換装置１０内に設定してもよく、外部処理装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から受ける信号やデータ等に基づいて設定してもよい。
図示する電力変換装置１０は、コンデンサＣ１０、スイッチ回路１１Ａ、トランスＴｒ、整流平滑回路１２、第１検出部１３ａ、ドライブ回路１４、パルス生成部１５、差分演算部１６、フィードバック手段１７、第２検出部１８などを有する。以下では、電力変換装置１０の各構成要素について簡単に説明する。なお、電力変換装置１０内では検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖｄ等のような各種信号は、特に明示しない限り、各構成要素で処理可能な形態（例えば電圧値やデータ等）で取り扱われる。
コンデンサＣ１０は、入力端子ＩＮの両端間に接続され、電力源Ｅｂから入力される入力電圧Ｖinを平滑化する。
スイッチ回路１１Ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒ１などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路で構成され、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭ（制御信号に相当する）に基づいてオン／オフが駆動される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ３の入力端子との接続点は、トランスＴｒ１の一次コイルＬ１の一方側端子に接続される。同様にスイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、トランスＴｒ１の一次コイルＬ１の他方側端子に接続される。
「誘導性要素」に相当するトランスＴｒ１は、一次コイルＬ１と、中間タップを備える二次コイルＬ２とを有する。一次コイルＬ１の接続は上述した通りである。二次コイルＬ２の両端は、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂおよびコイルＬ１２を介して、出力端子ＯＵＴの一端側（プラス側）に接続される。二次コイルＬ２の中間タップは、出力端子ＯＵＴの他端側（マイナス側）に接続される。
整流平滑回路１２は、全波整流を行う整流部や、出力電圧Ｖoutを平滑化する平滑部などを有する。図１の構成例では、整流部はダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを有し、二次コイルＬ２から出力される交流電圧を直流電圧に整流する。平滑部はコイルＬ１２とコンデンサＣ１２とを備えるＬＣフィルタである。ダイオードＤ１２ａとコイルＬ１２は直列接続され、出力端子ＯＵＴの一端側に接続される。コンデンサＣ１２は、出力端子ＯＵＴの両端に接続される。出力端子ＯＵＴの一端側（特にコンデンサＣ１２の一端側）には、後述する第２検出部１８が接続され、出力電圧Ｖoutが検出される。
第１検出部１３ａは、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（入力値に相当する）を検出する。検出電流値Ｉｄは「第１検出値」に相当し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン時に検出される一以上の検出値である。複数の検出値の場合は、演算値（例えば平均値等）であってもよい。
第２検出部１８は、スイッチ回路１１Ａから出力される出力電圧Ｖoutを検出電圧値Ｖｄ（出力値に相当する）として検出する。本形態の検出電圧値Ｖｄは「第２検出値」に相当する。一般的に、検出電流値Ｉｄは波形信号のように変化し、検出電圧値Ｖｄは負荷Ｚ等の状態に応じて変化する。
ドライブ回路１４およびパルス生成部１５は「信号出力手段」に相当する。パルス生成部１５は、後述する差分演算部１６から伝達される差分電流値ΔＩに基づいて、パルス波（本形態ではパルス幅変調信号ＰＷＭ）を生成して出力する。ドライブ回路１４は、対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動するように、パルス生成部１５から伝達されるパルス幅変調信号ＰＷＭを増幅して出力する。
差分演算部１６（コンパレータ）は、第１検出部１３ａから伝達される検出電流値Ｉｄと、後述するフィードバック手段１７（具体的にはＤＡＣ１７ａ）から伝達される目標電流値Ｉdirとの差分値である差分電流値ΔＩを演算して出力する。差分値を演算するにあたって、検出電流値Ｉｄを基準としてもよく、差分電流値ΔＩを基準としてもよい。
フィードバック手段１７は、ＤＡＣ１７ａ（デジタル・アナログ・コンバータ）、選択部１７ｂ、フィードバック演算部１７ｃ、指令値設定部１７ｄ、選択変更部１７ｅ、減算部１７ｆなどを有する。フィードバック手段１７の各構成要素について、処理の流れに沿って簡単に説明する。フィードバック手段１７の一部または全部は、ハードウェアで構成してもよく、ＣＰＵがプログラムを実行するソフトウェアで構成してもよい。
指令値設定部１７ｄは、負荷Ｚに応じて設定される指令値Ｖrefを出力する。指令値Ｖrefは、記録媒体に記録してもよく、電圧値で設定してもよく、外部装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から伝達されて設定してもよい。
フィードバック演算部１７ｃは、指令値設定部１７ｄから伝達される指令値Ｖrefと、第２検出部１８から伝達される検出電圧値Ｖｄとに基づいてフィードバック制御の演算を行い、目標値Ｉref（制御量）を出力する。本形態では、比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）の演算を行う。さらに、必要に応じて微分制御（Ｄ制御）の演算を加えて行ってもよい。
減算部１７ｆは、フィードバック演算部１７ｃから伝達される目標値Ｉrefを第１所定値αずつ減算し、減算値Ｉsubとして出力する。第１所定値αは「所定値」に相当する。本形態では、パルス周期Ｃｐ（１回のオンタイムと１回のオフタイム）を経過するごとに第１所定値αずつ減算する。
選択変更部１７ｅは、差分演算部１６から伝達される差分値ΔＩに基づいて、選択部１７ｂによって選択される選択値Ｉselを変更する。本形態では、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ、選択部１７ｂによる選択を減算値Ｉsubに変更する。一方、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転すれば、選択部１７ｂによる選択を目標値Ｉrefに変更する。
選択部１７ｂは、選択変更部１７ｅの選択に基づいて、選択値Ｉselを目標値Ｉrefに変更するか、あるいは選択値Ｉselを減算値Ｉsubに変更する。ＤＡＣ１７ａは、選択部１７ｂで選択されて伝達される選択値Ｉsel（データ）を、アナログ信号である目標電流値Ｉdirに変換して出力する。
上述した構成例の電力変換装置１０で行われる選択制御について、図２を参照しながら説明する。なお、初期化時（例えば電源投入時やリセット時等）には、前回の減算値Ｉsubが無いので、目標値Ｉrefを設定する（Ｉsub＝Ｉref）。当該設定は、後述する実施の形態２以降における選択制御処理でも同様である。また、図２に示すステップＳ１０，Ｓ１２，Ｓ１４は選択部１７ｂに相当し、ステップＳ１１は減算部１７ｆに相当し、ステップＳ１３はＤＡＣ１７ａに相当する。
図２に示す選択制御処理において、まず１パルス周期内（パルス周期Ｃｐを経過するまで）に差分値ΔＩの正負符号が反転するか否かを判別する〔ステップＳ１０〕。もし差分値ΔＩの正負符号が反転すれば（ＹＥＳ）、目標電流値Ｉdirが低いことを意味する。そこで、選択値Ｉselに目標値Ｉrefを選択し〔ステップＳ１４〕、選択値Ｉsel（すなわち目標値Ｉref）を目標電流値Ｉdirに変換して出力する〔ステップＳ１３〕。
一方、差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ（ステップＳ１０でＮＯ）、目標電流値Ｉdirがまだ高いことを意味する。そこで、前回の減算値Ｉsubから第１所定値αを減算して新たな減算値Ｉsubを出力する〔Ｉsub＝Ｉsub−α；ステップＳ１１〕。減算値Ｉsubの演算は、ステップＳ１０の条件を満たさない場合に行ってもよく、当該条件とは無関係に目標値Ｉrefの演算と並行して行ってもよい。そして、選択値Ｉselに減算値Ｉsubを選択し〔ステップＳ１２〕、選択値Ｉsel（すなわち減算値Ｉsub）を目標電流値Ｉdirに変換して出力する〔ステップＳ１３〕。
図２の選択制御処理を実行した場合における変化例（制御例でもある。以下同じ。）について、図３を参照しながら説明する。図３では、目標電流値Ｉdir，検出電流値Ｉｄおよび選択値Ｉselについて、それぞれの変化例を示す。当該変化例や変化例は一例に過ぎず、検出電流値Ｉｄ，出力電圧Ｖout，負荷Ｚ等の変動に応じて様々に変わる。なお変化例については、実施の形態２以降も同様である。
時刻ｔ１０から時刻ｔ１１までのパルス周期Ｃｐは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択されるものとする。パルス周期Ｃｐを経過する時刻ｔ１１まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）ので、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２までのパルス周期Ｃｐは目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図２のステップＳ１１，Ｓ１２）。時刻ｔ１２を経過しても、時刻ｔ１３を経過しても、各パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しないので、減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択され、順次に第１所定値αずつ減算される（図２のステップＳ１１，Ｓ１２）。
時刻ｔ１３から時刻ｔ１６までのパルス周期Ｃｐでは、時刻ｔ１４に差分値ΔＩの正負符号が反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ１４より後の時刻ｔ１５に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。理論的には時刻ｔ１４と時刻ｔ１５とが同一時刻になるのが望ましい。理論的な時刻については、実施の形態２以降でも同様である。時刻ｔ１６から時刻ｔ１７までのパルス周期Ｃｐでは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図２のステップＳ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ１３から時刻ｔ１６までのパルス周期Ｃｐ内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算されるので、時刻ｔ１０から時刻ｔ１１までの目標値Ｉrefとは異なる値になることが多い。
時刻ｔ１６から時刻ｔ１７までのパルス周期Ｃｐでは、差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ１７から時刻ｔ１ａまでのパルス周期Ｃｐは目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図２のステップＳ１１，Ｓ１２）。時刻ｔ１ｂ以降、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合も同様である。
時刻ｔ１７から時刻ｔ１ａまでのパルス周期Ｃｐでは、差分値ΔＩの正負符号が時刻ｔ１７に反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ１ａから時刻ｔ１ｂまでのパルス周期Ｃｐは目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図２のステップＳ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ１７から時刻ｔ１ａまでのパルス周期Ｃｐ内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算される。時刻ｔ１ｂ以降、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転する場合も同様である。
上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。
（１）電力変換装置１０において、目標値Ｉrefから所定値ずつ減算して減算値Ｉsubとする減算部１７ｆと、目標値Ｉrefまたは減算値Ｉsubのいずれか一方を選択して選択値Ｉselとする選択部１７ｂと、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（入力値）と、選択値Ｉselとの差分を演算して差分値ΔＩとする差分演算部１６と、差分値ΔＩに基づいて選択部１７ｂによって選択される選択値Ｉselを変更する選択変更部１７ｅとを有し、フィードバック手段１７は、選択値Ｉselをフィードバック制御の目標値Ｉrefとする構成とした（図１を参照）。この構成によれば、目標値Ｉrefを第１所定値α（所定値）ずつ減少させることで、指令値Ｖref通りにフィードバックできない領域においても、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉsel（ひいては目標値Ｉref）との乖離を小さくすることができる。このことは、検出電流値Ｉｄの急激な変化（特に増加）や、出力電圧Ｖout（出力値）の急激な変化（特に減少）等の外乱が発生しても、負荷Ｚや半導体素子等の耐圧を上げる必要が無いことを意味する。よって、電力変換装置１０の製造コストを低く抑えられる。ピーク値Ｉpk（ピークレベル）のバランスが維持されるので、スイッチ回路１１Ａに含まれる誘導性要素のトランスＴｒ１に偏磁が発生するのを抑制することができる。
（２）選択変更部１７ｅは、差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ、選択部１７ｂによる選択を減算値Ｉsubに変更する構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、差分値ΔＩの正負符号が反転しないのは、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの差分に余裕があるためである。そこで、目標値Ｉrefから減算する減算値Ｉsubに変更すると、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの乖離を小さくすることができる。よって、検出電流値Ｉｄの急激な変化（特に増加）や、出力電圧Ｖoutの急激な変化（特に減少）等の外乱が発生しても、フィードバック制御の応答遅れに伴う反動を抑制することができる。
（３）選択変更部１７ｅは、差分値ΔＩの正負符号が反転すれば、選択部１７ｂによる選択を目標値Ｉrefに変更する構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、差分値ΔＩの正負符号が反転するのは、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの差分に余裕が無くなるためである。そこで、通常通りに目標値Ｉrefでフィードバック制御を行うことで、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの乖離を小さくすることができる。
（４）減算部１７ｆは、パルス周期Ｃｐを経過するごとに、目標値Ｉrefから所定値に含まれる第１所定値αずつ減算する構成とした（図２のステップＳ１０，Ｓ１１および図３を参照）。この構成によれば、パルス周期Ｃｐを経過するごとに、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉsel（ひいては目標値Ｉref）との乖離を小さくして微調整することができる。
（１３）スイッチ回路１１Ａは、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をフルブリッジ方式で接続し、検出電流値Ｉｄはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン時に検出される一以上の検出値である構成とした（図１を参照）。この構成によれば、第１所定値αを適切に設定することにより、オン時に検出されるいずれの検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの乖離を小さくして微調整することができる。
（１４）スイッチ回路１１Ａは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを有するトランスＴｒ１を含み、フィードバック手段１７は、一次コイルＬ１側の検出値を検出電流値Ｉｄ（すなわち検出電流値Ｉｄ）とし、二次コイルＬ２側の検出値を出力電圧Ｖout（すなわち出力電圧Ｖout）とする構成とした（図１を参照）。この構成によれば、トランスＴｒの偏磁をより確実に防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の損傷もより確実に防止できる。
〔実施の形態２〕
実施の形態２は図４，図５を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
実施の形態２が実施の形態１と異なるのは選択制御処理の内容であり、図４を参照しながら説明する。図４に示す選択制御処理は、図２に示す選択制御処理と比べて、ステップＳ２０，Ｓ２１をさらに含む点が相違する。なお図４に示すステップＳ２０は選択部１７ｂに相当し、ステップＳ２１は減算部１７ｆに相当する。
ステップＳ２０は、ステップＳ１０においてパルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合（ＮＯ）に実行される。処理内容は、Ｎ回のパルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転するか否かを判別する。Ｎは１以上の整数であって、任意の値を設定してよい。
もしＮ回のパルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転すれば（ＹＥＳ）、ステップＳ１１を実行して減算値Ｉsubを演算する。一方、Ｎ回のパルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ（ＮＯ）、ステップＳ２１を実行する。すなわち、前回の減算値Ｉsubから第２所定値βを減算して新たな減算値Ｉsubを出力する（Ｉsub＝Ｉsub−β）。第２所定値βは「所定値」に相当する。
図４の選択制御処理を実行した場合における変化例について、図５を参照しながら説明する。図５には、図３と同様に、目標電流値Ｉdir，検出電流値Ｉｄおよび選択値Ｉselについて、それぞれの変化例を示す。本形態では、Ｎ＝３とする。
時刻ｔ２０から時刻ｔ２１までは目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択されるものとする。パルス周期Ｃｐを経過する時刻ｔ２１まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）ので、時刻ｔ２１から時刻ｔ２２までのパルス周期Ｃｐは目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図４のステップＳ１１，Ｓ１２）。３回のパルス周期Ｃｐ（時刻ｔ２２から時刻ｔ２４まで）を経過しても、差分値ΔＩの正負符号が反転しない。そのため、時刻ｔ２４以降のパルス周期Ｃｐでは、減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択されるとともに、第２所定値βずつ減算される（Ｉsub＝Ｉsub−β；図４のステップＳ２０，Ｓ２１）。時刻ｔ２９以降、３回のパルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合も同様である。
時刻ｔ２５から時刻ｔ２８までのパルス周期Ｃｐでは、時刻ｔ２６に差分値ΔＩの正負符号が反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ２６より後の時刻ｔ２７に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ２８から時刻ｔ２９までのパルス周期Ｃｐでは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図４のステップＳ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ２５から時刻ｔ２８までのパルス周期Ｃｐ内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算されるので、時刻ｔ２０から時刻ｔ２１までの目標値Ｉrefとは異なる値になることが多い。時刻ｔ２ａ以降、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転する場合も同様である。
時刻ｔ２８から時刻ｔ２９までのパルス周期Ｃｐでは、差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ２９以降のパルス周期Ｃｐは目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図４のステップＳ１１，Ｓ１２）。時刻ｔ２ａ以降、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合も同様である。
上述した実施の形態２によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、電力変換装置１０の構成については実施の形態１と同様であるので（図１を参照）、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。
（５）減算部１７ｆは、３（Ｎ）回のパルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ、さらに第２所定値β（β＞α；所定値）ずつ減算する構成とした（図４のステップＳ２０，Ｓ２１および図６を参照）。この構成によれば、第１所定値αずつ減少させた後、さらに第２所定値βずつ減少させる。指令値Ｖref通りにフィードバックできない領域においても、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉsel（ひいては目標値Ｉref）との乖離をより迅速に小さくすることができる。よって、負荷Ｚや半導体素子等の耐圧を上げる必要が無くなり、電力変換装置１０の製造コストをより低く抑えられる。また、ピーク値Ｉpk（ピークレベル）のバランスが維持されるので、スイッチ回路１１Ａに含まれる誘導性要素のトランスＴｒ１に偏磁が発生するのをより確実に抑制することができる。本形態ではＮ＝３を適用したが、３以外の数値であって任意の整数（Ｎ＞０）を適用する場合でも同様の作用効果を得ることができる。
〔実施の形態３〕
実施の形態３は図６〜図９を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態３では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
本形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン時に流れる電流が許容範囲外に変化する場合の変化例（第１態様と第２態様）である。第１態様は、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転する回数に応じて処理を分ける変化例であって、図６と図７を参照しながら説明する。第２態様は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン時に流れる電流に応じて処理を分ける変化例であって、図８と図９を参照しながら説明する。許容範囲を設けるのは、何らかの要因（例えばノイズ等）で検出電流値Ｉｄが多少変化しても、フィードバック制御に影響が無い（あるいは少ない）ような場合を排除するためである。許容範囲の境界値は「閾値」に相当する。
（第１態様）
第１態様が実施の形態１と異なるのは選択制御処理の内容である。図６に示す選択制御処理は、図２に示す選択制御処理と比べて、ステップＳ１０に代えて、ステップＳ３０，Ｓ３１，Ｓ３２を実行する点が相違する。なお図６に示すステップＳ３０，Ｓ３１は選択部１７ｂに相当し、ステップＳ３２は減算部１７ｆに相当する。ステップＳ３１で判別する条件は「所定条件」に相当する。
ステップＳ３０は、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転するか否かを判別する。スイッチング周期Ｃswは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオン／オフするのに必要な期間である。もしスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転すれば（ＹＥＳ）、ステップＳ１４を実行して選択値Ｉselに目標値Ｉrefを選択する。
一方、ステップＳ３０においてスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転しなければ（ＮＯ）、ステップＳ３１を実行する。ステップＳ３１は、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が１回反転するか否かを判別する。もしスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が１回反転すれば（ＹＥＳ）、前回の減算値Ｉsubから第３所定値γを減算して新たな減算値Ｉsubを出力する〔Ｉsub＝Ｉsub−γ；ステップＳ３２〕。第３所定値γは「所定値」に相当し、第１所定値αよりも小さい値を設定する（γ＜α）。スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が１回も反転しなければ（ＮＯ）、ステップＳ１１を実行して前回の減算値Ｉsubから第１所定値αを減算する。
図６の選択制御処理を実行した場合における変化例について、図７を参照しながら説明する。図７には、図３と同様に、目標電流値Ｉdir，検出電流値Ｉｄおよび選択値Ｉselについて、それぞれの変化例を示す。図７では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が同時にオンとなるときに流れる電流を単に「Ｑ１側」と表記し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンとなるときに流れる電流を単に「Ｑ２側」と表記する（後述する図９，図１５でも同様である）。
時刻ｔ３０から時刻ｔ３１までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択されるものとする。スイッチング周期Ｃswを経過する時刻ｔ３１まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図６のステップＳ３１，Ｓ１１）。
時刻ｔ３１から時刻ｔ３４までのスイッチング周期Ｃswでは、時刻ｔ３２に差分値ΔＩの正負符号が１回反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ３２より後の時刻ｔ３３に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ３４から時刻ｔ３９までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefから第３所定値γが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図６のステップＳ３１，Ｓ３２）。時刻ｔ３４以降、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が１回反転する場合も同様である。
時刻ｔ３４から時刻ｔ３９までのスイッチング周期Ｃswでは、時刻ｔ３５と時刻ｔ３７に差分値ΔＩの正負符号が２回反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ３５，ｔ３７より後の時刻ｔ３６，ｔ３８に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ３９から時刻ｔ３ａまでのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図６のステップＳ３０，Ｓ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ３４から時刻ｔ３９までのスイッチング周期Ｃsw内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算されるので、時刻ｔ３０から時刻ｔ３１までの目標値Ｉrefとは異なる値になることが多い。時刻ｔ３ａ以降、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転する場合も同様である。
時刻ｔ３９から時刻ｔ３ａまでのスイッチング周期Ｃswでは、差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ３ａ以降のスイッチング周期Ｃswは目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図６のステップＳ３１，Ｓ１１）。時刻ｔ３４以降、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合も同様である。
（第２態様）
第２態様が実施の形態１と異なるのは選択制御処理の内容である。図８に示す選択制御処理は、図２に示す選択制御処理と比べて、ステップＳ１０に代えて、ステップＳ３０，Ｓ４０，Ｓ３２を実行する点が相違する。なお図８に示すステップＳ３０，Ｓ４０は選択部１７ｂに相当し、ステップＳ３２は減算部１７ｆに相当する。ステップＳ３０，Ｓ３２については第１態様と同様であるので、ステップＳ４０について説明する。ステップＳ４０で判別する条件は「所定条件」に相当する。
ステップＳ４０は、ステップＳ３０においてスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転しないときに実行される。具体的には、スイッチング周期Ｃswを経過する前に検出電流値Ｉｄにかかる単位時間当たりの変化量（以下では単に「単位変化量」と呼ぶ。）が許容範囲外か否かを判別する。もし検出電流値Ｉｄの単位変化量が許容範囲外ならば（ＹＥＳ）、ステップＳ３２を実行して前回の減算値Ｉsubから第３所定値γを減算する。一方、単位変化量が許容範囲内ならば（ＮＯ）、ステップＳ１１を実行して前回の減算値Ｉsubから第１所定値αを減算する。単位変化量に基づいて、設定や演算等を行うことによって第３所定値γを決定してもよい。
図８の選択制御処理を実行した場合における変化例について、図９を参照しながら説明する。図９には、図３と同様に、目標電流値Ｉdir，検出電流値Ｉｄおよび選択値Ｉselについて、それぞれの変化例を示す。単位時間を「Δｔ」とする。
時刻ｔ４０から時刻ｔ４１までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択されるものとする。スイッチング周期Ｃswを経過する時刻ｔ４１まで差分値ΔＩの正負符号が反転せず（Ｉdir＞Ｉｄ）、かつ、単位変化量が許容範囲内である。そのため、時刻ｔ４１から時刻ｔ４４までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図８のステップＳ４０，Ｓ１１）。
時刻ｔ４１から時刻ｔ４４までのスイッチング周期Ｃswでは、Ｑ２側における時刻ｔ４２の前後で単位変化量が異なる。この例では、時刻ｔ４１から時刻ｔ４２までの単位変化量は「Δｉ１／Δｔ」であり、上部円内に一点鎖線で示す許容範囲内に収まる。これに対して、時刻ｔ４２以降の単位変化量は「Δｉ２／Δｔ」であり、許容範囲外になる。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ４２より後の時刻ｔ４３に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ４４から時刻ｔ４９までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefから第３所定値γが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図８のステップＳ４０，Ｓ３２）。
時刻ｔ４４から時刻ｔ４９までのスイッチング周期Ｃswでは、時刻ｔ４５と時刻ｔ４７で差分値ΔＩの正負符号が２回反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ４５，ｔ４７より後の時刻ｔ４６，ｔ４８に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ４９から時刻ｔ４ａまでのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図８のステップＳ３０，Ｓ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ４４から時刻ｔ４９までのスイッチング周期Ｃsw内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算されるので、時刻ｔ４０から時刻ｔ４１までの目標値Ｉrefとは異なる値になることが多い。時刻ｔ４ａ以降、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転する場合も同様である。
時刻ｔ４９から時刻ｔ４ａまでのスイッチング周期Ｃswでは、差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ４ａ以降のスイッチング周期Ｃswは目標値Ｉrefから第１所定値αが減算された減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図８のステップＳ４０，Ｓ１１）。
上述した実施の形態３によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、電力変換装置１０の構成については実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。
（６）減算部１７ｆは、スイッチ回路１１Ａに含まれる全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン／オフするのに必要なスイッチング周期Ｃswを経過する前に所定条件（ステップＳ３１，Ｓ４０）を満たすと、目標値Ｉrefから第３所定値γ（γ＜α；所定値）ずつ減算する構成とした（図６〜図９を参照）。この構成によれば、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉsel（ひいては目標値Ｉref）との乖離が小さい場合に、アンダーシュートの発生を抑制することができる。
（１１）減算部１７ｆは、検出電流値Ｉｄにかかる単位変化量（Δi1／ΔｔやΔi2／Δｔ等）が許容範囲外（閾値）を超えると、目標値Ｉrefから第３所定値γ（所定値）ずつ減算する構成とした（図８のステップＳ４０，Ｓ３２，図９を参照）。この構成によれば、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉsel（ひいては目標値Ｉref）との乖離が小さい場合に、アンダーシュートの発生を抑制することができる。なお、第３所定値γ以外の所定値（例えば第１所定値αや第２所定値β等）を適用しても同様の作用効果が得られる。
（１２）減算部１７ｆは、単位変化量に基づいて、第３所定値γ（所定値）を決定する構成とした（図８のステップＳ３２，図９を参照）。この構成によれば、適正な第３所定値γが決定されるので、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉsel（ひいては目標値Ｉref）との乖離が小さい場合に、アンダーシュートの発生を抑制することができる。
〔実施の形態４〕
実施の形態４は図１０〜図１２を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態４では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
図１０に示す電力変換装置１０の構成例は、図１に示す構成例に代わる。第１検出部１３ａで検出される検出電流値Ｉｄの伝達経路と、減算部１７ｆの機能とが相違する。検出電流値Ｉｄは差分演算部１６に伝達されるとともに、減算部１７ｆにも伝達される。減算部１７ｆは、パルス周期Ｃｐを経過する前に伝達される１または複数の検出電流値Ｉｄに基づいて、前回の目標値Ｉrefとの差分値を減算して減算値Ｉsubを出力する。
上述した構成例の電力変換装置１０で行われる選択制御について、図１１を参照しながら説明する。図１１に示す選択制御処理は、図２に示す選択制御処理と比べて、ステップＳ１１に代えて、選択部１７ｂに相当するステップＳ５０を実行する点が相違する。
ステップＳ５０は、ステップＳ１０においてパルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合（ＮＯ）に実行される。処理内容は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン時における任意の時点で検出される一以上の検出電流値Ｉｄ（入力値）に基づいて目標値Ｉrefから第４所定値δを減算し、減算値Ｉsub（Ｉsub＝Ｉref−δ）として出力する。第４所定値δは、目標値Ｉrefと検出電流値Ｉｄとの差分値である。一の検出電流値Ｉｄに基づく場合は、最小値，最大値（ピーク値），中間値（最小値と最大値との平均値），パルス周期開始から任意時間経過時の値等を含む。複数の検出電流値Ｉｄに基づいて決定する場合は、平均値や、関数式等で演算された演算値等を含む。
図１１の選択制御処理を実行した場合における変化例について、図１２を参照しながら説明する。図１２には、図３と同様に、目標電流値Ｉdir，検出電流値Ｉｄおよび選択値Ｉselについて、それぞれの変化例を示す。本形態の第４所定値δは、目標値Ｉrefと、検出電流値Ｉｄの最大値（ピーク値）との差分値を適用する。
時刻ｔ５０から時刻ｔ５１までは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択されるものとする。パルス周期Ｃｐを経過する時刻ｔ５１まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ５１から時刻ｔ５２までのパルス周期Ｃｐは目標値Ｉrefから第４所定値δ１（δの一つ）が減算され、減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図１１のステップＳ１０，Ｓ５０）。
時刻ｔ５１から時刻ｔ５３までの２パルス周期Ｃｐは、目標値Ｉrefと検出電流値Ｉｄの最大値と同一であるので（Ｉdir＝Ｉｄ）、第４所定値δはゼロになる。よって、時刻ｔ５２から時刻ｔ５５までの２パルス周期Ｃｐもまた、目標値Ｉrefから第４所定値δが減算される（Ｉsub＝Ｉref−０＝Ｉref）。
時刻ｔ５３から時刻ｔ５６までのパルス周期Ｃｐでは、時刻ｔ５４に差分値ΔＩの正負符号が反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ５４より後の時刻ｔ５５に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ５６から時刻ｔ５７までのパルス周期Ｃｐでは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図１１のステップＳ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ５３から時刻ｔ５６までのパルス周期Ｃｐ内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算されるので、時刻ｔ５０から時刻ｔ５１までの目標値Ｉrefとは異なる値になることが多い。時刻ｔ５９以降、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転する場合も同様である。
時刻ｔ５６から時刻ｔ５７までのパルス周期Ｃｐを経過するまで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ５７から時刻ｔ５８までのパルス周期Ｃｐは目標値Ｉrefから第４所定値δ２（δの一つ）が減算され、減算値Ｉsubが選択値Ｉselとして選択される（図１１のステップＳ１０，Ｓ５０）。第４所定値δ２は、第４所定値δ１と同値となる場合もあり、異なる値となる場合もある。
時刻ｔ５８以降の各パルス周期Ｃｐは、目標値Ｉrefと検出電流値Ｉｄの最大値と同一であるので（Ｉdir＝Ｉｄ）、第４所定値δはゼロになる。よって、時刻ｔ５８から時刻ｔ５９までのパルス周期Ｃｐもまた、目標値Ｉrefから第４所定値δが減算される（Ｉsub＝Ｉref−０＝Ｉref）。時刻ｔ５９以降の各パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合も同様である。
図１２に示す変化例では、第４所定値δに目標値Ｉrefと検出電流値Ｉｄの最大値（ピーク値）との差分値を適用したが、二点鎖線で示す第４所定値δ（差分値）を適用してもよい。すなわち、検出電流値Ｉｄが最小値，中間値，平均値，パルス周期開始から任意時間経過時の値，関数式等で演算された演算値等になる場合である。この場合でも、図１１と同様の制御を行うことができる。
上述した実施の形態４によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、検出電流値Ｉｄの伝達経路および減算部１７ｆの機能を除いて、電力変換装置１０の構成については実施の形態１と同様である（図１と図１０を参照）。よって（３）の作用効果を除いて、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。
（７）減算部１７ｆは、パルス周期Ｃｐを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ、検出電流値Ｉｄ（入力値）に基づく第４所定値δを減算する構成とした（図１０〜図１２を参照）。この構成によれば、目標値Ｉrefから第４所定値δ（目標値Ｉrefと検出電流値Ｉｄとの差分値）を減算することで、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの乖離を早期に小さくして微調整することができる。
（８）減算部１７ｆは、複数の検出電流値Ｉｄに基づいて、第４所定値δを決定する構成とした（図１０〜図１２を参照）。この構成によれば、第４所定値δは平均値や関数式等で演算された演算値等になるので、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの乖離を早期に小さくして微調整することができる。
〔実施の形態５〕
実施の形態５は図１３〜図１５を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態５では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
図１３に示す電力変換装置１０の構成例は、図１に示す構成例に代わる。第１検出部１３ａで検出される検出電流値Ｉｄの伝達経路と、伝達経路の途中に備えるピーク検出部１７ｇと、減算部１７ｆの機能とが相違する。検出電流値Ｉｄは差分演算部１６に伝達されるとともに、ピーク検出部１７ｇによって検出される検出電流値Ｉｄのピーク値Ｉpkが減算部１７ｆにも伝達される。減算部１７ｆは、スイッチング周期Ｃswを経過する前に伝達されるピーク値Ｉpkに基づいて、前回の目標値Ｉrefとの差分値を減算して減算値Ｉsubを出力する。
上述した構成例の電力変換装置１０で行われる選択制御について、図１４を参照しながら説明する。図１４に示す選択制御処理は、図２に示す選択制御処理と比べて、ステップＳ１０，Ｓ１１に代えて、ステップＳ６０，Ｓ６１を実行する点が相違する。ステップＳ６０は選択部１７ｂに相当し、ステップＳ６１は減算部１７ｆに相当する。
ステップＳ６０は、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転するか否かを判別する。もしスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転すれば（ＹＥＳ）、ステップＳ１４を実行して選択値Ｉselに目標値Ｉrefを選択する。一方、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ（ＮＯ）、スイッチング周期Ｃswを経過する前にピーク検出部１７ｇで検出される一以上のピーク値Ｉpkに基づいて平均値Ｉaveを演算し、減算値Ｉsubとして出力する〔ステップＳ６１〕。ピーク値Ｉpkが一つである場合には、ピーク値Ｉpkが平均値Ｉaveになる（Ｉave＝Ｉpk）。
図１４の選択制御処理を実行した場合における変化例について、図１５を参照しながら説明する。図１５には、図３と同様に、目標電流値Ｉdir，検出電流値Ｉｄおよび選択値Ｉselについて、それぞれの変化例を示す。なお、後述する平均値Ｉave1，Ｉave2，Ｉave3は、平均値Ｉaveの一例に過ぎない。
時刻ｔ６０から時刻ｔ６１までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択されるものとする。スイッチング周期Ｃswを経過する時刻ｔ６１まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、時刻ｔ６１から時刻ｔ６２までのスイッチング周期Ｃswに検出されるＱ１側とＱ２側の各ピーク値Ｉpkに基づく平均値Ｉave1（一点鎖線で図示する）が演算され、減算値Ｉsubとして出力される（Ｉsub＝Ｉave1；図１４のステップＳ６０，Ｓ６１）。言い換えれば、目標値Ｉrefと平均値Ｉave1との差分値は「所定値」に相当し、減算値Ｉsubは目標値Ｉrefから差分値を減算して決定する値とみなせる。後述する平均値Ｉave2，Ｉave3についても同様である。
時刻ｔ６１から時刻ｔ６２までのスイッチング周期Ｃswについても同様に処理される。すなわち、Ｑ１側とＱ２側の各ピーク値Ｉpkに基づく平均値Ｉave2（一点鎖線で図示する）が演算され、減算値Ｉsubとして出力される（Ｉsub＝Ｉave2；図１４のステップＳ６０，Ｓ６１）。
時刻ｔ６２から時刻ｔ６７までのスイッチング周期Ｃswでは、時刻ｔ６３と時刻ｔ６５で差分値ΔＩの正負符号が反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ６３，ｔ６５より後の時刻ｔ６４，ｔ６６に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ６７から時刻ｔ６８までのスイッチング周期Ｃswでは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図１４のステップＳ６０，Ｓ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ６２から時刻ｔ６７までのスイッチング周期Ｃsw内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算されるので、時刻ｔ６０から時刻ｔ６１までの目標値Ｉrefとは異なる値になることが多い。時刻ｔ６８以降、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転する場合も同様である。
時刻ｔ６７から時刻ｔ６８までのスイッチング周期Ｃswでは、スイッチング周期Ｃswを経過する時刻ｔ６８まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、Ｑ１側とＱ２側の各ピーク値Ｉpkに基づく平均値Ｉave3（一点鎖線で図示する）が演算され、減算値Ｉsubとして出力される（Ｉsub＝Ｉave3；図１４のステップＳ６０，Ｓ６１）。時刻ｔ６８以降、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合も同様である。
上述した実施の形態５によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、検出電流値Ｉｄの伝達経路、減算部１７ｆの機能およびピーク検出部１７ｇを除いて、電力変換装置１０の構成については実施の形態１と同様である（図１と図１０を参照）。よって（３）の作用効果を除いて、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。
（９）減算部１７ｆは、複数の検出電流値Ｉｄにかかるピーク値Ｉpkの平均値Ｉaveに基づいて、目標値Ｉrefと平均値Ｉaveとの差分値（所定値）を決定する構成とした（図１３〜図１５を参照）。この構成によれば、次のスイッチング周期Ｃswでは平均値Ｉaveが減算値Ｉsubとして選択され、選択値Ｉselになる。よって、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの乖離を早期に小さくして微調整することができる。
〔実施の形態６〕
実施の形態６は図１６，図１７を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態５と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態６では実施の形態５と異なる点について説明する。よって実施の形態５で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
実施の形態６は、実施の形態１を基本として、実施の形態３，５を組み合わせた変形例である。図１６に示すように、実施の形態１（図２を参照）のステップＳ１０に代えて、実施の形態３（図６を参照）のステップＳ３０と、ステップＳ７０と、実施の形態５（図１４を参照）のステップＳ６１とを実行する。
ステップＳ３０において、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転すれば（ＹＥＳ）、ステップＳ１４を実行して選択値Ｉselに目標値Ｉrefを選択する。一方、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が少なくとも２回反転しなければ（ＮＯ）、ステップＳ７０を実行する。
ステップＳ７０では、Ｎ回のスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が１回反転するか否かを判別する。もしＮ回のスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が１回反転すれば（ＹＥＳ）、ステップＳ１１を実行して前回の減算値Ｉsubから第１所定値αを減算して新たな減算値Ｉsubを出力する。一方、Ｎ回のスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が１回反転しなければ（ＮＯ）、ステップＳ６１を実行してスイッチング周期Ｃsw中にピーク検出部１７ｇで検出されるピーク値Ｉpkに基づいて平均値Ｉaveを演算し、減算値Ｉsubとして出力する。
図１６の選択制御処理を実行した場合における変化例について、図１７を参照しながら説明する。図１７には、図３と同様に、目標電流値Ｉdir，検出電流値Ｉｄおよび選択値Ｉselについて、それぞれの変化例を示す。なお、Ｎ回のスイッチング周期Ｃswは「所定期間」に相当し、本形態ではＮ＝３とする。
時刻ｔ７０から時刻ｔ７１までのスイッチング周期Ｃswは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択されるものとする。スイッチング周期Ｃswを経過する時刻ｔ７１まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、前回の減算値Ｉsubから第１所定値αを減算して新たな減算値Ｉsubを出力する（Ｉsub＝Ｉsub−α；ステップＳ７０，Ｓ１１）。この処理は、時刻ｔ７１から時刻ｔ７２までのスイッチング周期Ｃswと、時刻ｔ７２から時刻ｔ７３までのスイッチング周期Ｃswとでも同様に行われる。
時刻ｔ７０から時刻ｔ７３までの３回（Ｎ回）のスイッチング周期Ｃswにおいて、差分値ΔＩの正負符号が反転しない。そのため、時刻ｔ７２から時刻ｔ７３までのスイッチング周期Ｃswに検出されるＱ１側とＱ２側の各ピーク値Ｉpkに基づく平均値Ｉave4（一点鎖線で図示する）が演算され、減算値Ｉsubとして出力される（Ｉsub＝Ｉave4；図１６のステップＳ７０，Ｓ６１）。平均値Ｉave4は、平均値Ｉaveの一例に過ぎず、他の平均値を適用してもよい。例えば、時刻ｔ７０から時刻ｔ７３までに検出される全てのＱ１側のピーク値ＩpkとＱ２側のピーク値Ｉpkにかかる平均値や、直前のＭ回（Ｍ＜Ｎ）のスイッチング周期Ｃswに検出される全てのＱ１側とＱ２側の各ピーク値Ｉpkに基づく平均値等が該当する。時刻ｔ７７以降、３回（Ｎ回）のスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しない場合も同様である。
時刻ｔ７３から時刻ｔ７８までのスイッチング周期Ｃswでは、時刻ｔ７４と時刻ｔ７６とで差分値ΔＩの正負符号が２回反転する（Ｉdir＜Ｉｄ）。フィードバック手段１７の応答遅れに伴って、時刻ｔ７４，ｔ７６より後の時刻ｔ７５，ｔ７７に検出電流値Ｉｄがゼロになるようにパルス幅変調信号ＰＷＭの出力を停止する。時刻ｔ７８から時刻ｔ７９までのスイッチング周期Ｃswでは、目標値Ｉrefが選択値Ｉselとして選択される（図１６のステップＳ３０，Ｓ１４）。このときの目標値Ｉrefは、時刻ｔ７３から時刻ｔ７８までのスイッチング周期Ｃsw内における出力電圧Ｖout（検出電圧値Ｖｄ）と指令値Ｖrefとに基づいて演算されるので、時刻ｔ７０から時刻ｔ７１までの目標値Ｉrefとは異なる値になることが多い。時刻ｔ７９以降、スイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転する場合も同様である。
時刻ｔ７８から時刻ｔ７９までのスイッチング周期Ｃswでは、スイッチング周期Ｃswを経過する時刻ｔ７９まで差分値ΔＩの正負符号が反転しない（Ｉdir＞Ｉｄ）。そのため、前回の減算値Ｉsubから第１所定値αを減算して新たな減算値Ｉsubを出力する（Ｉsub＝Ｉsub−α；ステップＳ７０，Ｓ１１）。時刻ｔ７９以降、１回のスイッチング周期Ｃswを経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転する場合も同様である。
上述した実施の形態６によれば、以下に示す各効果を得ることができる。なお、電力変換装置１０の構成については実施の形態５と同様であるので（図１３を参照）、実施の形態５と同様の作用効果を得ることができる。
（１０）減算部１７ｆは、１回のスイッチング周期Ｃswを経過するごとに目標値Ｉrefを第１所定値α（所定値）ずつ減少させても、Ｎ（３回）のスイッチング周期Ｃsw（所定期間）を経過する前に差分値ΔＩの正負符号が反転しなければ、平均値Ｉave4になるように差分値（所定値；Ｉref−Ｉave4）を決定する構成とした（図１６のステップＳ６１および図１７を参照）。この構成によれば、ピーク値Ｉpkに基づく平均値となるように減算値Ｉsubが設定されるので、検出電流値Ｉｄと選択値Ｉselとの乖離を早期に小さくして微調整することができる。
〔実施の形態７〕
実施の形態７は図１８を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態７では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。
実施の形態７が実施の形態１と異なるのは、スイッチ回路１１と負荷Ｚである。スイッチ回路１１は、定電圧を出力する実施の形態１とは異なり、出力電圧Ｖoutにかかる電圧値や周波数を経時的に変化させる。負荷Ｚには、誘導性要素の回転電機２０（「ＭＧ」と図示する）を適用する。よって実施の形態２に示す電力変換装置１０は、インバータの一例である。
図１８に示すスイッチ回路１１Ｂは、図１に示すスイッチ回路１１Ａに代えて構成される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１〜Ｄ６などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭに基づいてオン／オフが駆動される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を上アームとし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を下アームとするハーフブリッジ回路で構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。
スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、第１相（例えばＵ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ５の入力端子との接続点は、第２相（例えばＶ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ６の入力端子との接続点は、第３相（例えばＷ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。
出力電圧Ｖoutは三相交流であるので、第２検出部１８は交流電圧の電圧値（例えば瞬間値，絶対値，ピーク値，実効値等）を検出電圧値Ｖｄとして検出する。電力変換装置１０における他の要素については、実施の形態１と同様に機能する。そのため、実施の形態１における図２〜図５に示す制御例や、実施の形態２における図８，図９に示す制御例をそれぞれ実現できる。これにより、低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、回転電機２０（具体的には磁性体コア等）の偏磁を防止し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損傷も防止できる。
上述した実施の形態７によれば、スイッチ回路１１Ｂを除いて実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。図示しないが、実施の形態４（図１０を参照）に示す検出電流値Ｉｄの伝達経路や、実施の形態５（図１３を参照）に示すピーク検出部１７ｇを、それぞれ図１８に示す構成に付加してもよい。これらの場合には、実施の形態４，５と同様の作用効果を得ることができる。
〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１〜７に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。
上述した実施の形態１〜７では、個別に構成した（図１〜図１８を参照）。この形態に代えて、実施の形態１〜７について、複数（２以上）の実施の形態を任意に組み合わせて構成してもよい。負荷Ｚに応じて適切に組み合わせるとよい。単に組み合わせに過ぎないので、各実施の形態における作用効果を得ることができる。
上述した実施の形態１〜６ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を含むスイッチ回路１１Ａを構成し、実施の形態７ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を含むスイッチ回路１１Ｂを構成した（図１，図１０，図１３，図１８を参照）。この形態に代えて、図１９に示す非絶縁型コンバータ（降圧型）のように、トランスを含まず、スイッチング素子Ｑ１のみを含むスイッチ回路１１Ｃを構成してもよい。図２０に示すフォワード型コンバータのように、リセット部１１ａとスイッチング素子Ｑ１とを含むスイッチ回路１１Ｄを構成してもよい。具体的には、入力端子ＩＮの両端にリセット部１１ａとスイッチング素子Ｑ１とを直列接続するとともに、トランスＴｒ２の一次コイルＬ１の両端をリセット部１１ａに並列接続する。図２１に示すプッシュプル型コンバータのように、プッシュプル接続するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を含むスイッチ回路１１Ｅを構成してもよい。具体的には、入力端子ＩＮの一端側（プラス側）を一次コイルＬ１の中間タップに接続し、他端側（マイナス側）をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の出力端子に接続する。スイッチング素子Ｑ１の入力端子は一次コイルＬ１の一端側に接続し、スイッチング素子Ｑ２の入力端子は一次コイルＬ１の他端側に接続する。スイッチ回路１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅのように構成しても、スイッチ回路１１Ａ，１１Ｂと同様に入力端子ＩＮから入力される電力を変換して出力することができる。よって、実施の形態１〜７と同様の作用効果が得られる。
上述した実施の形態１〜６では、二次コイルＬ２にのみ中間タップを有するトランスＴｒ１をスイッチ回路１１に含む構成とした（図１，図１０，図１３を参照）。この形態に代えて、図２０に示すように、一次コイルＬ１および二次コイルＬ２の双方とも中間タップを有しないトランスＴｒ２をスイッチ回路１１に含む構成としてもよい。図２１に示すように、一次コイルＬ１および二次コイルＬ２の双方とも中間タップを有するトランスＴｒ３をスイッチ回路１１に含む構成としてもよい。図示しないが、一次コイルＬ１にのみ中間タップを有するトランスＴｒをスイッチ回路１１に含む構成としてもよい。いずれのトランスＴｒを有していても一次コイルＬ１と二次コイルＬ２との巻数比に応じた変圧を行うので、実施の形態１〜６と同様の作用効果が得られる。
上述した実施の形態１〜６では、トランスＴｒ１の二次コイルＬ２が中間タップを有するので、二次コイルＬ２の両端にダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを接続して全波整流する構成とした（図１，図１０，図１３を参照）。この形態に代えて、図２０に示すように、二次コイルＬ２が中間タップを有しないトランスＴｒ２の場合には、二次コイルＬ２の両端にダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを接続して全波整流する構成としてもよい。図示しないが、４つのダイオードＤ１２を用いてダイオードブリッジを形成して全波整流する構成としてもよい。全波整流する構成に限らず、半波整流する構成でもよい。整流方式の相違に過ぎないので、実施の形態１〜６と同様の作用効果が得られる。
上述した実施の形態１〜７では、第１検出値として、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される電流（電流値）の検出電流値Ｉｄを適用する構成とした（図１，図１０，図１３，図１８を参照）。この形態に代えて、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流（電流値）を適用する構成としてもよい。具体的には、実施の形態１〜７で用いる第１検出部１３ａの代わりに、例えば図２２に示す第１検出部１３ｂを用いればよい。第１検出部１３ｂは、コイルＬ１２や負荷Ｚを流れる出力電流値Ｉoutを検出し、検出電流値Ｉｄとして出力する。この場合の差分演算部１６は、第１検出部１３ｂから伝達される検出電流値Ｉｄと、ＤＡＣ１７ａから伝達される目標電流値Ｉdirとの差分値である差分電流値ΔＩを演算して出力する。図示しないが、第１検出部１３ａ，１３ｂの双方を用いてもよい。この場合には、第１検出部１３ａ，１３ｂでそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄについて選択または演算する。選択は、大きな検出値または小さな検出値のいずれか一方を選択したり、スイッチング素子のオン時において最大値となるピーク値（すなわちピーク電流値）を選択したりする。その他、図６に示すようにスイッチング素子のオン時おける電流値を選択してもよい。演算は、第１検出部１３ａ，１３ｂでそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄを用いて平均値等を演算する。入力値をスイッチ回路１１の入力側とするか出力側とするかの相違に過ぎないので、実施の形態１〜７と同様の作用効果を得ることができる。
上述した実施の形態１〜７では、第２検出値として、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される出力電圧Ｖout（出力値）の検出電圧値Ｖｄを適用する構成とした（図１，図１０，図１３，図１８を参照）。この形態に代えて、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流値（出力値）を適用する構成としてもよい。この構成では、第２検出部１８に代えて、図２２に示す第１検出部１３ｂを「第２検出部」として備えればよい。出力される電流が急激に変化（特に上昇）するような状態が発生しても、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチ回路１１に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
上述した実施の形態５に示す減算部１７ｆは、スイッチング周期Ｃswを経過する前にピーク検出部１７ｇで検出される一以上のピーク値Ｉpkに基づいて平均値Ｉaveを演算し、減算値Ｉsubとして出力する構成とした（図１４を参照）。この形態に代えて、平均値Ｉave以外の値を減算値Ｉsubとして出力する構成としてもよい。例えば、ピーク検出部１７ｇで検出される一以上のピーク値Ｉpkのうち、最も大きな値のピーク値Ｉpkや、最も小さな値のピーク値Ｉpk、所定の演算式（関数式等）にピーク値Ｉpkを代入して演算される値などが該当する。より適切な減算値Ｉsub（すなわち選択値Ｉsel）になるように、電力変換装置１０の定格や用途、負荷Ｚの種類等に応じて設定するとよい。適切な減算値Ｉsubが出力される点では変わらないので、実施の形態５と同様の作用効果を得ることができる。
上述した実施の形態１〜７では、電力変換装置１０はＤＣ／ＤＣコンバータ（実施の形態１〜６）と、インバータ（実施の形態７）とに適用する構成とした（図１，図１０，図１３，図１８を参照）。この形態に代えて、複数のスイッチング素子を備え、かつ、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素で偏磁が生じるような用途を有する他の電力変換装置に適用する構成としてもよい。他の電力変換装置で低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、誘導性要素の偏磁を防止し、スイッチ回路１１に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
誘導性要素として、実施の形態１〜６ではトランスＴｒ１を適用する構成とし（図１，図１０，図１３を参照）、実施の形態７では回転電機２０を適用する構成とした（図１８を参照）。この形態に代えて、コイルを適用する構成としてもよい。この構成でも、低入力電圧状態から入力電圧が急激に上昇するような状態が発生しても、コイルの偏磁を防止し、スイッチ回路１１に含まれるスイッチング素子の損傷も防止することができる。
１０ 電力変換装置
１１（１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ，１１Ｅ） スイッチ回路
１４ ドライブ回路
１５ パルス生成部
１６ 差分演算部
１７ フィードバック手段
１７ｂ 選択部
１７ｅ 選択変更部
１７ｆ 減算部
α，β，γ，δ 所定値
Ｉｄ 検出電流値（入力値）
Ｑ１〜Ｑ４（Ｑ１〜Ｑ６） スイッチング素子
Ｔｒ（Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３） トランス
Ｖout 出力電圧（出力値）

Claims (14)

  1. 制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ〜１１Ｅ）と、前記スイッチ回路から出力される出力値（Ｖout）と指令値（Ｖref）とに基づいてフィードバック制御を行うフィードバック手段（１７）と、前記フィードバック制御の目標値（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、
    前記目標値から所定値（α，β，γ，δ）ずつ減算して減算値（Ｉsub）とする減算部（１７ｆ）と、
    前記目標値または前記減算値のいずれか一方を選択して選択値（Ｉsel）とする選択部（１７ｂ）と、
    前記スイッチ回路に入力される入力値（Ｉｄ）と、前記選択値との差分を演算して差分値（ΔＩ）とする差分演算部（１６）と、
    前記差分値に基づいて、前記選択部によって選択される前記選択値を変更する選択変更部（１７ｅ）とを有し、
    前記フィードバック手段は、前記選択値を前記フィードバック制御の前記目標値とすることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記選択変更部は、前記差分値の正負符号が反転しなければ、前記選択部による選択を前記減算値に変更することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記選択変更部は、前記差分値の正負符号が反転すれば、前記選択部による選択を前記目標値に変更することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 前記減算部は、パルス周期（Ｃｐ）を経過するごとに、前記目標値から前記所定値に含まれる第１所定値（α）ずつ減算することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 前記減算部は、Ｎ（Ｎは１以上の整数）回の前記パルス周期を経過する前に前記差分値の正負符号が反転しなければ、さらに前記第１所定値よりも大きな値であって前記所定値に含まれる第２所定値（β）ずつ減算することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記減算部は、前記スイッチ回路に含まれる全てのスイッチング素子がオン／オフするのに必要なスイッチング周期（Ｃsw）を経過する前に所定条件を満たすと、前記所定値に含まれる第３所定値（γ）ずつ減算することを特徴とする請求項４または５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 前記減算部は、前記パルス周期を経過する前に前記差分値の正負符号が反転しなければ、前記入力値に基づく第４所定値（δ）を減算することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 前記減算部は、複数の前記入力値に基づいて、前記第４所定値を決定することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記減算部は、複数の前記入力値にかかるピーク値（Ｉpk）の平均値（Ｉave）に基づいて、前記所定値を決定することを特徴とする請求項４から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 前記減算部は、前記目標値を前記所定値ずつ減少させても、所定期間を経過する前に前記差分値の正負符号が反転しなければ、前記所定値を決定することを特徴とする請求項８または９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  11. 前記減算部は、前記入力値にかかる単位時間当たりの変化量が閾値を超えると、前記目標値から前記所定値ずつ減算することを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  12. 前記減算部は、前記単位時間当たりの変化量に基づいて、前記所定値を決定することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 前記スイッチ回路は、複数の前記スイッチング素子をフルブリッジ方式で接続し、
    前記入力値は、前記スイッチング素子がオン時に検出される一以上の検出値であることを特徴とする請求項１から１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  14. 前記スイッチ回路は、一次コイル（Ｌ１）と二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ，Ｔｒ１〜Ｔｒ３）を含み、
    前記フィードバック手段は、前記一次コイル側の検出値を前記入力値とし、前記二次コイル側の検出値を前記出力値とすることを特徴とする請求項１から１３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9531253B2 (en) * 2014-01-30 2016-12-27 Silicon Laboratories Inc. Soft-start for isolated power converter
EP2903146B1 (en) * 2014-02-03 2019-03-20 STMicroelectronics Srl Monophase or polyphase resonant converter with feedback control
CN105375769A (zh) * 2014-09-01 2016-03-02 株洲中达特科电子科技有限公司 用于全控型变换器的单相全桥型偏磁抑制与能量回馈器
CN105375766A (zh) * 2014-09-01 2016-03-02 株洲中达特科电子科技有限公司 用于全控型变换器的晶闸管型偏磁抑制与能量回馈器
CN105375770A (zh) * 2014-09-01 2016-03-02 株洲中达特科电子科技有限公司 用于全控型变换器的二极管型偏磁抑制与能量回馈器
DE112016001433B4 (de) * 2015-03-27 2020-02-20 Mitsubishi Electric Corporation Abwärtswandlungs-Umrichter vom Isoliertyp
JP6442744B2 (ja) * 2015-10-08 2018-12-26 正敏 井森 周波数の可変な搬送波が共振回路を駆動する安定化電源
US10516284B2 (en) * 2016-09-15 2019-12-24 Qualcomm Incorporated Voltage controlled charge pump and battery charger
JP6913056B2 (ja) * 2018-05-29 2021-08-04 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置の制御装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09168278A (ja) * 1995-12-13 1997-06-24 Yuasa Corp フルブリッジ形スイッチングレギュレータの偏磁防止回路
US7515446B2 (en) * 2002-04-24 2009-04-07 O2Micro International Limited High-efficiency adaptive DC/AC converter
US7660135B2 (en) * 2007-05-23 2010-02-09 Hamilton Sundstrand Corporation Universal AC high power inveter with galvanic isolation for linear and non-linear loads
JP5169151B2 (ja) * 2007-11-02 2013-03-27 株式会社豊田自動織機 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US8295068B2 (en) * 2010-02-02 2012-10-23 National Taipei University Of Technology Shift full bridge power converting system and control method thereof
JP6025199B2 (ja) * 2013-01-11 2016-11-16 株式会社デンソー 電力変換装置

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