JP5938008B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子をオン／オフすることで、入力された電圧を変換して出力する入出力絶縁分離型電力変換装置に関し、特に入力電源電圧を検出しスイッチング制御状態を変更する入出力絶縁分離型電力変換装置に関する。

従来では、回路負担の増大を抑止しつつ種々の動作安全性に関する検出信号を利用することを目的とする入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この入出力絶縁分離型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、入力側回路の異常状態を検出した場合に、パルス信号のパルス周期を変更する入力状態モニタ回路をコントローラに備える。

特開２００６−１０１６８０号公報

しかし、特許文献１の技術を適用した場合、パルス周期の判定をコントローラが認識しスイッチングの制御状態を変更するのに所要の時間を要するため、スイッチング制御状態の変更の応答性が遅くなる。そのため、通常動作範囲を超えた入力電圧が印加された際、スイッチング停止するまで時間を要し、入力側および出力側共に耐圧の高い部品を使用したり、磁気飽和しないようコアの体格を大きくしたりする必要があり、コストＵＰ、体格アップしてしまう。入力側のスイッチング素子のみでなく、出力側の整流素子の耐圧も小さくできるためここではスイッチング素子の耐圧のみとしない。

また、正常電圧と異常電圧の境界付近で、外部機器によるリップル電圧変動およびノイズの影響を受けて検出電圧が微少変化すると、正常状態と異常状態が短期間で変わるチャタリングが発生する。チャタリングが発生するとパルス周期の変更も頻繁に行われるため、スイッチングの制御状態の変更が頻繁になり、出力が不安定になり易く、効率も低下する。また最悪の場合には、機器の故障を招く。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、第１の目的は従来よりも耐圧の低い部品の使用や、磁気部品の有効断面積削減によりコストや体格を抑えられる電力変換装置を提供することである。第２の目的は正常電圧と異常電圧の境界付近での検出信号のチャタリングに起因したスイッチング制御状態の過敏な変更を抑制して出力を安定させて効率を向上でき、かつ、信頼性の高い電力変換装置を提供することである。

上記課題を解決するためになされた第１の発明は、スイッチングゲート制御信号（ＰＬＳ）に基づいて駆動されるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）にて構成されるスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ）と、前記スイッチ回路に入力される入力値（Ｖin，Ｉin）を検出する検出センサ（１３）と、前記スイッチングゲート制御信号を出力するスイッチ制御部（１７）とを備える電力変換装置（１０）において、前記スイッチ回路と前記スイッチ制御部との間に介在され、前記スイッチングゲート制御信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路（１４）と、前記検出センサで検出される前記入力値に基づいて、前記入力値に関する状態信号（Ｓｉ）と、前記スイッチング素子の強制停止に関する第１保護停止信号（Ｓ１）とを前記スイッチ制御部に伝達するとともに、前記スイッチング素子の強制停止に関する第２保護停止信号（Ｓ２）を直接前記ドライブ回路に伝達する検出回路（１８）とを有し、前記ドライブ回路は、前記第２保護停止信号が第１信号レベルになると、前記スイッチングゲート制御信号の出力を停止することを特徴とする。

この構成によれば、スイッチ制御部は状態信号に基づいてスイッチング素子の駆動信号を生成し、第１保護停止信号に基づいてスイッチング素子の駆動を停止する。スイッチ制御部の応答性が悪い場合でも、第１保護停止信号で確実にスイッチング素子を停止できる。そのため、入力電圧に過電圧が印加された場合においても、高速にスイッチングを停止できるため、耐圧の高い素子を必要しないのでコストや損失を抑えられる。スイッチ回路にトランスなどのような磁気部品を含む場合には、磁束密度の上昇を抑制できるため、コアの必要断面積を縮小できるため、磁気部品のコア体格を小さく抑えられる。また、検出回路からドライブ回路に伝達される第２保護停止信号が第１信号レベルになると、強制的にスイッチングゲート制御信号の出力を停止するので、応答性が悪化しない。

第２の発明は、前記検出回路は、前記所定範囲内に維持される期間が所定期間を経過してから前記状態信号を出力することを特徴とする。

この構成によれば、状態信号をパルス信号で出力し、第１保護停止信号を２値レベル信号するので、スイッチ制御部の構成を簡易化することができる。

第３の発明は、前記検出回路が出力する前記状態信号は、前記入力値および前記出力値のうちで一方または双方が所定範囲よりも低いときはローレベル（Ｌ）で維持され、前記入力値が前記所定範囲よりも高いときはハイレベル（Ｈ）で維持されることを特徴とする。

この構成によれば、異常が発生した場合には、状態信号を調べることで何の異常が発生しているのかを容易に判定することができる。

なお、「スイッチング素子」は、スイッチング動作が可能な任意の半導体素子を適用できる。例えば、ＦＥＴ（具体的にはＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等）、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。「スイッチングゲート制御信号」は、スイッチング素子の駆動と停止を制御可能な信号であれば種類を問わず任意である。スイッチング素子をオンにするオン信号と、スイッチング素子をオフにするオフ信号とを含む。例えば、パルス信号のほか、アナログ信号やデジタル信号等が該当する。「磁気部品」は誘導性の回路部品を意味し、例えばトランス，コイル，インダクタなどが該当する。

電力変換装置の第１構成例を示す模式図である。 スイッチング素子の第１制御例を示すタイムチャート図である。 スイッチング素子の第２制御例を示すタイムチャート図である。 電力変換装置の第２構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第３構成例を示す模式図である。 電力変換装置の第４構成例を示す模式図である。 スイッチ回路にかかる他の構成例を示す模式図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的に接続することを意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示しているとは限らない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。英数字の連続符号は記号「〜」を用いて略記する。例えば、「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。２値レベル信号のハイレベルとローレベルには正論理を適用するが、負論理を適用してよい。スイッチングゲート制御信号は、以下では簡略化するために「制御信号」と呼ぶことにする。

〔実施の形態１〕
実施の形態１は図１〜図３を参照しながら説明する。図１に示す電力変換装置１０は、フルブリッジ型スイッチング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の一例である。当該電力変換装置１０は、入力電圧Ｖin（例えば２８８[Ｖ]等）を所要の出力電圧Ｖout（例えば１４[Ｖ]等）に変換して出力する機能を担う。電力変換装置１０の入力端子Ｔinには電力源Ｅｂが接続され、出力端子Ｔoutには負荷Ｚが接続される。電力源Ｅｂは、例えばバッテリ（二次電池等）や燃料電池などが該当する。負荷Ｚは、例えば電力源Ｅｂとは電源容量が異なるバッテリ、回転電機（電動発電機、発電機，電動機等）、ヘッドランプなどが該当する。出力電圧Ｖoutは任意の値で設定してよい。電力変換装置１０内に設定してもよく、外部処理装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から伝達される信号やデータ等に基づいて設定してもよい。

図示する電力変換装置１０は、コンデンサＣ１０、スイッチ回路１１Ａ、整流平滑回路１２Ａ、電圧センサ１３ａ、ドライブ回路１４Ａ、スイッチ制御部１７、検出回路１８Ａなどを有する。以下では、電力変換装置１０の各構成要素について簡単に説明する。電力変換装置１０内では検出された入力値（入力電圧Ｖinや入力電流Ｉin等）や出力値（出力電圧Ｖoutや出力電流Ｉout等）のような各種信号は、特に明示しない限り、各構成要素で処理可能な形態（例えば電圧値やデータ等）で取り扱われる。本形態では、電圧センサ１３ａを備え、当該電圧センサ１３ａで検出する入力電圧Ｖinを入力値として適用する例について説明する。

コンデンサＣ１０は、入力端子Ｔinの両端間に接続され、電力源Ｅｂから入力される入力電圧Ｖinを平滑化する。

スイッチ回路１１Ａはスイッチ回路１１の一例であり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒ１などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路で構成され、ドライブ回路１４Ａから制御端子（例えばゲート端子等）に入力される制御信号ＰＬＳ（制御信号に相当する）に基づいてオン／オフが駆動される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は上アームに相当し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は下アームに相当する。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。なお、スイッチ回路１１Ａ（特にスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各出力端子）は基準電位Ｇ１に接続する。基準電位Ｇ１は共通する電位であり、必ずしも０[Ｖ]とは限らない。

トランスＴｒ１はトランスＴｒの一例であり、一次コイルＬ１と、中間タップを備える二次コイルＬ２とを有する。一次コイルＬ１の一端側は、スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ２の入力端子との接続点に接続する。一次コイルＬ１の他端側は、スイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点に接続する。二次コイルＬ２の両端は、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂおよびコイルＬ１２を介して、出力端子Ｔoutの一端側（プラス側）に接続される。二次コイルＬ２の中間タップは、出力端子Ｔoutの他端側（マイナス側）に接続される。

整流平滑回路１２Ａは整流平滑回路１２の一例であり、全波整流を行う整流部や、出力電圧Ｖoutを平滑化する平滑部などを有する。図１に示す構成例の整流部は、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを有し、二次コイルＬ２から出力される交流電圧を直流電圧に整流する。ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂのカソードはコイルＬ１２に接続される。

平滑部は、コイルＬ１２とコンデンサＣ１２とを備えるＬＣフィルタである。整流部とコイルＬ１２は直列接続され、出力端子Ｔoutの一端側に接続される。コイルＬ１２にはチョーク電流ＩＬが流れる。コンデンサＣ１２は、出力端子Ｔoutの両端に接続される。

電圧センサ１３ａは、検出センサ１３の一例であり、スイッチ回路１１Ａに入力される入力電圧Ｖin（入力値に相当する）を検出して検出信号Ｓｄとして出力する。一般的に、入力電圧Ｖinは波形信号のように変化し、出力電圧Ｖoutは負荷Ｚ等の状態に応じて変化する。入力電圧Ｖinの検出（タイミング）は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中に、１回以上で任意に設定してよい。例えば、オン時の最小値、オン時の平均値、オン時のピーク値（最大値）を含む。

ドライブ回路１４Ａは、ドライブ回路１４の一例であり、スイッチ回路１１Ａとスイッチ制御部１７との間に介在される。図１に示すドライブ回路１４Ａは、対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が個別に駆動するように、スイッチ制御部１７から出力される制御信号ＰＬＳを増幅してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子（例えばゲート端子等）に伝達する。制御信号ＰＬＳには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号等のパルス信号を含む。ただし、後述する検出回路１８Ａから伝達される第２保護停止信号Ｓ２に基づいて、制御信号ＰＬＳを増幅してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子に伝達したり伝達しなかったりする。本形態では、第２保護停止信号Ｓ２がローレベルＬのときに伝達し、ハイレベルＨのときには伝達しないように構成する。

検出回路１８Ａは検出回路１８の一例であり、絶縁素子１８ａを含む。この検出回路１８Ａは、検出信号Ｓｄ（すなわち入力電圧Ｖin）に基づいて、個々のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動に関する状態信号Ｓｉと、個々のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の強制停止に関する保護停止信号（すなわち第１保護停止信号Ｓ１）をスイッチ制御部１７に伝達する。また、個々のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の強制停止に関する第２保護停止信号Ｓ２をドライブ回路１４Ａに伝達する。本形態では、状態信号Ｓｉにパルス信号を適用する。保護停止信号は、第１保護停止信号Ｓ１および第２保護停止信号Ｓ２のうちで一方または双方の信号を適用してよい。本形態では、ハイレベルＨまたはローレベルＬの２値レベル信号を適用するが、０や１等のデジタル信号を適用してもよい。第２保護停止信号Ｓ２はドライブ回路１４Ａに伝達する。なお、検出回路１８Ａは基準電位Ｇ１に接続する。

状態信号Ｓｉには、入力電圧Ｖinに応じてデューティ比（一定の周波数）が変化するパルス信号を用いる。入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp（図２，図３に示す低電位閾値Ｌthから高電位閾値Ｈthまでの範囲であって「正常電圧」に相当する。以下同じ。）外から所定範囲Ｖsp内に変化した後、所定範囲Ｖsp内で維持される期間が所定期間Ｔｄ以上になってから出力する。所定期間Ｔｄは、入力電圧Ｖinの安定性を判断するための期間であり、電力変換装置１０の定格や回路構成等に応じて適切な期間を設定するとよい。入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖspよりも低いとき（Ｖin＜Ｌth）はローレベルＬで維持し、所定範囲Ｖspよりも高いとき（Ｖin＞Ｈth）はハイレベルＨで維持する。

第１保護停止信号Ｓ１は、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内にあればハイレベルＨとし、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp外にあればローレベルＬとする２値レベル信号である。第２保護停止信号Ｓ２は、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内にあればローレベルＬとし、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp外にあればハイレベルＨとする２値レベル信号である。

絶縁素子１８ａは、入力側の検出信号Ｓｄ（入力電圧Ｖin）と、出力側の状態信号Ｓｉ，第１保護停止信号Ｓ１，第２保護停止信号Ｓ２等とを絶縁する素子である。入力側信号と出力側信号とを絶縁できれば任意の素子を用いてよい。例えば、フォトカプラ、磁気結合素子（例えばコイルやトランス等のインダクタ）、アイソレーションアンプ、抵抗器、容量性素子（例えばコンデンサ等のキャパシタ）などが該当する。本形態では、絶縁素子１８ａとして図示するように発光素子と受光素子を有するフォトカプラを適用する。受光素子（例えばエミッタ等）は図示するように基準電位Ｇ２に接続するが、保護抵抗を介在させる等によってスイッチ制御部１７に対して第１保護停止信号Ｓ１，第２保護停止信号Ｓ２を伝達できれば基準電位Ｇ１に接続してもよい。

スイッチ制御部１７は、出力値が指令値（目標値とも呼ぶ。以下同じ。）になるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動を制御するため、指令値や信号等に基づいて制御信号ＰＬＳを出力する機能を担う。本形態では、状態信号Ｓｉや第１保護停止信号Ｓ１のほか、他の信号（例えば出力電圧Ｖoutや出力電流Ｉout等）に基づいて、制御信号ＰＬＳを出力するように構成される。一例として、状態信号Ｓｉに基づいて制御信号ＰＬＳを出力することを基本とする。ただし、制御信号ＰＬＳは、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp外から所定範囲Ｖsp内に変化した後、所定範囲Ｖsp内で維持される期間が所定期間Ｔｄ以上になってから出力し始めるとよい。第１保護停止信号Ｓ１に基づいて、制御信号ＰＬＳを出力したり停止したりするとよい。なお、スイッチ制御部１７は基準電位Ｇ１と別個の基準電位Ｇ２に接続する。基準電位Ｇ２は、基準電位Ｇ１と同様に共通する電位であり、必ずしも０[Ｖ]とは限らない。なお、基準電位Ｇ１と基準電位Ｇ２の関係は任意であり、通常はＧ１≧Ｇ２である。

上述したスイッチ制御部１７の構成は任意であり、ワイヤードロジック等のようなハードウェア構成でもよく、ＣＰＵがプログラムを実行するソフトウェア構成でもよく、ハードウェア構成とソフトウェア構成とを部分的に組み合わせたハイブリッド構成でもよい。所望の出力値は、指令値として設定される。指令値自体は、記録媒体に記録してもよく、電圧値や電流値で設定してもよく、外部処理装置から伝達されて設定してもよい。負荷Ｚの種類や定格等に応じて設定してもよい。

上述のように構成される電力変換装置１０において、入力値である入力電圧Ｖinに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動を制御する例について図２と図３を参照しながら説明する。正常状態では、第１保護停止信号Ｓ１はハイレベルＨで維持され、第２保護停止信号Ｓ２はローレベルＬで維持されるように設定されるものとする。異常状態では、第１保護停止信号Ｓ１はローレベルＬで維持され、第２保護停止信号Ｓ２はハイレベルＨで維持されるように設定されるものとする。

（第１制御例）
図２に示す第１制御例は、入力電圧Ｖinが低電位閾値Ｌthよりも下回る状態と、高電位閾値Ｈthよりも上回る状態までの間で変化する場合の制御例を示す。入力電圧Ｖinが低電位閾値Ｌthよりも下回る時刻ｔ１１までは、状態信号Ｓｉと第１保護停止信号Ｓ１はローレベルＬで維持され、第２保護停止信号Ｓ２はハイレベルＨで維持される。これらの信号に従って、制御信号ＰＬＳが出力されないため、制御信号ＰＬＳも出力されない。この状態は、入力電圧Ｖinの安定性を判断するため、が所定範囲Ｖsp内に入る時刻ｔ１１から所定期間Ｔｄを経過する時点（すなわち時刻ｔ１２）まで継続される。

時刻ｔ１２以降は、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内で変化する。そのため、状態信号Ｓｉは入力電圧Ｖinに応じてデューティ比が変化するパルス信号になり、第１保護停止信号Ｓ１はハイレベルＨで維持され、第２保護停止信号Ｓ２はローレベルＬで維持される。これらの信号に従って、制御信号ＰＬＳはパルス信号になるので、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン／オフが駆動される。この制御は、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp外になる時刻ｔ１３まで継続される。

時刻ｔ１３には、入力電圧Ｖinが高電位閾値Ｈthを上回って所定範囲Ｖsp外になる。そのため、状態信号ＳｉはハイレベルＨで維持され、第１保護停止信号Ｓ１はローレベルＬで維持され、第２保護停止信号Ｓ２はハイレベルＨで維持され。これらの信号に従って、制御信号ＰＬＳはローレベルＬ（無信号に相当する）で維持されるので、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は駆動を停止する。この制御は、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内になる時刻ｔ１４まで継続される。

時刻ｔ１４には、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内に戻る。ただし、入力電圧Ｖinの安定性を判断するため、時刻ｔ１４から所定期間Ｔｄを経過するまで各種信号は現状維持される。所定期間Ｔｄを経過する時刻ｔ１５には、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までと同様の制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動制御される。この制御は、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp外になる時刻ｔ１６まで継続される。

時刻ｔ１６には、入力電圧Ｖinが低電位閾値Ｌthを下回って所定範囲Ｖsp外になる。そのため、時刻ｔ１２までや、時刻ｔ１３から時刻ｔ１５までと同様の制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は駆動を停止する。

（第２制御例）
図３に示す第２制御例は、第１制御例と同様の範囲で入力電圧Ｖinが変化するものの、高電位閾値Ｈth付近で微少変化が一時的に継続する場合の制御例を示す。入力電圧Ｖinが高電位閾値Ｈthを上回る時刻ｔ２３までは、第１制御例と同様に制御される。すなわち、時刻ｔ２２まではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動を停止し、時刻ｔ２２から時刻ｔ２３まではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフが駆動するように制御される。

時刻ｔ２３以降は、入力電圧Ｖinが高電位閾値Ｈth付近を微少変化し、所定範囲Ｖspに入ったり外れたりする。入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内である期間Ｔｘが所定期間Ｔｄよりも短い場合には（Ｔｘ＜Ｔｄ）、現時点における各種信号の状態が維持される。よって図３の例では、時刻ｔ２４に入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内になり、かつ、所定期間Ｔｄを経過する時刻ｔ２５まで各種信号が維持される。

時刻ｔ２５には、時刻ｔ２２から時刻ｔ３３までと同様の制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動制御される。この制御は、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp外になる時刻ｔ２６まで継続される。時刻ｔ２６以降は、入力電圧Ｖinが低電位閾値Ｌthを下回って所定範囲Ｖsp外になる。そのため、時刻ｔ２２までや、時刻ｔ２３から時刻ｔ３５までと同様の制御が行われ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は駆動を停止する。

上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。

（１）電力変換装置１０において、検出回路１８Ａは、電圧センサ１３ａで検出される入力電圧Ｖinに基づいて、入力電圧Ｖinに関する状態信号Ｓｉと、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の強制停止に関する第１保護停止信号Ｓ１とをスイッチ制御部１７に伝達する構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、スイッチ制御部１７の応答性にかかわらず、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖspの内外で確実にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動と停止を行える。そのため、過電圧印加時に素早くスイッチングを停止させることができ、耐圧の高い素子を必要しないので、コストや損失を抑えられる。スイッチ回路１１Ａに含まれトランスＴｒ１は、上記スイッチングの停止制御によって磁束密度の上昇を抑制できるため、コアに必要な断面積を縮小でき、コア体格を小さく抑えられる。

（２）スイッチ回路１１Ａとスイッチ制御部１７との間に介在され、制御信号ＰＬＳに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するドライブ回路１４を有し、ドライブ回路１４は、第２保護停止信号Ｓ２がハイレベルＨ（第１信号レベル）になると、制御信号ＰＬＳの出力を停止する構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、第２保護停止信号Ｓ２がハイレベルＨになると、強制的に制御信号ＰＬＳの出力を停止するので、応答性が悪化しない。

（３）検出回路１８Ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の強制停止に関する第１保護停止信号Ｓ１をスイッチ制御部１７に伝達する構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、スイッチ制御部１７の応答性に影響されることなく、制御信号ＰＬＳを出力するか否かを処理することができる。

（４）スイッチ制御部１７は、第１保護停止信号Ｓ１がローレベルＬ（第２信号レベル）になると、制御信号ＰＬＳの出力を停止する構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、第１保護停止信号Ｓ１がローレベルＬになると、強制的に制御信号ＰＬＳの出力を停止する。よって、スイッチ制御部１７の応答性に影響されない。

（５）検出回路１８Ａは、入力電圧Ｖinに応じたデューティ比のパルス信号を状態信号Ｓｉとして出力し、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖspの内外に応じた２値レベル信号を第１保護停止信号Ｓ１として出力する構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、状態信号Ｓｉと第１保護停止信号Ｓ１に従って制御信号ＰＬＳの出力制御を行うので、スイッチ制御部１７の応答性に影響されない。

（６）検出回路１８Ａは、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp外から所定範囲Ｖsp内に変化した後、所定範囲Ｖsp内で維持される期間が所定期間Ｔｄ以上になってから状態信号Ｓｉを出力する構成とした（図１〜図３を参照）。状態信号Ｓｉに代えて（あるいは加えて）、第１保護停止信号Ｓ１や第２保護停止信号Ｓ２について適用してもよい。これらの構成によれば、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖsp内となる正常状態が安定してから制御信号ＰＬＳを出力するので、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動と停止が繰り返されることに伴う効率の低下を抑制することができる。

（７）検出回路１８Ａが出力する状態信号Ｓｉは、入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖspよりも低いときはローレベルＬで維持され、所定範囲Ｖspよりも高いときはハイレベルＨで維持される構成とした（図１〜図３を参照）。この構成によれば、異常が発生した場合には、状態信号Ｓｉ（ハイレベルＨまたはローレベルＬ）を調べることで何の異常が発生しているのかを容易に判定することができる。

（８）スイッチ回路１１Ａは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを有するトランスＴｒ１を含み、検出回路１８Ａは、一次コイルＬ１側の検出値を入力電圧Ｖinとする構成とした（図１を参照）。この構成によれば、スイッチ制御部１７の応答性にかかわらず、一次コイルＬ１側の入力電圧Ｖinが所定範囲Ｖspの内外で確実にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動と停止を行える。

〔実施の形態２〕
実施の形態２は図４を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態２が実施の形態１と異なるのは、スイッチ回路１１と負荷Ｚである。スイッチ回路１１は、定電圧を出力する実施の形態１とは異なり、出力電圧Ｖoutにかかる電圧値や周波数を経時的に変化させる。負荷Ｚには、誘導性要素の回転電機２０（「ＭＧ」と図示する）を適用する。よって実施の形態３に示す電力変換装置１０は、インバータの一例である。

図４に示すスイッチ回路１１Ｂは、図１に示すスイッチ回路１１Ａに代えて構成される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１〜Ｄ６などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭに基づいてオン／オフが駆動される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を上アームとし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を下アームとするハーフブリッジ回路で構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、第１相（例えばＵ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ５の入力端子との接続点は、第２相（例えばＶ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ６の入力端子との接続点は、第３相（例えばＷ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。すなわち、回転電機２０への出力（出力電圧Ｖoutや出力電流Ｉout）は三相交流である。

ドライブ回路１４は、実施の形態１に示すドライブ回路１４Ａを適用してもよい（図１を参照）。この場合は、検出回路１８Ａから第２保護停止信号Ｓ２をドライブ回路１４Ａに伝達すればよい。

上述した実施の形態２によれば、スイッチ回路１１Ｂおよび負荷Ｚが相違するに過ぎない。実施の形態１に示す図２や図３の制御を行えるので、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１，２に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

上述した実施の形態１，２では、スイッチ制御部１７は状態信号Ｓｉや保護停止信号（第１保護停止信号Ｓ１）に基づいて、制御信号ＰＬＳを出力する構成とした（図１，図４を参照）。この形態に加えて、図５に示すように、負荷Ｚへの出力値（出力電圧Ｖoutや出力電流Ｉout）に基づいてフィードバック制御を行うフィードバック制御手段１７ａを有する構成としてもよい。

フィードバック制御手段１７ａは、指令値，入力値（入力電圧Ｖinや入力電流Ｉin），出力値（出力電圧Ｖoutや出力電流Ｉout）などに基づいてフィードバック制御の演算を行い、制御信号ＰＬＳとして出力する。フィードバック制御の演算には、比例制御（Ｐ制御）、積分制御（I制御）、微分制御（Ｄ制御）のうちで一以上の演算が該当する。出力電圧Ｖoutは実線で示すように電圧センサ１３ｄで検出し、出力電流Ｉoutは二点鎖線で示すように電流センサ１３ｃで検出する。電圧センサ１３ｄと電流センサ１３ｃは、それぞれ検出センサ１３の一例である。この構成でも図２や図３の制御を行えるので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。なお、図１，図４，図６に示す他の構成に適用しても同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、フルブリッジ型スイッチング電源装置として電力変換装置１０を構成した（図１，図４を参照）。この形態に代えて、図６に示すように、フォワード型スイッチング電源装置として構成してもよい。図６に示す電力変換装置１０は、実施の形態１，２にかかるスイッチ回路，トランス，整流平滑回路の各変形例である。すなわち、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に代えてスイッチ回路１１Ｃを適用し、トランスＴｒ１に代えてトランスＴｒ２を適用し、整流平滑回路１２Ａに代えて整流平滑回路１２Ｂを適用する。全ての変形例を適用してもよく、いずれか一以上の変形例を適宜に選択して適用してもよい。

スイッチ回路１１Ｃは、スイッチング素子Ｑ１やトランスＴｒ２などを有する。トランスＴｒ２はトランスＴｒの一例であり、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを有する。ただし、二次コイルＬ２は中間タップを備えない点で、実施の形態１，２と相違する。トランスＴｒ２は、一次コイルＬ１の一端側を入力端子Ｔinの一端側（プラス側）に接続し、他端側をスイッチング素子Ｑ１の入力端子に接続する。スイッチング素子Ｑ１の出力端子は入力端子Ｔinの他端側（マイナス側）に接続する。

整流平滑回路１２Ｂは、整流平滑回路１２の一例であり、整流平滑回路１２Ａと同じ要素で構成される。ただし、トランスＴｒ２の二次コイルＬ２が中間タップを備えないために接続が相違する。具体的には、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂのカソードはコイルＬ１２に接続され、ダイオードＤ１２ｂのアノードが二次コイルＬ２および出力端子Ｔoutに接続される点が相違する。

上述したいずれの構成にせよ、図２や図３の制御を行えるので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、状態信号Ｓｉは入力電圧Ｖinに応じてデューティ比（一定の周波数）が変化するパルス信号を用いる構成とした（図２，図３を参照）。この形態に代えて、入力電圧Ｖinに応じて周波数（一定のデューティ比）が変化するパルス信号を用いてもよい。信号の変調方式が相違するに過ぎず、図２や図３の制御を行えるので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１ではフルブリッジ回路（フルブリッジ型）で構成されるスイッチ回路１１Ａを適用し（図１を参照）、実施の形態２ではハーフブリッジ回路（ハーフブリッジ型）で構成されるスイッチ回路１１Ｂを適用する構成とした（図４を参照）。これらの構成に代えて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑｎ（ｎは２以上の整数）を含む他のスイッチ回路１１を適用してもよい。例えばトランスＴｒを含む場合には、プッシュプル回路（プッシュプル型）、フライバック回路（フライバック型）などが該当する。トランスＴｒ以外の磁気部品を含む場合には、図７に示すスイッチ回路１１Ｃで構成してもよい。当該スイッチ回路１１Ｃは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、コイルＬ１１（あるいはインダクタ）などを有する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、コイルＬ１１を介して電力源Ｅｂのプラス電極に接続する。スイッチング素子Ｑ１の高電位側端子（図面上側端子）と、スイッチング素子Ｑ２の低電位側端子（図面下側端子）を整流平滑回路１２に接続する。また、スイッチング素子Ｑ２の低電位側端子は電力源Ｅｂのマイナス電極に接続する。いずれの構成にせよ、スイッチ制御部１７の応答性にかかわらず、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動と停止を素早く行えるので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

１０ 電力変換装置
１１（１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ） スイッチ回路
１３ａ，１３ｄ 電圧センサ
１７ スイッチ制御部
１８（１８Ａ，１８Ｂ） 検出回路
ＰＬＳ スイッチングゲート制御信号
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ スイッチング素子
Ｓ１ 第１保護停止信号
Ｓｉ 状態信号
Ｖin 入力電圧（入力値）
Ｖsp 所定範囲

Claims (6)

1. スイッチングゲート制御信号（ＰＬＳ）に基づいて駆動されるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）にて構成されるスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ）と、前記スイッチ回路に入力される入力値（Ｖin，Ｉin）を検出する検出センサ（１３）と、前記スイッチングゲート制御信号を出力するスイッチ制御部（１７）とを備える電力変換装置（１０）において、
   前記スイッチ回路と前記スイッチ制御部との間に介在され、前記スイッチングゲート制御信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路（１４）と、
   前記検出センサで検出される前記入力値に基づいて、前記入力値に関する状態信号（Ｓｉ）と、前記スイッチング素子の強制停止に関する第１保護停止信号（Ｓ１）とを前記スイッチ制御部に伝達するとともに、前記スイッチング素子の強制停止に関する第２保護停止信号（Ｓ２）を直接前記ドライブ回路に伝達する検出回路（１８）とを有し、
   前記ドライブ回路は、前記第２保護停止信号が第１信号レベルになると、前記スイッチングゲート制御信号の出力を停止することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記スイッチ制御部は、前記第１保護停止信号が第２信号レベルになると、前記スイッチングゲート制御信号の出力を停止することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記検出回路は、前記入力値に応じたデューティ比のパルス信号を前記状態信号として出力し、前記入力値が所定範囲（Ｖsp）の内外に応じた２値レベル信号を前記第１保護停止信号として出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記検出回路は、前記入力値が所定範囲（Ｖsp）外から前記所定範囲内に変化した後、前記所定範囲内で維持される期間が所定期間（Ｔｄ）以上になってから、前記状態信号、前記第１保護停止信号、前記第２保護停止信号のうちで一以上の信号を出力することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記検出回路が出力する前記状態信号は、前記入力値が所定範囲（Ｖsp）よりも低いときはローレベル（Ｌ）で維持され、前記所定範囲よりも高いときはハイレベル（Ｈ）で維持されることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチ回路は、一次コイル（Ｌ１）と二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ，Ｔｒ１，Ｔｒ２）を含み、
   前記検出回路は、前記一次コイル側の検出値を前記入力値とすることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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