WO2019038979A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータ Download PDF

Info

Publication number
WO2019038979A1
WO2019038979A1 PCT/JP2018/013086 JP2018013086W WO2019038979A1 WO 2019038979 A1 WO2019038979 A1 WO 2019038979A1 JP 2018013086 W JP2018013086 W JP 2018013086W WO 2019038979 A1 WO2019038979 A1 WO 2019038979A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
bridge circuit
phase
transformer
switching
winding
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/013086
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
祐樹 糸川
健志 網本
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to DE112018004721.0T priority Critical patent/DE112018004721T5/de
Priority to CN201880047627.9A priority patent/CN110945771B/zh
Priority to US16/622,630 priority patent/US11128222B2/en
Priority to JP2018540484A priority patent/JP6461439B1/ja
Publication of WO2019038979A1 publication Critical patent/WO2019038979A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present disclosure relates to a DC / DC converter, and more particularly to power loss reduction in a DC / DC converter.
  • Patent Document 1 includes a DC / DC converter circuit which is composed of an AC / DC converter circuit, a transformer and an orthogonal converter circuit, and in which the coupling method of the transformer differs between the primary side circuit and the secondary side circuit. It is disclosed.
  • the DC / DC converter disclosed in the present disclosure includes a transformer having a neutral point at least on a primary side winding, a first reactor connected between the neutral point and the primary side power supply, and a first positive electrode. Connected to a first bus pair comprising a first line and a first negative line, a storage unit connected between the first positive line and the first negative line, a first bus pair and a primary winding A second bus pair comprising the first bridge circuit, the second positive electrode line and the second negative electrode line, and the second bus line connected between the secondary winding of the transformer and the second bus pair And a bridge circuit. A secondary power supply is connected to the second bus pair.
  • the voltage ratio of the primary side power source to the secondary side power source can be operated in a wider range than the prior art. Therefore, the power loss can be reduced even when the voltage fluctuates.
  • FIG. 1 is a main circuit configuration diagram of a DC / DC converter 100 (staggered-Y connection system) of a first embodiment.
  • FIG. 10 is a main circuit configuration diagram of a first modified example (Y- ⁇ connection system) of DC / DC converter 100. It is a figure which shows the structural example of the three-phase transformer (stagger-Y connection system) which combines a several toroidal core. It is a figure which shows the structural example of the three-phase transformer (Y-delta connection system) which combines a several toroidal core. It is a figure which shows the structural example of the three-phase transformer (YY connection system) which uses the core which has symmetry in a magnetic circuit.
  • the DC / DC converter 100 includes a primary side bridge circuit 10, a secondary side bridge circuit 20, a transformer 30, a reactor unit 40, and a control device 50.
  • the DC / DC converter 100 is connected between a direct current primary side power supply 60 and a direct current secondary side power supply 70.
  • the potential of the terminal n connected to the neutral point NP1 of the transformer 30 is connected to the primary side phase terminals of the transformer 30 due to energy constraints. It becomes the average of the potentials applied to the connection point a, the connection point b, and the connection point c.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing an example of a voltage waveform between terminals of transformer 30 in FIG.
  • voltages Vae, Vbe, Vce, and Vne respectively indicate potential differences of connection points a, b, c and terminal n with reference to terminal e.
  • voltages Van, Vbn, and Vcn respectively indicate potential differences at connection points a, b, and c with reference to the terminal n.
  • the voltage Vcap indicates the potential difference of the terminal d with respect to the terminal e.
  • each phase leg of the first bridge circuit 12 switches the switches is shifted by 1/3 of the switching period T, and the voltages Vae, Vbe, and Vce applied to the connection points a, b, and c are , 120 ° phase-shifted waveforms.
  • the above-described operation of the first bridge circuit 12 is called a multi-phase operation, a carrier phase shift operation or the like in a chopper circuit driven in multiple parallels, and is generally known.
  • FIG. 11 is a control block diagram in the case where the detected polarized magnetic current and zero-phase current are independently input.
  • the PI control unit 58 performs PI control so as to follow *.
  • PI is used so that the bias current of transformer 30 is a detected value, and the shift from the average value of the duty ratio of each phase is an operation amount to zero.
  • PI control is performed by the control units 56 and 57. Therefore, the current control for reactor L1 and the control for suppressing the biased magnetic current can be considered independently.
  • the current passing through the reactor L1 is equally divided into three, and flows as a zero-phase current to the primary side winding of the transformer 30.
  • the primary-side bridge circuit 10 behaves like a parallel bidirectional chopper circuit.
  • This 3-parallel bidirectional chopper circuit couples a part of the reactors of the parallel-connected bidirectional chopper circuits and cancels the magnetic flux to have the role of a transformer, and the entire magnetic element compared with the case without coupling. The volume is reduced.
  • Ph. 1 to Ph. 8 shows the switch states (phases) that the first bridge circuit 12 can take
  • PH. 1 to PH. 9 and PH. 7-2, PH. 2-3, PH. 3-4, PH. 4-5, PH. 5-6, PH. 6-7 indicate the switch states (phases) that the second bridge circuit 22 can take.
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between the ON / OFF state of each switch of the second bridge circuit 22 and the vector potential.
  • FIG. 17 shows the relationship between the main operation phase and the vector potential when the output voltage of the second bridge circuit 22 (secondary side) is subjected to Clarke transformation ( ⁇ 0 conversion) and projected onto the ⁇ plane.
  • FIGS. 16 and 17 indicate vector potentials in major phases when the bus voltage is constant, and FIGS. 16 and 17 indicate vector potentials corresponding to the respective phases.
  • vector a (1, 0, 0), vector b (0, 1, 0), and vector c (0, 0, 1) are the connection point a, the connection point b, and the connection point in FIG.
  • vector r (1, 0, 0), vector s (0, 1, 0), and vector t (0, 0, 1) are the connection point r and the connection point s in FIG.
  • the upper arm of the leg connected to the connection point t is in a conducting state, it is a unit vector potential indicating the influence appearing in the drawing.
  • the second bridge circuit 22 turns the switch of the second bridge circuit 22 into the OFF-OFF state (defined as the state in which both the upper and lower switches of the leg are turned OFF), the neutral point potential It is considered as the state to output.
  • a current that may cause resonance may flow through a capacitive component such as a parasitic capacitance in parallel with the switch, but the main circuit that continuously transmits the main power of the converter No current flows. Therefore, power flow occurs between the primary storage unit 11 and the secondary storage unit 21 when current flows through the remaining two-leg ON switches other than the OFF-OFF state of the second bridge circuit 22. .
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing symbols of current, voltage and the like used in the description of power transmission in the first embodiment.
  • FIG. 20 shows an output waveform when the duty ratio is 50%.
  • FIG. 21 is a diagram showing an output waveform when the duty ratio is 16.7%.
  • FIG. 22 shows an output waveform when the duty ratio is 83.3%. Note that, in these waveform diagrams, a portion where a plurality of lines overlap may be expressed slightly shifted up and down for easy viewing. The same processing is performed for the waveform diagrams in FIG. 23 and thereafter.
  • ZVT is a well-known soft switching method such as a DAB (Dual Active Bridge) method.
  • the capacitor is charged and discharged by turning off the MOSFET or IGBT through which current flows in the forward direction and diverting the current to a capacitor connected in parallel to the upper and lower arms.
  • the potential at the connection point of the upper and lower arms fluctuates as the capacitor is charged and discharged.
  • the connection point by soft switching by switching the connection point potential and supplying current to the anti-parallel diode of the opposite arm and turning on the MOSFET or IGBT of the opposite arm when current flows to the anti-parallel diode. Achieve switching of the potential.
  • connection points a, b, c connection points a, b, c
  • connection points r, s, t connection points r, s, t
  • the switch state of the first bridge circuit 12 is Ph. 2 and the switch state of the second bridge circuit 22 is PH.
  • the current path of the first bridge circuit 12 is the following two current paths Ph. 2 (1) and Ph. It becomes superposition of 2 (2).
  • the current path PH. 3 becomes as follows.
  • Current path PH. 3 (Secondary power supply 70) ⁇ (connection point v) ⁇ (switch SW 25) ⁇ (connection point t) ⁇ (transformer 30) ⁇ (connection point r) ⁇ (switch SW 22) ⁇ (connection point u) ⁇ (Secondary power supply 70)
  • the second bridge circuit 22 receives electric power from the primary side or transmits electric power to the primary side by supplying a current to 3.
  • the secondary side bridge circuit 20 performs a turn-on operation with zero current.
  • the primary side bridge circuit is Ph. 1 to Ph. 2, Ph. 4, Ph.
  • the current increases in the direction of transmitting power from the primary side bridge circuit 10 to the secondary side bridge circuit 20.
  • phase advance variable ⁇ ⁇ is increased, and a value obtained by subtracting the amount of transmission power in the powering direction by several percent to several tens of percent according to the amount of transmission power (that is, the transmission power in the regeneration direction).
  • the increased value is used as a command value of the amount of transmission power from the primary storage unit 11 to the secondary storage unit 21.
  • the duty ratio of the first bridge circuit 12 according to the voltage fluctuation of the primary power supply 60, it is possible to operate in response to the power supply voltage fluctuation.
  • the excitation current of the transformer can be used during soft switching. For example, when the switch of the primary lower arm is turned on, the excitation current changes so that the forward current flowing through the switch of the lower arm is increased. Therefore, it is possible to use the excitation current for soft switching if there is no bias magnetism and the average value of the excitation current is kept at zero.
  • Such soft switching operation using the excitation current of the transformer has already been studied in an LLC circuit or the like, and is partially put to practical use.
  • the magnetic circuit When the cores are magnetically coupled, it is desirable to construct the magnetic circuit symmetrically as shown in FIG. 5, but as shown in FIG. 6 or FIG. 7, three columns such as a three-phase transformer of commercial frequency
  • the magnetic flux generated by the zero phase current may be canceled by using a mold core.
  • the magnetic field generated by the zero-phase current flowing through the primary winding induces a current in the secondary winding; Since the magnetic field generated by the circulating current flowing in the ⁇ connection of the next winding and the magnetic field generated by the current flowing in the primary winding are balanced, the flux linkage generated by the zero phase current flowing in the primary winding is canceled Ru.
  • the current flowing through the reactor L1 can be controlled by adjusting the average value of the duty ratio of each phase of the first bridge circuit 12. Further, the primary side zero-phase current of the transformer 30 connected to the first bridge circuit 12 is determined by the average value of the output duty ratio of each phase of the first bridge circuit 12.
  • the phase during the switching period is shifted by 120 ° to detect the variation in each phase current of the transformer 30 It is possible. That is, by providing the current detection sensor in the primary side storage unit 11, the biased magnetic current of the transformer 30 can be detected.
  • the first bridge circuit 12 can perform soft switching by using the excitation current flowing through the transformer 30 and each phase current.
  • transformer 30 generates a phase difference of 30 ° between the primary side phase terminal and the secondary side phase terminal, and the first bridge circuit 12 outputs the vector potential shown in FIG.
  • the second bridge circuit 122 outputting the vector potential shown in FIG. 17, power is exchanged between the primary storage unit 11 and the secondary storage unit 21.
  • FIG. 43 is a diagram showing an example of a switching pattern in the second embodiment.
  • the switching pattern shown in FIG. 43 shows how the diode of the second bridge circuit 122 conducts with a delay to the first bridge circuit 12.
  • the ratio of the voltage of the primary storage unit 11 to the voltage of the secondary storage unit 21 is the same as that of the three-phase transformer of zigzag-Y connection shown in FIG. Assuming that n is 1: 4 n / 3, the turns ratio of the three-phase transformer of the Y- ⁇ connection shown in FIG. 41 is 1: n and 1: 2 n / 3.
  • the second bridge circuit 122 has a switching state corresponding to the vector potential output from the first bridge circuit 12, but normally, a commutation period exists after the switching state of the first bridge circuit 12 is switched, The second bridge circuit 122 outputs a switching pattern corresponding to the commutation path.
  • the first bridge circuit 12 includes a first leg connected between the first positive electrode line PL1 and the first negative electrode line NL1.
  • the first leg includes a first switching element SW11 and a second switching element SW12 connected in series between the first positive electrode line PL1 and the first negative electrode line NL1.
  • the DC / DC converter further includes a control device 50 that controls the switching duty ratio of the first switching element SW11 and the second switching element SW12.
  • Control device 50 determines the switching duty ratio according to the change of voltage Vin of primary side power supply 60.
  • control device 50 determines the switching duty ratio in accordance with the ratio of voltage Vin of primary power supply 60 to voltage Vcap of storage unit 11.
  • the winding system of the transformer 30 is a staggered-Y connection system.
  • the staggered-Y connection type transformer has a smaller number of turns in the primary side circuit through which a large current flows when viewed at the same step-up ratio, and the winding resistance becomes smaller.
  • the controller 50 of the DC / DC converter 101 uses an external capacitor connected in parallel to the switching element of the first bridge circuit 12 to switch ON / OFF the upper and lower arms of the first bridge circuit 12.
  • the switching control of the switching elements of the first bridge circuit 12 and the second bridge circuit 22 is performed as performed by the zero voltage transition operation.
  • FIG. 1 is a main circuit configuration diagram of DC / DC converter 100 of the present embodiment.
  • the mold core may be used to cancel the magnetic flux generated by the zero phase current.
  • the switching elements of each phase of the first bridge circuit 12 are It operates with the same duty ratio.
  • the zero-phase current can be controlled without generating a bias magnetism simply by controlling the average value of the output duty ratio in the first bridge circuit 12.
  • a bias magnetism occurs in the transformer 30 for some reason in practice In this case, it is possible to suppress the biased magnetization phenomenon by changing the balance of the duty ratio of each phase.
  • the current passing through the reactor L1 is equally divided into three, and flows as a zero-phase current to the primary side winding of the transformer 30.
  • the instantaneous switching operation does not have an OFF-OFF period except dead time, and switching of the switch state is instantaneous as in the switching operation of a general two-way chopper circuit or a full bridge inverter circuit. It refers to the way it takes place.
  • the instant switching operation of the third embodiment is characterized in that the current flowing from each phase terminal of transformer 30 connected to the connection point of the upper and lower arms to be switched is performed at or near zero.
  • the control device 50 sets the primary side bridge circuits 10 and 2 such that the current flowing to each phase terminal of the transformer 30 connected to the connection point of the upper and lower arms at the momentary switching becomes zero or near zero. It is characterized in that the switching sequence and timing of each switch of the secondary bridge circuit 20 and the bus voltage of the primary bridge circuit 10 and the secondary bridge circuit 20 are controlled.
  • the main part of the operation of the DC / DC converter circuit 100 can be expressed by representing each phase current obtained by removing the zero phase component from the current flowing through the transformer 30, and coordinates obtained by appropriately performing Clark conversion / park conversion etc.
  • the main part of the operation of the DC / DC converter circuit can be expressed by drawing the locus of each phase current flowing to the transformer 30 on a plane.
  • the locus of current on the coordinate plane representing each phase current of the DC / DC converter circuit 100 is a broken line that is broken at the timing when each switch of the primary side bridge circuit 10 or the secondary side bridge circuit 20 switches on / off. It becomes a graph.
  • the position on the coordinate plane of the point at which each line segment represented on the coordinate plane is broken represents each phase current at the time of switching, and is an important factor that determines the success or failure of soft switching on the primary side and the secondary side.
  • the switching operation according to the first embodiment when there is a period of the OFF-OFF state, there is no place to go for the current, so in principle the current flowing through the middle point of the leg is zero if parasitic capacitance and off resistance are ignored. It is possible to realize the switching by the secondary current of the secondary side switch by the presence of the period of the OFF-OFF state.

Abstract

零相電流に対して有効な鎖交磁束を殆ど持たず、１次側－２次側間に位相差を持つ変圧器（３０）の中性点（ＮＰ１）にリアクトル（Ｌ１）の一端が接続され、他端に１次側電源（６０）が接続される。変圧器（３０）の両端には第１ブリッジ回路（１２）と第２ブリッジ回路（２２）が接続され、第１ブリッジ回路（１２）のデューティ比によって１次側電源（６０）の電力を制御する。第１ブリッジ回路（１２）のスイッチングパターンを基準に、第２ブリッジ回路（２２）のスイッチングパターンを進相方向と遅相方向にフェーズシフトすることによって、１次側電源（６０）と２次側電源（７０）の電圧比が変動し、かつ伝送電力量が小さくなる場合でも、ソフトスイッチング動作ができるように制御する。蓄電池などの電圧が変動するような電源に適用でき、低出力領域での損失を低減できる電力変換手段を実現することができる。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ
　本開示は、ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特にＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力損失低減に関する。
　従来、変圧器の結合方式が１次側と２次側で等しいＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。このようなＤＣ／ＤＣコンバータは、ソフトスイッチング技術（ＺＶＳ（Zero　Voltage　Switching）方式）によってスイッチング損失を低減することができるが、低出力領域でソフトスイッチング技術を適用できない課題があった。
　この課題を解決する技術として、特許文献１には、交直変換回路と変圧器と直交変換回路から成り、変圧器の結合方式が１次側回路と２次側回路で異なるＤＣ／ＤＣコンバータ回路が開示されている。
特開２０１５－２７１９６号公報
　しかし、特許文献１に記載の従来技術は１次側電源と２次側電源の電圧比に制限があり、蓄電池などの電圧が変動するような電源に適用することは困難であった。そこで本発明は、電圧が変動する場合でも電力損失を低減できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
　本開示に示されるＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも１次側巻線に中性点を有する変圧器と、中性点と１次側電源との間に接続される第１リアクトルと、第１正極線と第１負極線とで構成される第１母線対と、第１正極線と第１負極線との間に接続される蓄電ユニットと、第１母線対と１次側巻線とに接続される第１ブリッジ回路と、第２正極線と第２負極線とで構成される第２母線対と、変圧器の２次側巻線と第２母線対との間に接続される第２ブリッジ回路とを備える。第２母線対には２次側電源が接続される。
　本発明によって、１次側電源と２次側電源の電圧比について従来よりも広い範囲での動作が可能である。したがって、電圧が変動する場合でも電力損失を低減できる。
実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１００（千鳥－Ｙ結線方式）の主回路構成図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第１変形例（Ｙ－Δ結線方式）の主回路構成図である。 複数のトロイダルコアを組み合わせる三相変圧器（千鳥－Ｙ結線方式）の構成例を示す図である。 複数のトロイダルコアを組み合わせる三相変圧器（Ｙ－Δ結線方式）の構成例を示す図である。 磁気回路に対称性のあるコアを用いる三相変圧器（Ｙ－Ｙ結線方式）の構成例を示す図である。 ３柱型コアを用いる三相変圧器（千鳥－Ｙ結線方式）の構成例を示す図である。 ３柱型コアを用いる三相変圧器（Ｙ－Δ結線方式）の構成例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第２変形例の主回路構成図である。 リアクトルユニット４０の変形例を示す図である。 図１における変圧器３０の端子間電圧波形の例を示す波形図である。 偏磁電流と零相電流を分離して入力する場合の制御ブロック図である。 １次側ブリッジ回路１０における主要な動作フェーズにおける各半導体素子の動作状態を表す図である。 ２次側ブリッジ回路２０における主要な動作フェーズにおける各半導体素子の動作状態を表す図である。 第１ブリッジ回路１２のスイッチングキャリアと、第２ブリッジ回路２２のスイッチングキャリアの関係を表した図である。 実施の形態１に係る主要動作モードの半導体素子のスイッチングタイミングを示す波形図である。 第１ブリッジ回路１２の各スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態とベクトル電位の関係を示す図である。 第２ブリッジ回路２２の各スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態とベクトル電位の関係を示す図である。 第２ブリッジ回路２２の出力を３レベルインバータ構成とした変形例を示す図である。 実施の形態１の電力伝送の説明に用いる電流および電圧等の符号を示した回路図である。 進相、遅相ともフェーズシフトの適用なし（Duty＝50％）の出力波形を示す図である。 進相、遅相ともフェーズシフトの適用なし（Duty＝16.7％）の出力波形を示す図である。 進相、遅相ともフェーズシフトの適用なし（Duty＝83.3％）の出力波形を示す図である。 進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトが同量適用された場合（Duty＝50％）の波形図である。 進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトが同量適用された場合（Duty＝16.7％）の波形図である。 進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトが同量適用された場合（Duty＝83.3％）の波形図である。 遅相フェーズシフトを適用した力行動作時（Duty＝50％）の動作波形図である。 遅相フェーズシフトを適用した力行動作時（Duty＝16.7％）の動作波形図である。 遅相フェーズシフトを適用した力行動作時（Duty＝83.3％）の動作波形図である。 進相フェーズシフトを適用した回生動作時（Duty＝50％）の動作波形図である。 進相フェーズシフトを適用した回生動作時（Duty＝16.7％）の動作波形図である。 進相フェーズシフトを適用した回生動作時（Duty＝83.3％）の動作波形図である。 遅相フェーズシフトとそれに比して少量の進相フェーズシフトを適用した力行動作時（Duty＝50％）の動作波形図である。 遅相フェーズシフトとそれに比して少量の進相フェーズシフトを適用した力行動作時（Duty＝16.7％）の動作波形図である。 遅相フェーズシフトとそれに比して少量の進相フェーズシフトを適用した力行動作時（Duty＝83.3％）の動作波形図である。 進相フェーズシフトとそれに比して少量の遅相フェーズシフトを適用した回生動作時（Duty＝50％）の動作波形図である。 進相フェーズシフトとそれに比して少量の遅相フェーズシフトを適用した回生動作時（Duty＝16.7％）の動作波形図である。 進相フェーズシフトとそれに比して少量の遅相フェーズシフトを適用した回生動作時（Duty＝83.3％）の動作波形図である。 １次側ブリッジ回路１０のデューティ比（第１例）に応じて変化した１次側ブリッジ回路１０および２次側ブリッジ回路２０の動作フェーズの順序を示した図である。 １次側ブリッジ回路１０のデューティ比（第２例）に応じて変化した１次側ブリッジ回路１０および２次側ブリッジ回路２０の動作フェーズの順序を示した図である。 実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の主回路構成図である。 実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の第１変形例の主回路構成図である。 実施の形態２の電力伝送の説明に用いる回路図である。 実施の形態２におけるスイッチングパターン（Duty＝50％）の一例を示す図である。 実施の形態２における遅相フェーズシフト量を説明するための図である。 伝送電力がないとき（Duty＝50％）の動作波形図である。 伝送電力がないとき（Duty＝16.7％）の動作波形図である。 伝送電力がないとき（Duty＝83.3％）の動作波形図である。 力行方向へ電力伝送が行なわれ、遅相フェーズシフトが発生したとき（Duty＝16.7％）の動作波形図である。 力行方向へ電力伝送が行なわれ、遅相フェーズシフトが発生したとき（Duty＝83.3％）の動作波形図である。 １２０°間隔の座標軸を表示した平面上に変圧器３０の各相電流の軌跡を表示した図である。 電圧の振動を抑制するための抵抗の位置を示した図である。 電圧の振動を抑制するための抵抗の位置を示した図である。
　以下、本発明を実施する上で好適な実施の形態について図面を用いて説明する。以下の実施の形態では、回路中の各スイッチング素子およびダイオードにおける電圧低下、配線の抵抗、並びにインダクタンス、寄生容量および変圧器の励磁インダクタンス等が無視できる理想的な状態であるものとして説明する。なお、以下の図面において同一または相当する部分には同一の参照番号を付し、その説明は繰返さない。また、下記はあくまでも実施の例に過ぎず、発明の実施態様を下記実施の形態に限定することを意図するものではない。
　実施の形態１．
　（全体構成の説明）
　最初に、実施の形態１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成を説明する。図１は、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の主回路構成図である。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、１次側ブリッジ回路１０と、２次側ブリッジ回路２０と、変圧器３０と、リアクトルユニット４０と、制御装置５０とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、直流の１次側電源６０と直流の２次側電源７０との間に接続されている。
　本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、変圧器３０に流れる電流にクラーク変換を施した際の零相電流に対し、有効な鎖交磁束を殆ど持たない変圧器３０の中性点ＮＰ１にリアクトルＬ１の一端を接続し、リアクトルＬ１の他端に１次側電源６０を接続する。変圧器３０の両端には１次側ブリッジ回路１０と２次側ブリッジ回路２０が接続され、１次側ブリッジ回路１０の母線（ＰＬ１，ＮＬ１）にはキャパシタを有する蓄電ユニット１１が接続され、２次側ブリッジ回路２０の母線（ＰＬ２，ＮＬ２）には２次側電源７０が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、１次側電源６０と１次側蓄電ユニット１１の電圧の比を１次側ブリッジ回路１０のスイッチングによって調節することによって、１次側電源６０の電圧と２次側ブリッジ回路２０の母線電圧の比を調節できることを特徴とする。
　リアクトルユニット４０の一方端子ｆは、１次側電源６０の高圧側に接続される。１次側ブリッジ回路１０の低圧側端子ｅは、１次側電源６０の低圧側に接続される。リアクトルユニット４０の他方端子ｎは、変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続される。
　１次側蓄電ユニット１１は、１次側ブリッジ回路１０の低圧側端子ｅと高圧側端子ｄとの間に接続される。１次側蓄電ユニット１１はキャパシタまたはバッテリーなどのエネルギー蓄積要素を備え、電圧源としての機能を有する。
　２次側ブリッジ回路２０の高圧側端子ｕは、２次側電源７０の高圧側に接続される。２次側ブリッジ回路２０の低圧側端子ｖは、２次側電源７０の低圧側に接続される。
　２次側蓄電ユニット２１は、２次側ブリッジ回路２０の高圧側端子ｕおよび２次側ブリッジ回路２０の低圧側端子ｖに接続される。
　２次側蓄電ユニット２１は、キャパシタまたはバッテリーなどのエネルギー蓄積要素を備え、電圧源としての機能を有する。２次側蓄電ユニット２１は、接続点ｍにおいて、変圧器３０の２次側中性点端子に接続される。
　変圧器３０は、三相変圧器であり、１次側ブリッジ回路１０は、三相の第１ブリッジ回路１２を有する。第１ブリッジ回路１２は、６つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ１５，ＳＷ１６と、これらのスイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６とを有する。但し、外付けのキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６は、回路構成上等価な位置にあるスイッチング素子の寄生容量を用いて代用しても良い。
　なお、図１ではスイッチング素子の記号として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）またはＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）の記号を使用しているが、必ずしも回路図に記載された通りのスイッチング素子を利用しなくても良い。種々のスイッチング素子を自由に適用でき、Ｓｉを素材とした素子に限らず、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を素材としたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴおよびＧａＮ－ＨＥＭＴ（High　Electron　Mobility　Transistor）などをスイッチング素子として使用しても良い。
　接続点ａにおいて、スイッチング素子ＳＷ１１の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１２の低圧側とが接続される。接続点ｂにおいて、スイッチング素子ＳＷ１３の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１４の低圧側とが接続される。接続点ｃにおいて、スイッチング素子ＳＷ１５の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１６の低圧側とが接続される。
　以下、直列に接続された２つのスイッチの組をレグ、それぞれのスイッチをアームと呼称し、特に接続点を基準として高圧側のスイッチを上アーム、低圧側のスイッチを下アームと呼称する場合がある。
　第１ブリッジ回路１２は、接続点ａ，接続点ｂおよび接続点ｃにおいて、変圧器３０の１次側各相端子に接続される。
　２次側ブリッジ回路２０は、三相の第２ブリッジ回路２２を有する。第２ブリッジ回路２２は、６つのスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４，ＳＷ２５，ＳＷ２６を有する。
　接続点ｒにおいて、スイッチング素子ＳＷ２１の高圧側とスイッチング素子ＳＷ２２の低圧側とが接続される。接続点ｓにおいて、スイッチング素子ＳＷ２３の高圧側とスイッチング素子ＳＷ２４の低圧側とが接続される。接続点ｔにおいて、スイッチング素子ＳＷ２５の高圧側とスイッチング素子ＳＷ２６の低圧側とが接続される。
　第２ブリッジ回路２２は、接続点ｒ，接続点ｓおよび接続点ｔにおいて、変圧器３０の２次側各相端子に接続される。
　次に変圧器３０の構成方法について説明する。図１には、変圧器３０を千鳥－Ｙ結線方式で構成した場合を示す。変圧器３０は、１次側の各相電流にクラーク変換（αβ０変換）を施した時の零相電流が、変圧器のコア内部に磁束を誘起しないように構成されており、かつ１次側と２次側の間に位相差を持つ。
　図２は、実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第１変形例の主回路構成図である。図１には、変圧器３０を千鳥－Ｙ結線方式で構成した場合を示したが、図２では、変圧器３０をＹ－Δ結線方式で構成した場合の回路図が示されている。他の部分の構成については、図２の変形例は図１のＤＣ／ＤＣコンバータと同様であるので説明は繰り返さない。
　変圧器３０の構成には、図２に示した構成以外にも他の変形例も考えられる。図３または図４のように複数のコア（トロイダルコア）を組み合わせる構成、図５のように磁気回路に対称性のあるコアを用いる構成、図６または図７に記載するように、商用周波数の三相変圧器に代表される３柱型コアを用いて実現する構成などを採用しても良い。なお、図４～図７における接続点ａ，ｂ，ｃ，ｎ，ｒ，ｓ，ｔは、図１または図２の接続点ａ，ｂ，ｃ，ｎ，ｒ，ｓ，ｔにそれぞれ対応している。
　コア同士を磁気的に結合させる場合は、図５のように磁気回路を対称的に構成するのが望ましいが、図６または図７のように、商用周波数の三相変圧器のような３柱型コアを用いて、零相電流によって生じる磁束がキャンセルするように構成しても良い。
　特に図４に示すように、複数のコアを用いたＹ－Δ結線方式を採用する場合には、１次側巻線を流れる零相電流は磁界を生じうるが、通常、１次側巻線を流れる零相電流が生じる磁界は２次側巻線内に循環電流を誘起し、２次側巻線のΔ結線内を流れる循環電流が生じる磁界と１次側巻線を流れる零相電流が生じる磁界とが釣り合うことで１次側巻線を流れる零相電流が生じる鎖交磁束がキャンセルされる。
　図３または図６に示すように、１次側巻線を複数に分割した千鳥－Ｙ結線方式で変圧器を構成する場合には、１次側巻線を流れる電流同士で磁束をキャンセルすることができるので、零相電流が２次側巻線に電流を誘起せず銅損を削減できるメリットがある。また、２次側巻線に中性点ができるため、これを２次側母線電圧の中性点と電気的に接続することによって２次側巻線のコモンモード電位振動を抑制できる。
　図４または図７に示すようにＹ－Δ結線方式で変圧器を構成する場合には、構造が単純な２巻線変圧器またはオープン結線の三相変圧器などを利用できるため、設計・製造が容易になるメリットがある。しかし、１次側巻線の零相電流に比例してΔ結線内部を流れる循環電流が生じるため、銅損が増加する他、巻線抵抗の電圧降下により偏磁を生じる原因となる可能性などのデメリットがある。なお、コア同士を磁気的に結合させ、単一のコアによって構成する場合には、Ｙ－Δ構成を採用する場合でも１次側巻線の零相電流による２次側巻線電流の誘起が発生しないことがある。
　１次側端子の零相電流が誘起する磁束を抑制するためには、コア内に発生する磁界の磁路上に釣り合う磁界を誘起するか、あるいは、開磁路とすることによって等価的に磁気抵抗を増加させ、磁束を生じないようにする方法などが考えられる。これらのいずれの方法も１次側端子の零相電流がコア内へ生じる磁界が磁束を誘起しないようにする手法の例示であり、他の同様な機能を発揮する構成を採用しても良い。
　零相電流が生じる磁束をキャンセルする手法、および１次側巻線と２次側巻線間の位相をずらす手法は、商用周波数の三相変圧器などで昔から一般的に議論されている領域である。本実施の形態によれば、変圧器３０、リアクトルユニット４０、第１ブリッジ回路１２および第２ブリッジ回路２２を主たる構成要素とした回路構成によって、変圧器３０が持つ電流経路の自由度を最大限活用できる。
　図８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第２変形例の主回路構成図である。図８に示した構成では、１次側回路部分に変圧器３０の漏れインダクタンス成分を補助するリアクトルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃが、変圧器３０と接続点ａ，ｂ，ｃとの間にそれぞれ挿入されている。また、図示しないが、２次側回路部分に変圧器３０の漏れインダクタンス成分を補助するリアクトルを変圧器３０と接続点ｒ，ｓ，ｔとの間にそれぞれ挿入してもよい。また、三相変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続された各相３本の巻線間の接続を解除し、新たに生じた個別の３つの端子のそれぞれを、別個に図９のように変更を加えたリアクトルの端子ｎ１、ｎ２、ｎ３と接続するように変更を加えても良い。これらのように、電気回路、磁気回路、または電気・磁気回路の組み合わせ、の上で変圧器３０および周辺の補助的な素子に対して等価な変更を行なっても良い。
　零相電流が生じる磁束がキャンセルされるとき、エネルギー上の制約から、変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続された端子ｎの電位は、変圧器３０の１次側各相端子に接続された接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わる電位の平均となる。
　実用上は変圧器３０の各端子間には漏れインダクタンス成分に起因する電圧があり、また巻線の誤差などで完全に磁束がキャンセルされない場合があるため、端子ｎの電位が、接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃの電位の平均と常に一致するとは限らない。以下では端子ｎの電位が接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わる電位の平均と一致するとして説明するが、簡単のためであり、本発明の形態はこれに限定されない。
　（動作の説明）
　次にＤＣ／ＤＣコンバータの動作について説明する。以下の説明は漏れインダクタンスのばらつきがない、理想的な状態を仮定している。
　変圧器の偏磁がなく、漏れインダクタンスのばらつきもなく、スイッチング素子の個体差もなく、配線インピーダンスのばらつき等もないような理想的な状態では、第１ブリッジ回路１２の各相のスイッチング素子は同一のデューティ（Duty）比で動作する。
　図１０は、図１における変圧器３０の端子間電圧波形の例を示す波形図である。図１０において、電圧Ｖａｅ、Ｖｂｅ、Ｖｃｅ、Ｖｎｅは、それぞれ、端子ｅを基準とした接続点ａ，ｂ，ｃおよび端子ｎの電位差を示す。また、電圧Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎは、それぞれ、端子ｎを基準とした接続点ａ，ｂ，ｃの電位差を示す。また電圧Ｖｃａｐは、端子ｅを基準とした端子ｄの電位差を示す。
　第１ブリッジ回路１２の各相レグがスイッチを切り替えるタイミングは、スイッチング周期Ｔの１／３ずつずれており、接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに印加される電圧Ｖａｅ，Ｖｂｅ，Ｖｃｅは、１２０°ずつ位相がシフトした波形となる。
　第１ブリッジ回路１２の上記のような動作は、多並列駆動するチョッパ回路でマルチフェーズ動作、またはキャリア位相シフト動作などと呼称され、一般に知られている。
　図１０では、各相の接続点の電圧Ｖａｅ，Ｖｂｅ，Ｖｃｅの立ち上がり時刻を基準として、スイッチング周期の１／３ずつ各相の波形を位相シフトして動作させている。これは位相シフトの方法のうちの一例であり、電圧の立ち下がり時刻を基準としても、上アームオン時間の中心や下アームオン時間の中心を基準としてもよい。
　三角波キャリアを用いる一般的なＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式では、スイッチングパターンを生成する三角波キャリアの位相を１２０°ずつ位相シフトすることによって同様なマルチフェーズ動作を実現できる。
　ただし、変圧器の漏れインダクタンスや巻数にばらつきが生じている場合、変圧器３０の各相電圧と各相電流をαβ０変換したときの座標空間において、１次側・２次側で電力を伝送する電流に三相が非対称となるような歪が生じる。このような電流の歪を補正するためには、第１ブリッジ回路１２または第２ブリッジ回路２２あるいはその両方において出力する電圧を調節する必要がある。この場合、１次側のキャリアを必ずしも１２０°ずつ位相シフトする必要はなく、補正のために位相シフト量を調節することが好ましい場合もある。
　図１０に示すように、第１ブリッジ回路１２が変圧器３０の各接続点に１２０°ずつ位相シフトした電圧を出力すると、変圧器３０の中性点ＮＰ１には接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わった電圧の平均値が出力され、リアクトルＬ１の端子ｎには、振幅１／３、周波数３倍の矩形波電圧Ｖｎｅが出力される。
　リアクトルユニット４０の一方端子ｆには１次側電源６０が接続され、他方端子ｎには変圧器３０の中性点ＮＰ１が接続されているため、リアクトルＬ１には１次側電源６０の電源電圧Ｖｉｎと、第１ブリッジ回路１２の出力電圧の平均値、の差が印加される。
　第１ブリッジ回路１２の各相のデューティ比を三相すべてにおいて同じだけ増減させて調節することで、変圧器３０の偏磁の原因となる各相間の不平衡電圧に関係せずにリアクトルＬ１に加わる電圧を制御できる。
　言い換えれば、リアクトルＬ１を流れる電流は、第１ブリッジ回路１２の各相デューティ比の平均値を調節することによって制御できる。すなわち、第１ブリッジ回路１２に接続された変圧器３０の１次側零相電流は、第１ブリッジ回路１２の各相の出力デューティ比の平均値によって決まる。
　理想的には、第１ブリッジ回路１２において出力デューティ比の平均値を制御するだけで偏磁を起こさず零相電流を制御できるが、実用上何らかの理由で変圧器３０に偏磁が発生する場合には、各相のデューティ比のバランスを変えることで偏磁現象を抑制できる。
　第１ブリッジ回路１２はマルチフェーズ動作（キャリア位相シフト動作）を行なっている。このため、変圧器３０の各相電流が１次側蓄電ユニット１１へ流れるとき、ａ相、ｂ相、ｃ相のいずれか１相の電流のみが流れる期間がスイッチング１周期の間で位相が１２０°ずれた時刻で存在するか、またはａ相、ｂ相、ｃ相のいずれか１相の電流のみが流れない期間がスイッチング１周期の間で位相が１２０°ずれた時刻で存在する。
　そのため、制御装置５０において１次側蓄電ユニット１１に流れる電流を検出する際に、スイッチング１周期の間の位相を１２０°ずつシフトさせながら検出することによって変圧器３０の各相電流のばらつきを検出できる。すなわち、１次側蓄電ユニット１１に電流検出センサを設けることで変圧器３０の偏磁電流を検出できる。
　また、当然ながら三相変圧器の各相電流をすべて検出するほか、キルヒホッフの電流則から導かれる電流の自由度の数以上の検出箇所があれば、検出箇所、検出方法の如何によらず偏磁電流の検出は可能である。
　一般的に変圧器の励磁インダクタンスが非常に大きいため、偏磁抑制に必要な応答速度は、リアクトルＬ１の電流制御の応答速度と比べて十分に遅い。また、１次側電源６０の高圧側に接続される端子ｆから変圧器３０の１次側接続点ａ、接続点ｂ、接続点ｃまでの電圧にαβ０変換を施すと、偏磁電流に寄与する成分と零相電流に寄与する成分を分離して独立に考えることができる。図１１は、検出した偏磁電流と零相電流を独立して入力する場合の制御ブロック図である。この制御ブロックは、偏磁電流を検出するセンサ５４と、入力電流を検出するセンサ５５と、指令値ｉα＊，ｉβ＊，ｉ０＊との差電流を演算する減算器５１～５３と、ＰＩ（比例積分）制御を実行するＰＩ制御部５６～５８と、αβ０／ａｂｃ変換部５９と、ＰＷＭ制御部６１と、ａｂｃ／αβ０変換部６２と、電圧電流変換部６６～６８とを含む。
　零相電流に影響するのは各相のデューティ比の平均であり、偏磁電流に影響するのは各相デューティ比の偏差である。ここで、リアクトルＬ１についての電流制御では、リアクトルＬ１に流れる電流または変圧器３０の零相電流を検出値とし、第１ブリッジ回路１２の平均デューティ比を操作量としてリアクトルＬ１の電流が指令値ｉ０＊に追従するようにＰＩ制御部５８によってＰＩ制御する。これに対して偏磁電流を抑制する制御では、変圧器３０の偏磁電流を検出値とし、各相のデューティ比の平均値からのばらつきを操作量として偏磁電流がゼロとなるようにＰＩ制御部５６，５７によってＰＩ制御する。したがって、リアクトルＬ１についての電流制御と、偏磁電流を抑制する制御とは独立に考えることができる。
　偏磁がない理想的な状態では、リアクトルＬ１を通過した電流は３等分され、変圧器３０の１次側巻線に零相電流として流れる。
　１次側巻線に流れる零相電流は第２ブリッジ回路２２へ電力を伝送せず、重ね合わせの原理を基に零相電流のみを取り出して考えた場合、１次側ブリッジ回路１０は、３並列双方向チョッパ回路のように振る舞う。この３並列双方向チョッパ回路は、並列接続した双方向チョッパ回路のリアクトルの一部を結合し、磁束をキャンセルすることで変圧器の役割を持たせ、結合のない場合と比べて磁気素子全体の体積を低減したものである。
　第１ブリッジ回路１２のデューティ比でリアクトルＬ１の電流を制御することによって、１次側電源６０と１次側蓄電ユニット１１との間の電力伝送量を制御できる。
　本実施の形態では、第１ブリッジ回路１２のスイッチングパターンを維持したまま、第２ブリッジ回路２２のスイッチング波形をフェーズシフトすることによって、１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１との間で電力を伝送し合う。
　（作用効果の説明）
　次に実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの作用効果について説明する。
　図１２は、第１ブリッジ回路１２が取りうるスイッチの状態を示す図である。図１３は、第２ブリッジ回路２２が取りうるスイッチの状態を示す図である。
　なお、図１２および図１３において、“ＯＮ”はスイッチ又はダイオード或いはその両方が導通状態であることを示し、“ＯＦＦ”はスイッチ及びダイオードが遮断状態であることを示す。
　以下、Ｐｈ．１～Ｐｈ．８は、第１ブリッジ回路１２が取りうるスイッチの状態（フェーズ）を示し、ＰＨ．１～ＰＨ．９およびＰＨ．７－２，ＰＨ．２－３，ＰＨ．３－４，ＰＨ．４－５，ＰＨ．５－６，ＰＨ．６－７は、第２ブリッジ回路２２が取りうるスイッチの状態（フェーズ）を示すものとする。
　第１ブリッジ回路１２と第２ブリッジ回路２２との間のフェーズシフトの適用量と、変圧器３０を介して第１ブリッジ回路１２と第２ブリッジ回路２２との間を伝わる伝送電力量との間には相関がある。ここでは、第１ブリッジ回路１２と第２ブリッジ回路２２との間のフェーズシフトの適用方法について触れる。
　図１４は一例として、第１ブリッジ回路１２のスイッチングキャリアと、第２ブリッジ回路２２のスイッチングキャリアの関係を表した図である。図１５は、実施の形態１に係る主要動作モードの半導体素子のスイッチングタイミングを示す波形図である。
　第１ブリッジ回路１２の場合は、１次側キャリアとして、一般的な三角波キャリア比較によるスイッチングを行なう。それに対して、第２ブリッジ回路２２の場合は、進相フェーズシフトΨ１，Ψ２を適用した進相キャリア比較と遅相フェーズシフトΦ１，Φ２を適用した遅相キャリア比較の組み合わせによってスイッチングを行なう。
　フェーズシフト量が０である場合、図１４中の２次側キャリアは１次側キャリアと重なる。
　第１ブリッジ回路１２の場合は、一般的な三角波キャリア比較方式のＰＷＭのように、図１４に示す１次側の三角波キャリアがデューティ比の指令値波形と交差することによって、図１５に示すように、一つのレグの中の上アームと下アームの導通／遮断状態が同じタイミングで切り替わる（ＳＷ１１～ＳＷ１６）。これに対し、第２ブリッジ回路２２の場合は、一つのレグの中の上アームと下アームの導通／遮断状態が同じタイミングで切り替わるとは限らず、例えば図１５に示すように、異なるタイミングで切り替わる場合がある（ＳＷ２１～ＳＷ２６）。
　なお、上の段落において１次側ブリッジ回路１２の一つのレグの上アームと下アームが「同じタイミング」で切り替わると表現したが、これは１次側ブリッジ回路１２のスイッチング方式と２次側ブリッジ回路２２のスイッチング方式との違いが際立つように便宜上用いた表現であり、デッドタイム適用の可能性を排斥する意図はない。後述するＺＶＴ動作を行う上でもデッドタイムは適宜適用されることが好ましい。
　図１６は、第１ブリッジ回路１２の各スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態とベクトル電位の関係を示す図である。図１６では、第１ブリッジ回路１２（１次側）の出力電圧にクラーク変換（αβ０変換）を施して、αβ平面へ投射した場合の主要動作フェーズとベクトル電位との関係が示される。
　図１７は、第２ブリッジ回路２２の各スイッチのＯＮ／ＯＦＦ状態とベクトル電位の関係を示す図である。図１７では、第２ブリッジ回路２２（２次側）の出力電圧にクラーク変換（αβ０変換）を施して、αβ平面へ投射した場合の主要動作フェーズとベクトル電位との関係が示される。
　なお、図１６及び図１７において点で示された箇所は、母線電圧を一定値としたときの主要なフェーズにおけるベクトル電位であって、図１６及び図１７は各フェーズに対応するベクトル電位の間の相対的な関係を示す。図１６において、ベクトルａ（１，０，０）、ベクトルｂ（０，１，０）、ベクトルｃ（０，０，１）は、それぞれ図１中の接続点ａ、接続点ｂ、接続点ｃに接続されたレグの上アームが導通状態であるとき、図面上のベクトル電位に及ぼす影響を示す単位ベクトル電位である。同様に、図１７において、ベクトルｒ（１，０，０）、ベクトルｓ（０，１，０）、ベクトルｔ（０，０，１）は、それぞれ図１中の接続点ｒ、接続点ｓ、接続点ｔに接続されたレグの上アームが導通状態であるとき、図面に現れる影響を示す単位ベクトル電位である。
　第２ブリッジ回路２２のスイッチは、変圧器の持つ位相差に従い、２次側ブリッジ回路２２のキャリアが示すスイッチングタイミングに従って、主として第１ブリッジ回路１２が出力するベクトル電位と対応するベクトル電位か、或いは対応するベクトル電位から１つ以上のスイッチの出力状態が切り替わった、図１７中の適当なベクトル電位を出力するように切り替わる。
　なお、第２ブリッジ回路２２のスイッチングタイミングを決定する方法に関しては、例えば図１４のようにキャリアを変化させるのではなく、代わりにデューティ比を変化させて第２ブリッジ回路２２のスイッチングタイミングをコントロールし、結果として同じスイッチングパターンを得る方法なども考えられる。このような、第２ブリッジ回路２２のスイッチングタイミングを決定する方法に関しては一例にすぎず、論理的に等価な手法が無数に考えられるので他の方法を用いても良い。例えばマイコンへの実装の過程で、キャリアを変形する方法が一般的でない場合、等価的にデューティ比を変調する方が都合がよいなどの利点が生じる可能性もある。
　変圧器３０は、１次側各相端子と２次側各相端子の間に３０°の位相差を持つ。本実施の形態では、図１６に示すベクトル電位を第１ブリッジ回路１２が出力し、図１７に示すベクトル電位を第２ブリッジ回路２２が出力することによって、１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１との間の電力伝送をコントロールする。
　図１６に示す記号は、“１”は上アームがＯＮ、下アームがＯＦＦ、“－１”は上アームがＯＦＦ、下アームがＯＮの状態を指す。例えばＰｈ．２(１，－１，－１)であれば、図１２中の主要動作フェーズＰｈ．２と対応している。Ｐｈ．２(１，－１，－１)は、接続点ａを持つレグの上アームがＯＮで下アームがＯＦＦ、接続点ｂを持つレグの上アームがＯＦＦで下アームがＯＮ、接続点ｃを持つレグの上アームがＯＦＦで下アームがＯＮの状態を表す。
　図１７に示すベクトル電位の中には、第２ブリッジ回路２２のレグが中性点電位を出力する状態に相当する点(ＰＨ．２－３、ＰＨ．３－４、ＰＨ．４－５、ＰＨ．５－６、ＰＨ．６－７、ＰＨ．７－２)がある。
　図１の回路において、第２ブリッジ回路２２は、第２ブリッジ回路２２のスイッチがＯＦＦ－ＯＦＦ状態（レグの上下スイッチが両方ＯＦＦとなる状態と定義する）となることを、中性点電位を出力する状態とみなしている。
　なお、図１８のように、第２ブリッジ回路２２を、中性点電圧を出力する３レベルインバータ構成としても良い。すなわち、第２ブリッジ回路２２をＮＰＣ（中性点クランプ）回路やＴＮＰＣ（Ｔ型中性点クランプ）回路などの３レベルインバータにて構成することもできる。その場合は、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態において、中性点電位と接続するスイッチ（ＳＷ２７－１，ＳＷ２７－２等）をＯＮ状態とすることによって、図１の構成と同様な動作ができる。
　図１７に示す記号は、“１”は上アームがＯＮ、下アームがＯＦＦ、“－１”は上アームがＯＦＦ、下アームがＯＮの状態を指し、“０”は上アームおよび下アームがＯＦＦの状態を指す。例えばＰＨ．２(１，－１，０)であれば、図１３中の主要動作フェーズＰＨ．２と対応し、接続点ｒを持つレグの上アームがＯＮで下アームがＯＦＦ、接続点ｓを持つレグの上アームがＯＦＦで下アームがＯＮ、接続点ｔを持つレグの上アームおよび下アームがＯＦＦの状態を表す。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１００が動作するにあたり、１次側各相端子と２次側各相端子の間に３０°の位相差を持つ変圧器３０に対して、同位相のベクトル電位を印加する必要がある。
　変圧器３０は１次側各相端子と２次側各相端子に３０°の位相差を持つ。変圧器３０の１次側各相端子と２次側各相端子に同位相のベクトル電位が加わる状態は、第１ブリッジ回路１２または第２ブリッジ回路２２の一つのレグの接続点電位が中性点電位となる状態に相当する。
　このため、第２ブリッジ回路２２のレグは、中性点電位を出力する状態に相当するＯＦＦ－ＯＦＦ状態を取ることがある。第２ブリッジ回路２２のＯＦＦ－ＯＦＦ状態のレグの接続点電位は、第１ブリッジ回路１２の出力するベクトル電位によって決まる。第１ブリッジ回路１２のスイッチング状態がＰｈ．２、Ｐｈ．３、Ｐｈ．４、Ｐｈ．５、Ｐｈ．６、Ｐｈ．７であるときに、第２ブリッジ回路２２のスイッチング状態が対応するＰＨ．２、ＰＨ．３、ＰＨ．４、ＰＨ．５、ＰＨ．６、ＰＨ．７となっていれば、変圧器３０の両端の位相が揃い、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態のレグの接続点の電位はちょうど中性点電位となる。
　ただし、三相変圧器には、漏れインダクタンスのばらつきや設計段階で意図しない結合インダクタンスなどのばらつきや寄生成分が存在する。したがって、第１ブリッジ回路１２が出力するベクトル電位が変圧器の結合を介して第２ブリッジ回路２２へ伝わったときに、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態となるレグの接続点電位がちょうど中性点電位になるとは限らない。ＯＦＦ－ＯＦＦ状態のレグの接続点電位が中性点電位からズレたり、スイッチングに起因して電位が振動することは当然考えられる。
　変圧器３０のばらつきによる影響を抑えるための工夫としては、三相変圧器の結合を強め、別途漏れインダクタンスに相当する箇所にリアクトルを挿入する方法や、１次側各相のスイッチングタイミングを調節する方法、２次側各相のスイッチングタイミングを調節する方法などが考えられる。
　また、振動を抑制する方法としては、第２ブリッジ回路２２を３レベル回路とすることによって強制的に振動を停止させる方法や、２次側蓄電ユニットの分圧キャパシタＣ１の低圧側と分圧キャパシタＣ２の高圧側を接続した点と接続点ｍとの間に抵抗を挿入し、振動を抑制する方法や、２次側蓄電ユニットの分圧キャパシタＣ１の低圧側と分圧キャパシタＣ２の高圧側を接続した点と２次側の各相の接続点ｒ、接続点ｓ又は接続点ｔとの間に抵抗を挿入し、振動を抑制する方法等が考えられる。
　ＯＦＦ－ＯＦＦ状態となったレグにはスイッチと並列な寄生容量などの容量成分を介して共振現象の原因となりうる電流が流れる場合があるが、継続して変換器の主電力を伝送する主回路電流は流れない。そのため、第２ブリッジ回路２２のＯＦＦ－ＯＦＦ状態でない残りの２レグのＯＮ状態のスイッチに電流が流れることによって、１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１との間で電力伝送が起こる。
　（作用効果の説明）
　次にＤＣ／ＤＣコンバータの作用効果についてさらに詳しく説明する。
　図１５に示すスイッチングパターンは、進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトが同量適用された状態を表している。
　本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、一般に、進相フェーズシフトの適用量が増加すると回生方向への電力伝送量が増加し、遅相フェーズシフトの適用量が増加すると力行方向への電力伝送量が増加する。
　１次側キャリアを基準として、２次側キャリアとの間に適用するフェーズシフトの量を決める。２次側ブリッジ回路２２のフェーズシフト適用量の決め方は様々考えられるが、進相フェーズシフトΨ１，Ψ２と遅相フェーズシフトΦ１，Φ２それぞれについて、例えば次の式（１）～（４）のように定義することができる。ここでは、進相変数ψと遅相変数φを定め、第１ブリッジ回路１２の上アームのオンデューティ比の平均値をＤで示す。このとき、１次側キャリア及び２次側キャリアの関係は図１４のようになる。なお、図１４中でフェーズシフト量が０である状態は、基準となる１次側キャリアに２次側キャリアが重なる状態を指す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　進相フェーズシフトも遅相フェーズシフトも適用されていない場合、第１ブリッジ回路１２と第２ブリッジ回路２２は互いに「対応関係にあるベクトル電位」を出力する。第１ブリッジ回路１２の上アームのオンデューティ比を以下では単に「デューティ比」と称する。図１９は、実施の形態１の電力伝送の説明に用いる電流および電圧等の符号を示した回路図である。図２０は、デューティ比が５０％のときの出力波形を示す図である。図２１は、デューティ比が１６．７％のときの出力波形を示す図である。図２２は、デューティ比が８３．３％のときの出力波形を示す図である。なお、これらの波形図において、複数の線が重なる部分については、見やすさのためわずかに上下にずらして表現した部分がある。また、図２３以降の波形図についても同様な処理を行なっている。
　第１ブリッジ回路１２によって変圧器３０に電圧が印加される場合(Ｐｈ．２、Ｐｈ．３、Ｐｈ．４、Ｐｈ．５、Ｐｈ．６、Ｐｈ．７)については、第２ブリッジ回路２２の各場合に対応する２つのレグが導通する状態(ＰＨ．２、ＰＨ．３、ＰＨ．４、ＰＨ．５、ＰＨ．６、ＰＨ．７)が、それぞれ「対応関係にあるベクトル電位」である。
　第１ブリッジ回路１２のスイッチがすべて下アームＯＮ状態（Ｐｈ．１）または上アームＯＮ状態である場合（Ｐｈ．８）には、変圧器３０には電圧が印加されない。このとき、第２ブリッジ回路２２のスイッチはすべてのレグがＯＦＦ－ＯＦＦ状態(ＰＨ．１)かまたはすべて上アームＯＮ状態(ＰＨ．８)かまたはすべて下アームＯＮ状態(ＰＨ．９)となる。
　図２０、図２１、図２２では、１次側蓄電ユニット１１の電圧Ｖｃａｐと２次側蓄電ユニット２１の電圧Ｖｏｕｔの比は、図１に示した千鳥－Ｙ結線の三相変圧器の巻数比を１：ｎとすると１：４ｎ／３となり、図２に示したＹ－Δ結線の三相変圧器の巻数比を１：ｎとすると１：２ｎ／３となる。
　上の段落で示す電圧比の状態を、１次側蓄電ユニット１１の電圧Ｖｃａｐと２次側蓄電ユニット２１の電圧Ｖｏｕｔが釣り合う状態と定義する。本実施の形態において、変圧器３０を介して電力の伝送が起こるのは、釣り合いの状態より１次側蓄電ユニット１１の電圧が高いときである。
　次に、進相フェーズシフトまたは遅相フェーズシフトあるいはその両方を適用した際の回路動作を説明する。図２０～図３７に各デューティ比およびフェーズシフトの条件における波形を示す。
　なお、図２０～図３７の波形には、キルヒホッフの電流則により変圧器３０の各相電流から自明である１次側電源６０の電流、およびキルヒホッフの電圧則により変圧器３０の各相電圧から自明である中性接続点ｎの電圧は表示しない。
　進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトはそれぞれ回生方向、力行方向の電力伝送作用があり、互いに打ち消し合う関係にある。進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトが同量適用されていれば、１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１の間で電力が行き来するのみで、平均の伝送電力量はゼロである。図２３～図２５は、進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトが同量適用された場合の波形図である。図２３にデューティ比５０％の波形が示され、図２４にデューティ比１６．７％の波形が示され、図２５にデューティ比８３．３％の波形が示される。
　第１ブリッジ回路１２は、並列に接続されたキャパシタＣ１１～Ｃ１６を利用することにより、上下スイッチを切り替える際にゼロ・ボルテージ・トランジション（以下、ＺＶＴという）動作を行なう。
　ＺＶＴは、ＤＡＢ(Dual　Active　Bridge)方式などでよく知られたソフトスイッチング方式である。順方向へ電流が流れるＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴをターンオフし、その電流を上下アームに並列に接続されたキャパシタへ転流することでキャパシタを充放電する。このとき、キャパシタの充放電に従って上下アームの接続点電位が変動する。このように、接続点電位を切り替えて逆側アームの逆並列ダイオードへ電流を流し、逆並列ダイオードに電流が流れたときに逆側アームのＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴをターンオンすることによって、ソフトスイッチングによる接続点電位の切り替えを達成する。
　図２３、図２４、図２５の各波形では、２次側スイッチに進相と遅相両方のフェーズシフトを適用することによって、変圧器を介して１次側回路と２次側回路の間で電力が行き来し、第１ブリッジ回路１２にＺＶＴによるスイッチングを行なうのに適した方向の電流が流れ、ソフトスイッチングによるスイッチの切り替えを行なうことができる。また、第２ブリッジ回路２２には、ターンオンまたはターンオフの際に電流が流れておらず、ソフトスイッチング（ＺＣＳ：Zero　Current　Switching）によるスイッチの切り替えを行なうことができる。
　図２６～図２８は、遅相フェーズシフトを適用した力行動作時の動作波形である。デューティ比５０％のときの波形を図２６に示し、デューティ比１６．７％のときの波形を図２７に示し、デューティ比８３．３％のときの波形を図２８に示す。
　図２９～図３１は、進相フェーズシフトを適用した回生動作時の動作波形である。デューティ比５０％のときの波形を図２９に示し、デューティ比１６．７％のときの波形を図３０に示し、デューティ比８３．３％のときの波形を図３１に示す。
　図３２～図３４は、遅相フェーズシフトとそれに比して少量の進相フェーズシフトを適用した力行動作時の動作波形図である。デューティ比５０％のときの波形を図３２に示し、デューティ比１６．７％のときの波形を図３３に示し、デューティ比８３．３％のときの波形を図３４に示す。
　図３５～図３７は、進相フェーズシフトとそれに比して少量の遅相フェーズシフトを適用した回生動作時の動作波形図である。デューティ比５０％のときの波形を図３５に示し、デューティ比１６．７％のときの波形を図３６に示し、デューティ比８３．３％のときの波形を図３７に示す。
　同じ量の電力を伝送する場合、単に力行動作時に遅相フェーズシフトを適用する場合（図２６～図２８）と比べて、遅相フェーズシフトとそれに比して少量の進相フェーズシフトを適用した場合（図３２～図３４）では、第１ブリッジ回路１２がスイッチングする瞬間の電流が変化し、ＺＶＴに適した電流が増加する。
　また、回生動作時に進相フェーズシフトを適用する場合（図２９～図３１）と比べて、進相フェーズシフトとそれに比して少量の遅相フェーズシフトを適用した場合（図３５～図３７）には、第１ブリッジ回路１２がスイッチングする瞬間の電流が変化し、ＺＶＴに適した電流が増加する。
　これらの現象は、全体として力行動作である中で、一部回生動作を生じたり、全体として回生動作である中で、一部力行動作を生じているとも見ることができる。これにより、変圧器３０を行き来する、全体として伝送電力量に寄与しない循環電力が生じ、この循環電力のエネルギーの一部はソフトスイッチングに利用することができる。
　進相と遅相両方のフェーズシフト量を利用することで、第１ブリッジ回路１２にはＺＶＴによるスイッチングを行なうのに適した方向の電流を流せ、ソフトスイッチングによるスイッチの切り替えを行なうことができる。また、第２ブリッジ回路２２には、ターンオンまたはターンオフの際には電流が流れておらず、ソフトスイッチング（ＺＣＳ）によるスイッチの切り替えを行なうことができる。
　本実施の形態では、第１ブリッジ回路１２のデューティ比が変動した場合でも電力伝送を継続することができる。すなわち、１次側電源６０の電圧が変化した場合でも、デューティ比を変動させることによって、２次側電源７０との間での電力伝送を継続することができる。
　千鳥－Ｙ結線型の場合、１次側電源６０の電圧と２次側電源７０の電圧の昇圧比の上限は、次の式（５）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　Ｙ－Δ結線の場合には、１次側電源６０の電圧と２次側電源７０の電圧の昇圧比の上限は、次の式（６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１の間で電力伝送が行なわれる場合には、１次側蓄電ユニット１１の電圧が上昇する。上記式（５）または（６）の等号が成り立つ場合は、第２ブリッジ回路２２にフェーズシフト量が重畳されず、１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１の間で電力伝送が行なわれないときである。
　本実施の形態の動作例として、図２３に示される動作波形について、図１５に示すスイッチングパターンに基づいて詳しく説明する。図１５に示すスイッチングパターンでは、同量の進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトが適用されており、第２ブリッジ回路２２の切替フェーズ(ＰＨ．２－３、ＰＨ．３－４、ＰＨ．４－５、ＰＨ．５－６、ＰＨ．６－７)の期間中に第１ブリッジ回路１２がスイッチングを行なう。
　第２ブリッジ回路２２には、第１ブリッジ回路１２の出力するベクトル電位に対応するスイッチング状態が存在するが、通常、第１ブリッジ回路１２のスイッチング状態が切り替わる前後には転流期間が設けられ、第２ブリッジ回路２２は転流経路に対応したスイッチングパターンを出力する。
　転流開始時においては、電流が流れていない状態で半導体素子がターンオンするＺＣＳターンオンを活用する。また、転流終了時においては、電流が流れていない状態で半導体素子がターンオフするＺＣＳターンオフを活用する。
　ＺＣＳターンオンによって第２ブリッジ回路２２が切替フェーズへ移行すると、変圧器３０の１次側各相端子（接続点ａ，ｂ，ｃ）と２次側各相端子（接続点ｒ，ｓ，ｔ）の電圧の位相がずれ、両端の電圧に応じた電流が変圧器３０に流れるようになる。
　第２ブリッジ回路２２の切替フェーズを基準に考えると、第１ブリッジ回路１２の切替対象のレグの接続点の電位が中性点となるときに変圧器両端の位相が揃ってバランスする。このため、進相フェーズシフトの期間中には、切替対象のレグにスイッチの順方向電流が多く流れるよう電圧が印加され、ソフトスイッチングを利用したＺＶＴを行なうのに必要な電流が増加する。
　ＺＶＴによって第１ブリッジ回路１２のスイッチが切り替わると、変圧器３０の両端に加わる電圧の位相が変化し、切替フェーズ直前のフェーズの電流経路は自然に消滅して、安定した状態へと切り替わる。この状態では、切替フェーズ直前のフェーズと同様に、第１ブリッジ回路１２のベクトル電位と第２ブリッジ回路２２のベクトル電位の位相が揃ってバランスする。
　なお、電流経路が消滅する際には、流れる電流がゼロとなるときに半導体素子（好ましくはダイオード）がターンオフし、ＺＣＳターンオフが行なわれる。
　力行動作において、第１ブリッジ回路１２のスイッチ状態がＰｈ．２であり、第２ブリッジ回路２２のスイッチ状態がＰＨ．２であるとき、第１ブリッジ回路１２の電流経路は次の２つの電流経路Ｐｈ．２(１)およびＰｈ．２(２)の重ね合わせとなる。
　電流経路Ｐｈ．２(１)：（１次側蓄電ユニット１１）→（接続点ｄ）→（スイッチＳＷ１２）→（接続点ａ）→（変圧器３０）→（接続点ｂ）→（スイッチＳＷ１３）→（接続点ｅ）→（１次側蓄電ユニット１１）
　電流経路Ｐｈ．２(２)：（１次側蓄電ユニット１１）→（接続点ｄ）→（スイッチＳＷ１２）→（接続点ａ）→（変圧器３０）→（接続点ｃ）→（スイッチＳＷ１５）→（接続点ｅ）→（１次側蓄電ユニット１１）
　上記電流経路Ｐｈ．２(１)と、電流経路Ｐｈ．２(２)と、に並列して電流を流すことで、第１ブリッジ回路１２は２次側に電力を送電するか、または２次側から電力を受電する。
　このとき、第２ブリッジ回路２２の電流経路ＰＨ．２は、以下のようになる。
　電流経路ＰＨ．２：（２次側電源７０）→（接続点ｖ）→（スイッチＳＷ２３）→（接続点ｓ）→（変圧器３０）→（接続点ｒ）→（スイッチＳＷ２２）→（接続点ｕ）→（２次側電源７０）
　上記電流経路ＰＨ．２に電流を流すことで、第２ブリッジ回路２２は１次側から電力を受電するか、または１次側へ電力を送電する。
　第１ブリッジ回路１２のスイッチ状態がＰｈ．３であり、第２ブリッジ回路２２のスイッチ状態がＰＨ．３であるとき、第１ブリッジ回路１２の電流経路は次の２つの電流経路Ｐｈ．３(１)およびＰｈ．３(２)の重ね合わせとなる。
　電流経路Ｐｈ．３(１)：（１次側蓄電ユニット１１）→（接続点ｄ）→（スイッチＳＷ１２）→（接続点ｂ）→（変圧器３０）→（接続点ｃ）→（スイッチＳＷ１５）→（接続点ｅ）→（１次側蓄電ユニット１１）
　電流経路Ｐｈ．３(２)：（１次側蓄電ユニット１１）→（接続点ｄ）→（スイッチＳＷ１４）→（接続点ａ）→（変圧器３０）→（接続点ｃ）→（スイッチＳＷ１５）→（接続点ｅ）→（１次側蓄電ユニット１１）
　上記電流経路Ｐｈ．３(１)と、電流経路Ｐｈ．３(２)と、に並列して電流を流すことで、第１ブリッジ回路１２は２次側に電力を送電するか、または２次側から電力を受電する。
　このとき、第２ブリッジ回路２２の電流経路ＰＨ．３は、以下のようになる。
　電流経路ＰＨ．３：（２次側電源７０）→（接続点ｖ）→（スイッチＳＷ２５）→（接続点ｔ）→（変圧器３０）→（接続点ｒ）→（スイッチＳＷ２２）→（接続点ｕ）→（２次側電源７０）
　上記電流経路ＰＨ．３に電流を流すことで、第２ブリッジ回路２２は１次側から電力を受電するか、または１次側へ電力を送電する。
　第１ブリッジ回路１２のスイッチ状態がＰｈ．２またはＰｈ．３であり、第２ブリッジ回路２２のスイッチ状態がＰＨ．２－３であるとき、第２ブリッジ回路２２には電流経路ＰＨ．２と電流経路ＰＨ．３が重ね合わさった経路に電流が流れており、電流経路ＰＨ．２から電流経路ＰＨ．３への転流が起こる。
　また、第１ブリッジ回路１２のスイッチ状態がＰｈ．２からＰｈ．３へ切り替わる際には、スイッチＳＷ１３が導通した状態から、ＳＷ１４が導通した状態へと切り替わる。
　電流経路Ｐｈ．２(２)と電流経路Ｐｈ．３(１)の経路は同一である。
　１次側電源６０と１次側蓄電ユニット１１間および１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１間の伝送電力の釣り合いは、進相フェーズシフトを多めに適用していれば、遅相フェーズシフトに相当するスイッチング状態がダイオード導通期間に応じて伸縮することで自動的に達成される。
　デューティ比に応じてこの電流経路の切り替わりのパターンは変化する。図３８、図３９は、それぞれ１次側ブリッジ回路１０のデューティ比に応じて図１５から変化した１次側ブリッジ回路１０および２次側ブリッジ回路２０の動作フェーズの順序を示した図である。
　図１５に示す動作では、１次側ブリッジ回路１０は、２次側ブリッジ回路２０のＰＨ７－２，ＰＨ２－３，ＰＨ３－４，ＰＨ４－５，ＰＨ５－６，ＰＨ６－７の期間中にスイッチングを行なう。２次側ブリッジ回路２０は、ＰＨ７－２，ＰＨ２－３，ＰＨ３－４，ＰＨ４－５，ＰＨ５－６，ＰＨ６－７の開始時に、直前のフェーズでＯＦＦ－ＯＦＦ状態となっていたレグをＺＣＳターンオンする。ＰＨ７－２，ＰＨ２－３，ＰＨ３－４，ＰＨ４－５，ＰＨ５－６，ＰＨ６－７の終了時には、１次側ブリッジ回路１０と２次側ブリッジ回路２０の電圧の関係により、直後のフェーズの電流経路が確保されており、また、直前のフェーズにおける電流経路は消滅する。
　電流経路が消滅し、電流がゼロになった瞬間にスイッチをターンオフすることでＺＣＳターンオフを実現できる。電流ゼロの点で丁度スイッチをターンオフすることは難しいが、逆並列ダイオードの機能を利用することで、実用上問題なくＺＣＳターンオフを実現できる。例えば、ＭＯＳＦＥＴで同期整流動作を行う場合などには、ＺＣＳターンオフに先んじてＭＯＳＦＥＴの逆方向電流をターンオフ（ＺＶＳ－ＯＦＦ）し、逆並列ダイオードへ転流させることで、逆並列ダイオードの機能によってゼロ電流ターンオフを実現できる。
　スイッチあるいはダイオードが遮断状態となると、レグはＯＦＦ－ＯＦＦ状態に移行する。一連の動作の中で、２次側ブリッジ回路２０のスイッチングにおいてはゼロ電流スイッチングが成立し、１次側ブリッジ回路１０のスイッチングにおいてはゼロ電圧スイッチングが成立しており、すべてのフェーズ切替時点においてソフトスイッチング動作を成立させることができる。
　図３８に示す動作の場合は、ＰＨ．１からＰＨ．２，ＰＨ．４，ＰＨ．６に切り替わるときに２次側ブリッジ回路２０がゼロ電流でのターンオン動作を行なう。２次側ブリッジ回路２０のフェーズが１次側ブリッジ回路１０に先行して切り替わることで、２次側ブリッジ回路２０から１次側ブリッジ回路１０へ電力を伝送する方向に電流が増加し、１次側ブリッジ回路１０にはＺＶＴに有利な電流が流れるため、ＺＶＴによるソフトスイッチングを実現できる。１次側ブリッジ回路がＰｈ．１からＰｈ．２、Ｐｈ．４、Ｐｈ．６に切り替わると、１次側ブリッジ回路１０から２次側ブリッジ回路２０へ電力を伝送する方向に電流が増加する。このときには、１次側ブリッジ回路１０及び２次側ブリッジ回路２０が変圧器へ出力する電圧がゼロでなく、かつ電圧の位相が揃っており、変圧器を介して１次側ブリッジ回路１０と２次側ブリッジ回路２０との間で力行または回生方向へ電力がやり取りされる。１次側ブリッジ回路１０のフェーズが切り替わった後は、２次側ブリッジ回路２０から１次側ブリッジ回路１０へ電力を伝送する方向に電流が増加し、電流がゼロになる時点で２次側ブリッジ回路２０のスイッチをターンオフすることによって、２次側ブリッジ回路２０のフェーズがＰＨ．２，ＰＨ．４，ＰＨ．６からＰＨ．１へ切り替わる。
　図３９に示す動作の場合は、ＰＨ．１からＰＨ．３，ＰＨ．５，ＰＨ．７に切り替わるときに２次側ブリッジ回路２０がゼロ電流でのターンオン動作を行なう。２次側ブリッジ回路２０のフェーズが１次側ブリッジ回路１０に先行して切り替わることで、２次側ブリッジ回路２０から１次側ブリッジ回路１０へ電力を伝送する方向に電流が増加し、１次側ブリッジ回路１０にはＺＶＴに有利な電流が流れるため、ＺＶＴによるソフトスイッチングを実現できる。１次側ブリッジ回路がＰｈ．１からＰｈ．２、Ｐｈ．４、Ｐｈ．６に切り替わると、１次側ブリッジ回路１０から２次側ブリッジ回路２０へ電力を伝送する方向に電流が増加する。このときには、１次側ブリッジ回路１０及び２次側ブリッジ回路２０が変圧器へ出力する電圧がゼロでなく、かつ電圧の位相が揃っており、変圧器を介して１次側ブリッジ回路１０と２次側ブリッジ回路２０との間で力行または回生方向へ電力がやり取りされる。１次側ブリッジ回路１０のフェーズが切り替わった後は、２次側ブリッジ回路２０から１次側ブリッジ回路１０へ電力を伝送する方向に電流が増加し、電流がゼロになる時点で２次側ブリッジ回路２０のスイッチをターンオフすることによって、２次側ブリッジ回路２０のフェーズがＰＨ．３，ＰＨ．５，ＰＨ．７からＰＨ．１へ切り替わる。
　これまでの説明では、第２ブリッジ回路２２のターンオフ時に、各スイッチに流れる電流がゼロになった時点でＺＣＳターンオフする動作について述べた。
　しかし、スイッチに流れる電流がちょうどゼロになった時点を検知して動作を切り替えるのは実用上難しい点が多い。また、第１ブリッジ回路１２によって制御される、１次側電源６０から１次側蓄電ユニット１１への伝送電力量と、１次側蓄電ユニット１１から２次側蓄電ユニット２１への伝送電力量をちょうど釣り合うように制御することもセンサや受動素子の誤差、制御偏差などの関係で難しい。
　好ましくは、スイッチに流れる電流がゼロになる前の、逆並列ダイオードを順方向に流れる電流を利用することによって、タイミングの厳密な設定が難しい第２ブリッジ回路２２のターンオフ時の問題を解決できる。
　まず、１次側電源６０から１次側蓄電ユニット１１へ伝送する電力量を基準として、力行動作ならば遅相変数φ、回生動作ならば進相変数ψのみを増加させ、１次側蓄電ユニット１１から２次側蓄電ユニット２１への電力伝送を行なうスイッチングパターンを作成する。このときに、１次側電源６０から１次側蓄電ユニット１１への伝送電力量と計算上釣り合う電力を伝送するスイッチングパターンを定める。
　そこから、進相変数ψを増加させ、伝送電力量に応じて、数％から数十％程度、力行方向への伝送電力量を減じた値（つまり、回生動作時には回生方向への伝送電力を増加した値）を１次側蓄電ユニット１１から２次側蓄電ユニット２１への伝送電力量の指令値とする。
　この状態でスイッチングを行なうと、第２ブリッジ回路２２のスイッチがターンオフする時、逆並列ダイオードの順方向電流が流れている状態でターンオフすることになり、スイッチの種類によってはスイッチからダイオードへＺＶＳによる転流が起こる。このとき、変圧器３０との接続点の電圧は変わらず、実質的な遅相フェーズ期間が延びる。そして、流れる電流がゼロとなった時点でダイオードの接続が切れてスイッチングが起こり、逆並列ダイオードによるＺＣＳ動作となる。
　以上の各実施の形態における説明では、本発明の本質を明らかにするために回路における各スイッチング素子、ダイオードにおける電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等が無い理想的な状態につき説明してきた。しかし、実際の回路においては、これらはいずれも大なり小なり存在する。これらの抵抗成分、静電容量成分、インダクタンス成分を補償する付加回路については従来から様々な方式が知られており、本発明の構成にこれら付加回路を付加することや、均等の範囲で回路を改変する等といったことは適宜行なわれる。
　以上のように実施の形態１によれば１次側電源６０の電圧変動に応じて第１ブリッジ回路１２のデューティ比を調節することによって、電源電圧変動に対応して動作することができる。
　また、第１ブリッジ回路１２のスイッチングパターンを基準として、進相フェーズシフトと遅相フェーズシフトを同時に扱って、第２ブリッジ回路２２のスイッチングパターンを構成したので、電力伝送量が小さい場合においてもソフトスイッチングを実現することができ、スイッチング損失を低減することができる。
　さらに、実用上フェーズシフト量を厳密に定めることが難しい場合に、進相フェーズシフトを多めに取り、逆並列ダイオードへの転流を利用してソフトスイッチングを行なう方式を採用することによって実用上の誤差がある場合にも柔軟な対応ができ、スイッチング損失を低減することができる。
　また、ソフトスイッチングの際に変圧器の励磁電流を利用することもできる。例えば１次側下側アームのスイッチがターンオンしていた場合、その下側アームのスイッチに流れる順方向電流が増加するように励磁電流は変化する。したがって、偏磁がなく、励磁電流の平均的な値がゼロに保たれていれば、励磁電流をソフトスイッチングに利用することが可能である。このような変圧器の励磁電流を利用したソフトスイッチング動作は、ＬＬＣ回路などで既に検討され、一部では実用されている。
　２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチ又はダイオードの組がＯＦＦ－ＯＦＦ状態となる期間においては、２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点は電気回路上、変圧器３０の各相端子のみが接続され、他の配線などからは電気的に切り離された状態となる。このとき２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点は、接続点への微小電流の流入や接続点からの微小電流の流出に対して電圧が容易に変動し得る状態となる。この状態は、例えば２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチ又はダイオードが持つ寄生容量成分と変圧器２０の漏れインダクタンス成分による共振現象を引き起こす可能性がある。このような共振現象を引き金として、２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点の電圧が激しく振動することによる電磁放射ノイズの問題が発生する。ＥＭＣ等の関係でこの問題を許容できない場合、実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００に図５１中の抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３の様な抵抗を付け加えてＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００Ａとすることで、電圧の振動を抑制することができる。抵抗を付け加える場合には、抵抗を追加することによる損失が発生するため、振動現象等の問題を許容できる範囲を元に抵抗値を判断し、できるだけ抵抗値を大きくすることが望ましい。
　実施の形態２．
　実施の形態１において、遅相フェーズシフトのみが適用される場合には、２次側ブリッジ回路２０のスイッチング素子は逆並列ダイオードに同期して動作するのみである。したがって、実施の形態２では、２次側ブリッジ回路２０のスイッチング素子をダイオードに置き換える場合を説明する。
　（全体構成の説明）
　図４０は実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の主回路構成図である。図４０に示されるのは、実施の形態１の２次側ブリッジ回路２０のスイッチング素子をダイオードに置き換えた変形例である。この場合、電力の伝送方向は１次側から２次側に向かう片方向になる。
　実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、１次側ブリッジ回路１０と、２次側ブリッジ回路２０と、変圧器３０と、リアクトルユニット４０と、制御装置５０を備える。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、直流の１次側電源６０と直流の２次側電源７０との間に接続されている。
　リアクトルユニット４０の一方端子ｆは、１次側電源６０の高圧側に接続される。１次側ブリッジ回路１０の低圧側端子ｅは、１次側電源６０の低圧側に接続される。リアクトルユニット４０の他方端子ｎは、変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続される。
　１次側蓄電ユニット１１は、１次側ブリッジ回路１０の低圧側端子ｅと高圧側端子ｄとの間に接続される。１次側蓄電ユニット１１はキャパシタまたはバッテリーなどのエネルギー蓄積要素を備え、電圧源としての機能を有する。
　２次側ブリッジ回路２０の高圧側端子ｕは、２次側電源７０の高圧側に接続される。２次側ブリッジ回路２０の低圧側端子ｖは、２次側電源７０の低圧側に接続される。
　２次側蓄電ユニット２１は、２次側ブリッジ回路２０の高圧側端子ｕおよび２次側ブリッジ回路２０の低圧側端子ｖに接続される。
　２次側蓄電ユニット２１は、キャパシタまたはバッテリーなどのエネルギー蓄積要素を備え、電圧源としての機能を有する。２次側蓄電ユニット２１は、接続点ｍにおいて、変圧器３０の２次側中性点端子に接続される。
　１次側ブリッジ回路１０は、第１ブリッジ回路１２を有する。第１ブリッジ回路１２は、６つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ１５，ＳＷ１６と、各々のスイッチング素子に並列に接続されたキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６とを有する。但し、外付けのキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６は必ず必要ではなく、回路構成上等価な位置にあるスイッチング素子の寄生容量を用いて代用できる。
　なお、図４０ではスイッチング素子の記号として、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴの記号を使用しているが、必ずしも回路図に記載された通りのスイッチング素子を利用しなくても良い。種々のスイッチング素子を自由に適用でき、Ｓｉを素材とした素子に限らず、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を素材としたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴおよびＧａＮ－ＨＥＭＴなどをスイッチング素子として使用しても良い。
　接続点ａにおいて、スイッチング素子ＳＷ１１の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１２の低圧側とが接続される。接続点ｂにおいて、スイッチング素子ＳＷ１３の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１４の低圧側とが接続される。接続点ｃにおいて、スイッチング素子ＳＷ１５の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１６の低圧側とが接続される。
　第１ブリッジ回路１２は、接続点ａ，接続点ｂおよび接続点ｃにおいて、変圧器３０の１次側各相端子に接続される。
　実施の形態２では、２次側ブリッジ回路２０は、第２ブリッジ回路１２２を有する。第２ブリッジ回路１２２は、６つのダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ２５，Ｄ２６を有する。
　ダイオードＤ２１のカソードとダイオードＤ２２のアノードとが接続点ｒで接続される。ダイオードＤ２３のカソードとダイオードＤ２４のアノードとが接続点ｓで接続される。ダイオードＤ２５のカソードとダイオードＤ２６のアノードとが接続点ｔで接続される。
　第２ブリッジ回路１２２は、接続点ｒ，接続点ｓおよび接続点ｔにおいて、変圧器３０の２次側各相端子と接続されている。
　次に三相変圧器の構成方法について説明する。
　変圧器３０は、１次側の各相電流にクラーク変換（αβ０変換）を施した時の零相電流が、変圧器のコア内部に磁束を誘起しないように構成されており、かつ１次側と２次側の間に位相差を持つ。
　図４１は、実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の第１変形例の主回路構成図である。図４０には、変圧器３０を千鳥－Ｙ結線方式で構成した場合を示したが、図４１では、変圧器３０をＹ－Δ結線方式で構成した場合の回路図が示されている。他の部分の構成については、図４１の変形例は図４０のＤＣ／ＤＣコンバータと同様であるので説明は繰り返さない。
　変圧器３０の構成には、図４１に示した構成以外にも他の変形例も考えられる。図３または図４のように複数のコア（トロイダルコア）を組み合わせる構成、図５のように磁気回路に対称性のあるコアを用いる構成、図６または図７に記載するように、商用周波数の三相変圧器に代表される３柱型コアを用いて実現する構成などを採用しても良い。なお、図４～図７における接続点ａ，ｂ，ｃ，ｎ，ｒ，ｓ，ｔは、図４０または図４１の接続点ａ，ｂ，ｃ，ｎ，ｒ，ｓ，ｔにそれぞれ対応している。
　コア同士を磁気的に結合させる場合は、図５のように磁気回路を対称的に構成するのが望ましいが、図６または図７のように、商用周波数の三相変圧器のような３柱型コアを用いることによって零相電流によって生じる磁束をキャンセルしても良い。
　特に、複数のコアを用いて図４に示すようなＹ－Δ構成を採用する場合は、１次側巻線を流れる零相電流によって生じる磁界が２次側巻線に電流を誘起し、２次側巻線のΔ結線内を流れる循環電流によって生じる磁界と１次側巻線を流れる電流によって生じる磁界とが釣り合うため、１次側巻線を流れる零相電流によって生じる鎖交磁束がキャンセルされる。
　図３または図６に示すように、１次側巻線を複数に分割した千鳥－Ｙ結線方式で変圧器を構成する場合には、１次側巻線を流れる電流同士で磁束をキャンセルすることができるので、零相電流が２次側巻線に電流を誘起せず銅損を削減できるメリットがある。また、２次側巻線に中性点ができるため、これを２次側母線電圧の中性点と電気的に接続することによって２次側巻線のコモンモード電位振動を抑制できる。
　図４または図７に示すようにＹ－Δ結線方式で変圧器を構成する場合には、構造が単純な２巻線変圧器またはオープン結線の三相変圧器などを利用できるため、設計・製造が容易になるメリットがある。しかし、１次側巻線の零相電流に比例してΔ結線内部を流れる循環電流が生じるため、銅損が増加する他、巻線抵抗の電圧降下により偏磁を生じる原因となる可能性などのデメリットがある。なお、コア同士を磁気的に結合させ、単一のコアによって構成する場合は、Ｙ－Δ構成を採用する場合でも１次側巻線の零相電流による２次側巻線電流の誘起は発生しない。
　１次側端子の零相電流が誘起する磁束を抑制するためには、コア内に発生する磁界の磁路上に釣り合う磁界を誘起するか、あるいは、開磁路とすることによって等価的に磁気抵抗を増加させ、磁束を生じないようにする方法などが考えられる。これらのいずれの方法も１次側端子の零相電流がコア内へ生じる磁界が磁束を誘起しないようにする手法の例示であり、他の同様な機能を発揮する構成を採用しても良い。
　また、零相電流が生じる磁束をキャンセルする手法、および１次側巻線と２次側巻線間の位相をずらす手法は、商用周波数の三相変圧器などで昔から一般的に議論されている領域でもある。
　変圧器と周辺の補助的な素子（漏れインダクタンス分を補助する外挿リアクトルなど）の構成に対して、電気回路または磁気回路あるいは電気・磁気回路の組み合わせの上で構成に等価な変更を適宜行なっても良い。
　零相電流が生じる磁束がキャンセルされるとき、エネルギー上の制約から、変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続された端子ｎの電位は、変圧器３０の１次側各相端子に接続された接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わる電位の平均となる。
　実用上は変圧器３０の各端子間には漏れインダクタンス成分に起因する電圧があり、また巻線の誤差などで完全に磁束がキャンセルされない場合があるため、端子ｎの電位が、接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃの電位の平均と常に一致するとは限らない。以下では端子ｎの電位が接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わる電位の平均と一致するとして説明するが、簡単のためであり、本発明の形態はこれに限定されない。
　（動作の説明）
　次にＤＣ／ＤＣコンバータの動作について説明する。以下の説明は漏れインダクタンスのばらつきがない、理想的な状態を仮定している。
　漏れインダクタンスのばらつきもなく、スイッチング素子の個体差もなく、配線インピーダンスのばらつき等もない理想的な状態では、第１ブリッジ回路１２の各相のスイッチング素子は同一のデューティ比で動作する。
　図１０に示すように、第１ブリッジ回路１２の各相のレグが同一のデューティ比に基づいてスイッチングしているときを考える。第１ブリッジ回路１２の各相レグがスイッチを切り替えるタイミングはスイッチング周期Ｔの１／３ずつずれており、接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに印加される電圧は１２０°ずつ位相がシフトした矩形波電圧となる。
　第１ブリッジ回路１２の上記のような動作は、並列駆動する双方向チョッパ回路において、マルチフェーズ動作、あるいはキャリア位相シフト動作などと呼称され、一般によく知られた方式と似ている。
　図１０では、各相の接続点の電圧の立ち上がり時刻を基準として、スイッチング周期の１／３ずつ各相の波形を位相シフトして動作させている。これは位相シフトの方法のうちの一例であり、電圧の立ち下がり時刻を基準としても、上アームオン時間の中心や下アームオン時間の中心を基準としてもよい。
　三角波キャリアを用いる一般的なＰＷＭ方式では、スイッチングパターンを生成する三角波キャリアの位相を１２０°ずつ位相シフトすることによって同様なマルチフェーズ動作を実現できる。
　ただし、変圧器の漏れインダクタンスや巻数にばらつきが生じている場合、変圧器３０の各相電圧と各相電流をαβ０変換したときの座標空間において、１次側・２次側で電力を伝送する電流に各相間の非対称な歪が生じる。この電流歪は、１次側電圧と２次側電圧の差によって生じるので、これを補正するためには、第１ブリッジ回路１２または第２ブリッジ回路１２２あるいはその両方において出力する電圧を調節する必要がある。この場合必ずしもちょうど１２０°ずつ位相シフトする必要はなく、補正のために位相シフト量を調節することができる。
　図１０に示すように、第１ブリッジ回路１２が変圧器３０の各接続点に１２０°ずつ位相シフトした電圧を出力すると、変圧器３０の中性点ＮＰ１には接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わった電圧の平均値が出力され、リアクトルＬ１の端子ｎには、振幅１／３、周波数３倍の矩形波電圧Ｖｎｅが出力される。
　リアクトルユニット４０の一方端子ｆには１次側電源６０が接続され、他方端子ｎには変圧器３０の中性点ＮＰ１が接続されているため、リアクトルＬ１には１次側電源６０の電源電圧Ｖｉｎと、第１ブリッジ回路１２の出力電圧の平均値、の差が印加される。
　第１ブリッジ回路１２の各相のデューティ比を三相すべてにおいて同じだけ増減させて調節することによって、変圧器３０の偏磁の原因となる各相間の不平衡電圧に関係せずにリアクトルＬ１に加わる電圧を制御できる。
　言い換えれば、リアクトルＬ１を流れる電流は、第１ブリッジ回路１２の各相デューティ比の平均値を調節することによって制御できる。また、第１ブリッジ回路１２に接続された変圧器３０の１次側零相電流は、第１ブリッジ回路１２の各相の出力デューティ比の平均値によって決まる。
　理想的には第１ブリッジ回路１２は出力デューティ比の平均値を制御するのみで零相電流を制御できるが、変圧器３０に偏磁が発生した場合、各相のデューティ比のバランスを変えることで偏磁現象を抑制できる。
　第１ブリッジ回路１２はマルチフェーズ動作（キャリア位相シフト動作）を行なっている。このため、変圧器３０の各相電流が１次側蓄電ユニット１１へ流れるとき、ａ相、ｂ相、ｃ相のいずれか１相の電流のみが流れる期間がスイッチング１周期の間で位相が１２０°ずれた時刻で存在するか、またはａ相、ｂ相、ｃ相のいずれか１相の電流のみが流れない期間がスイッチング１周期の間で位相が１２０°ずれた時刻で存在する。
　そのため、制御装置５０において１次側蓄電ユニット１１に流れる電流を検出する際に、スイッチング１周期の間の位相を１２０°ずつシフトさせながら検出することによって変圧器３０の各相電流のばらつきを検出可能である。すなわち、１次側蓄電ユニット１１に電流検出センサを設けることで変圧器３０の偏磁電流は検出できる。
　また、当然ながら三相変圧器の各相電流をすべて検出することでも偏磁電流を検出できる。
　一般的に変圧器の励磁インダクタンスが非常に大きいため、偏磁抑制に必要な応答速度は、リアクトルＬ１の電流制御の応答速度と比べて十分に遅い。また、１次側電源６０の高圧側に接続される端子ｆから変圧器３０の１次側接続点ａ、接続点ｂ、接続点ｃまでの範囲にαβ０変換を施すと、偏磁電流と零相電流を分離し独立に考えることができる（図１１）。このとき、零相電流に影響するのは各相のデューティ比の平均値であり、偏磁電流に影響するのは各相デューティ比の平均値からのばらつきである。
　ここで、リアクトルＬ１についての電流制御では、リアクトルＬ１に流れる電流または変圧器３０の零相電流を検出値とし、第１ブリッジ回路１２の平均デューティ比を操作量としてリアクトルＬ１の電流が指令値に追従するようにＰＩ制御する。これに対して偏磁電流を抑制する制御では、偏磁電流を検出値とし、各相のデューティ比の平均値からのばらつきを操作量として偏磁電流がゼロとなるようにＰＩ制御する。したがって、リアクトルＬ１についての電流制御と、偏磁電流を抑制する制御とは独立に考えることができる。
　偏磁がない理想的な状態では、リアクトルＬ１を通過した電流は３等分され、変圧器３０の１次側巻線に零相電流として流れる。ただし、実際は三相変圧器に偏磁電流が流れるため、リアクトルＬ１の電流がちょうど３等分されるわけではない。
　１次側巻線に流れる零相電流は第２ブリッジ回路１２２へ電力を伝送しない。重ね合わせの原理を基に零相電流のみを取り出して考えると、１次側ブリッジ回路１０は、３並列双方向チョッパ回路のように振る舞う。この３並列双方向チョッパ回路は、並列接続した双方向チョッパ回路のリアクトルの一部を結合し、磁束をキャンセルすることで変圧器の役割を持たせ、結合のない場合と比べて磁気素子全体の体積を低減したものである。
　第１ブリッジ回路１２のデューティ比によってリアクトルＬ１の電流を制御することによって、１次側電源６０と１次側蓄電ユニット１１との間の電力伝送量を制御できる。
　第１ブリッジ回路１２は、変圧器３０を流れる励磁電流と各相電流を利用することでソフトスイッチングを行なうことができる。
　本実施の形態では、第１ブリッジ回路１２のスイッチングパターンを維持することによって、１次側蓄電ユニット１１の電圧が上下する。１次側蓄電ユニット１１の電圧が上下することによって、変圧器３０を通じて第１ブリッジ回路１２から第２ブリッジ回路１２２へ流れる電力量が上下するので、１次側電源６０から２次側電源７０へ電力を逐次伝送することができる。
　（作用効果の説明）
　次に実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータの作用効果について説明する。
　第１ブリッジ回路１２は、通常の三角波キャリアによるスイッチングを行なう。これに対して、第２ブリッジ回路１２２のダイオードは遅相方向に位相シフトして導通する。
　本実施の形態では、変圧器３０が１次側各相端子と２次側各相端子の間に３０°の位相差を発生し、図１６に示すベクトル電位を第１ブリッジ回路１２が出力し、図１７に示すベクトル電位を第２ブリッジ回路１２２が出力することによって、１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１との間で電力がやり取りされる。
　図１６に示す記号は、“１”は上アームがＯＮ、下アームがＯＦＦ、“－１”は上アームがＯＦＦ、下アームがＯＮの状態を指す。例えばＰｈ．２（１，－１，－１）であれば、図１２中の主要動作フェーズＰｈ．２と対応している。Ｐｈ．２（１，－１，－１）は、接続点ａを持つレグの上アームがＯＮで下アームがＯＦＦ、接続点ｂを持つレグの上アームがＯＦＦで下アームがＯＮ、接続点ｃを持つレグの上アームがＯＦＦで下アームがＯＮの状態を表す。
　図１７に示すベクトル電位の中には、第２ブリッジ回路１２２のレグが中性点電位を出力する状態に相当する点（ＰＨ．２－３、ＰＨ．３－４、ＰＨ．４－５、ＰＨ．５－６、ＰＨ．６－７、ＰＨ．７－２）がある。
　図４０の回路において、第２ブリッジ回路１２２は中性点電圧を出力できないため、第２ブリッジ回路１２２のダイオードがＯＦＦ－ＯＦＦ状態（レグの上下ダイオードが両方ＯＦＦとなる状態と定義する）となることを、レグが中性点電位を出力する状態として取り扱っている。
　図４０の回路において、図１７に示す記号は、“１”は上アームがＯＮ、下アームがＯＦＦ、“－１”は上アームがＯＦＦ、下アームがＯＮの状態を指し、“０”は上アームおよび下アームがＯＦＦの状態を指す。例えばＰＨ．２（１，－１，０）であれば、図１３中の主要動作フェーズＰＨ．２と対応し、接続点ｒを持つレグの上アームがＯＮで下アームがＯＦＦ、接続点ｓを持つレグの上アームがＯＦＦで下アームがＯＮ、接続点ｔを持つレグの上アームおよび下アームがＯＦＦの状態を表す。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１が動作するにあたり、１次側各相端子と２次側各相端子の間に３０°の位相差を持つ変圧器３０に対して、同位相のベクトル電位を印加する必要がある。
　変圧器３０は１次側各相端子と２次側各相端子に３０°の位相差を持つ。変圧器３０の１次側各相端子と２次側各相端子に同位相のベクトル電位が加わる状態は、第１ブリッジ回路１２または第２ブリッジ回路１２２の一つのレグの接続点電位が中性点電位となる状態に相当する。
　このため、第２ブリッジ回路１２２のレグは、中性点電位を出力する状態に相当するＯＦＦ－ＯＦＦ状態を取る。第２ブリッジ回路１２２のＯＦＦ－ＯＦＦ状態のレグの接続点電位は、第１ブリッジ回路１２の出力するベクトル電位によって決まる。第１ブリッジ回路１２のスイッチング状態がＰｈ．２、Ｐｈ．３、Ｐｈ．４、Ｐｈ．５、Ｐｈ．６、Ｐｈ．７であるときに、第２ブリッジ回路１２２のスイッチング状態が対応するＰＨ．２、ＰＨ．３、ＰＨ．４、ＰＨ．５、ＰＨ．６、ＰＨ．７となっていれば、変圧器３０の両端の位相が揃い、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態のレグの接続点は中性点電位となる。
　ただし、三相変圧器には、漏れインダクタンスおよび意図しない結合インダクタンスを始めとしたばらつきや寄生成分が存在する。したがって、第１ブリッジ回路１２が出力するベクトル電位がそのまま第２ブリッジ回路１２２へ伝わり、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態のレグの接続点電位がちょうど中性点電位になるとは限らない。ＯＦＦ－ＯＦＦ状態のレグの電位が中性点電位からズレたり、スイッチングに起因して電位が振動することは当然考えられる。
　変圧器３０のばらつきによる影響を抑えるための工夫としては、三相変圧器の結合を強め、別途漏れインダクタンスに相当する箇所にリアクトルを挿入する方法や、各フェーズシフトの量を２次側各相の間で調節する方法が考えられる。
　ＯＦＦ－ＯＦＦ状態となったレグには電流が流れない。そのため、第２ブリッジ回路１２２のＯＦＦ－ＯＦＦ状態でない残りの２レグのＯＮ状態のスイッチに電流が流れることによって、１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１との間で電力伝送が起こる。
　（作用効果の説明）
　次にＤＣ／ＤＣコンバータの作用効果についてさらに詳しく説明する。図４３は、実施の形態２におけるスイッチングパターンの一例を示す図である。図４３に示すスイッチングパターンは、第２ブリッジ回路１２２のダイオードが第１ブリッジ回路１２に対して遅れて導通する様子を表している。
　１次側キャリアを基準として、２次側キャリアとの間に適用するフェーズシフトの量を決める。２次側ブリッジ回路２２のフェーズシフト適用量の決め方は様々考えられるが、遅相フェーズシフト量について例えば次の式（７）～（８）のように定義する。ここでは、遅相変数φを定め、第１ブリッジ回路１２の上アームのオンデューティ比の平均値をＤで示す。このとき、１次側キャリア及び２次側キャリアの関係は図４４のようになる。なお、図４４中でフェーズシフト量が０である状態は、基準となる１次側キャリアに２次側キャリアが重なる状態を指す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　図４５～図４７は、伝送電力がないときにおける波形図である。第１ブリッジ回路１２と第２ブリッジ回路１２２は互いに対応関係にあるベクトル電位を出力する。図４５に第１ブリッジ回路１２の上アームのオンデューティ比が５０％のときの波形が示され、図４６に同デューティ比が１６．７％のときの波形が示され、図４７に同デューティ比が８３．３％のときの波形が示される。
　第１ブリッジ回路１２によって変圧器３０に電圧が印加される場合(Ｐｈ．２、Ｐｈ．３、Ｐｈ．４、Ｐｈ．５、Ｐｈ．６、Ｐｈ．７)については、第２ブリッジ回路１２２の各場合に対応する２つのレグが導通する状態(ＰＨ．２、ＰＨ．３、ＰＨ．４、ＰＨ．５、ＰＨ．６、ＰＨ．７)が、それぞれ「対応関係にあるベクトル電位」である。
　第１ブリッジ回路１２の３つのレグがすべて上アームＯＮ状態または下アームＯＮ状態である場合（Ｐｈ．１、Ｐｈ．８）には、変圧器３０には電圧が印加されない。このとき、第２ブリッジ回路１２２のダイオードはすべてのレグがＯＦＦ－ＯＦＦ状態(ＰＨ．１)となる。
　図４５、図４６、図４７では、１次側蓄電ユニット１１の電圧と２次側蓄電ユニット２１の電圧の比は、図４０に示した千鳥－Ｙ結線の三相変圧器の巻数比を１：ｎとすると１：４ｎ／３となり、図４１に示したＹ－Δ結線の三相変圧器の巻数比を１：ｎとすると１：２ｎ／３となる。
　これらの電力伝送が無い状態を、１次側蓄電ユニット１１の電圧と２次側蓄電ユニット２１の電圧が釣り合う状態と定義する。本実施の形態において、変圧器３０を介して電力の伝送が起こるときは、釣り合いの状態より１次側蓄電ユニット１１の電圧が高い状態でＤＣ／ＤＣコンバータが動作するときである。
　千鳥－Ｙ結線型の場合、１次側電源６０の電圧と２次側電源７０の電圧の昇圧比の上限は、次の式（９）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　Ｙ－Δ結線の場合には、１次側電源６０の電圧と２次側電源７０の電圧の昇圧比の上限は、次の式（１０）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１の間で電力伝送が行なわれる場合には、１次側蓄電ユニット１１の電圧が上昇する。したがって、上記式の等号が成り立つ場合は１次側蓄電ユニット１１と２次側蓄電ユニット２１の間で電力伝送が行なわれていない場合である。
　次に、電力伝送を行なう場合の動作を説明する。図４２は、実施の形態２の電力伝送の説明に用いる回路図である。図４５～図４８に各デューティ比およびフェーズシフトの条件における波形を示す。
　なお、図４５～図４８にはキルヒホッフの電流則により変圧器３０の各相電流から自明である１次側電源６０の電流、およびキルヒホッフの電圧則により変圧器３０の各相電圧から自明である中性接続点ｎの電圧は表示していない。
　第１ブリッジ回路１２は、各スイッチと並列接続されたキャパシタなどを利用することにより、上下スイッチを切り替える際にＺＶＴ動作を行なう。
　伝送電力がないときの動作波形で、上アームのオンデューティ比が５０％である波形を図４５に示し、同デューティ比が１６．７％である波形を図４６に示し、同デューティ比が８３．３％である波形を図４７に示す。図４５、図４６、図４７では三相変圧器の励磁電流が強調して描かれている。三相変圧器の励磁電流により、第１ブリッジ回路１２にＺＶＴによるスイッチングを行なうのに適した方向の電流が流れており、ソフトスイッチングによるスイッチの切り替えを行なうことができる。
　図４３、図４８、図４９は、力行方向へ電力伝送が行なわれ、遅相フェーズシフトが発生したときの動作波形図である。デューティ比５０％のときの波形が図４３に示され、デューティ比１６．７％のときの波形が図４８に示され、デューティ比８３．３％のときの波形が図４９に示される。
　図４３、図４８、図４９には、励磁電流がない状態を示す。励磁電流の影響を考慮すると、第１ブリッジ回路１２がスイッチングするタイミングで、スイッチングを行なうレグがＺＶＴを行なうのに適した電流が増加しており、定格電流の範囲を定め、励磁電流の量を適当に定めることによって、定格電流の範囲内全てでソフトスイッチングによる動作を行なうことが可能である。
　本実施の形態では、第１ブリッジ回路１２のデューティ比が変動した場合でも電力伝送を継続することができる。すなわち、１次側電源６０の電圧が変化した場合でも、デューティ比を変動させることによって２次側電源７０との間での電力伝送を継続することができる。
　第２ブリッジ回路１２２には、第１ブリッジ回路１２の出力するベクトル電位に対応するスイッチング状態が存在するが、通常、第１ブリッジ回路１２のスイッチング状態が切り替わった後には転流期間が存在し、第２ブリッジ回路１２２からは転流経路に対応したスイッチングパターンが出力される。
　ダイオードが導通し、第２ブリッジ回路１２２が転流期間へ移行すると、変圧器３０の１次側各相端子と２次側各相端子の電圧の位相がずれ、両端の電圧に応じた電流が変圧器３０に流れるようになる。
　ＺＶＴによって、第１ブリッジ回路１２のスイッチが切り替わると、変圧器３０の両端に加わる電圧の位相が変化し、転流経路が自然に消滅する。すると、切替フェーズへ移行する前と同様に、第１ブリッジ回路１２のベクトル電位と第２ブリッジ回路１２２のベクトル電位が同位相となる、安定した状態へと切り替わる。
　以上の各実施の形態における説明では、本発明の本質を明らかにするために回路における各スイッチング素子、ダイオードにおける電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等が無い理想的な状態につき説明してきたが、実際の回路においてはいずれも大なり小なり存在する。これらの抵抗成分、静電容量成分、インダクタンス成分を補償する付加回路については従来から様々な方式が知られており、本発明の構成にこれら付加回路を付加することや、均等の範囲で回路を改変する等といったことは適宜行なわれる。
　以上のように実施の形態２によれば１次側電源６０の電圧変動に応じて第１ブリッジ回路１２のデューティ比を調節することによって、電源電圧変動に対応して動作することができる。
　また、ソフトスイッチングの際に変圧器の励磁電流を利用することもできる。例えば１次側下側アームのスイッチがターンオンしていた場合、その下側アームのスイッチに流れる順方向電流が増加するように励磁電流は変化する。したがって、偏磁がなく、励磁電流の平均的な値がゼロに保たれていれば、励磁電流をソフトスイッチングに利用することが可能である。このような変圧器の励磁電流を利用したソフトスイッチング動作は、ＬＬＣ回路などで既に検討され、一部では実用されている。
　変圧器の励磁電流を利用することによって、第１ブリッジ回路１２のソフトスイッチングに必要な電流を増加させることができ、定格電流の全範囲でソフトスイッチング動作を行なえるように設定することも可能である。
　最後に、再び図面を参照して、本実施の形態１，２について総括する。
　図１に示されるＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、少なくとも１次側巻線に中性点ＮＰ１を有する変圧器３０と、中性点ＮＰ１と１次側電源６０との間に接続される第１リアクトルＬ１と、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１とで構成される第１母線対と、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１との間に接続される蓄電ユニット１１と、第１母線対（ＰＬ２，ＮＬ２）と１次側巻線とに接続される第１ブリッジ回路１２と、第２正極線ＰＬ２と第２負極線ＮＬ２とで構成される第２母線対と、変圧器３０の２次側巻線と第２母線対との間に接続される第２ブリッジ回路２２とを備える。第２母線対（ＰＬ２，ＮＬ２）には負荷回路となる２次側電源７０が接続される。
　このような構成とすることによって、変圧器３０の１次側の巻き線を利用してリアクトルＬ１に加わる電圧・時間積を小さくできるため、１次側電源（低圧・大電流を想定）の電流が流れるリアクトルＬ１のコア体積および巻数を削減できる。
　好ましくは、第１ブリッジ回路１２は、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１との間に接続される第１レグを含む。第１レグは、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１との間に直列接続される第１スイッチング素子ＳＷ１１および第２スイッチング素子ＳＷ１２を含む。ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１スイッチング素子ＳＷ１１および第２スイッチング素子ＳＷ１２のスイッチングデューティー比を制御する制御装置５０をさらに備える。制御装置５０は、１次側電源６０の電圧Ｖｉｎの変化に応じてスイッチングデューティー比を決定する。好ましくは、制御装置５０は、１次側電源６０の電圧Ｖｉｎと蓄電ユニット１１の電圧Ｖｃａｐとの比に応じてスイッチングデューティー比を決定する。
　好ましくは、第１ブリッジ回路１２は、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１との間に並列に接続される第１レグ、第２レグおよび第３レグを含む。第１レグは、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１との間に直列接続される第１スイッチング素子ＳＷ１１および第２スイッチング素子ＳＷ１２を含む。第２レグは、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１との間に直列接続される第３スイッチング素子ＳＷ１３および第４スイッチング素子ＳＷ１４を含む。第３レグは、第１正極線ＰＬ１と第１負極線ＮＬ１との間に直列接続される第５スイッチング素子ＳＷ１５および第６スイッチング素子ＳＷ１６を含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、第１～第６スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１６のスイッチングデューティー比を制御する制御装置５０をさらに備える。制御装置５０は、１次側電源６０の電圧Ｖｉｎの変化に応じてスイッチングデューティー比を決定する。好ましくは、制御装置５０は、１次側電源６０の電圧Ｖｉｎと蓄電ユニット１１の電圧Ｖｃａｐとの比に応じてスイッチングデューティー比を決定する。
　たとえば、制御装置５０は、１次側電源６０の電圧Ｖｉｎが低下すると、１次側母線対の電圧Ｖｃａｐの低下を抑制して目標電圧付近で安定するように、第１～第６スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１６スイッチングデューティー比を決定する。逆に、制御装置５０は、１次側電源６０の電圧Ｖｉｎが上昇すると、１次側母線対の電圧Ｖｃａｐの上昇を抑制して目標電圧付近で安定するように、第１～第６スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１６スイッチングデューティー比を決定する。以上のように制御することによって、１次側母線対の電圧と２次側母線対の電圧の比が動作・効率に大きく影響するDual　Active　Bridge回路において、１次側電源６０の電圧と２次側電源７０の電圧の比が変化した場合にも、１次側母線対の電圧と２次側母線対の電圧の比を良好に保ちつつＤＣ／ＤＣ変換動作を行なうことができ、電源電圧の変動に耐性を持たせることができる。
　好ましくは、変圧器３０は、１次側入出力と２次側入出力に位相差を持たせるように構成される。位相差を持たせることによって、１次側の第１ブリッジ回路１２と２次側の第２ブリッジ回路２２の半導体スイッチに流れる電流が違うようになり、これをソフトスイッチング動作に利用できる。
　より好ましくは、図１、図３、図６に示すように、変圧器３０の巻線方式は千鳥－Ｙ結線方式である。千鳥－Ｙ結線方式の変圧器は、Ｙ－Δ結線方式にした場合に比べ、同じ昇圧比で見ると大電流の流れる１次側回路の巻数が少なく、巻線抵抗が小さくなる。
　図３に示すように、変圧器３０は、第１コア３２１、第２コア３２２および第３コア３２３と、１次側巻線を構成する第１巻線３０１、第２巻線３０２および第３巻線３０３と、２次側巻線を構成する、第４巻線３０４、第５巻線３０５および第６巻線３０６とを含む。第１巻線３０１は、第１巻線部３０１－１と第２巻線部３０１－２とに分割され、第２巻線３０２は、第３巻線部３０２－１と第４巻線部３０２－２とに分割され、第３巻線３０３は、第５巻線部３０３－１と第６巻線部３０３－２とに分割される。第１コア３２１には、第１巻線部３０１－１、第６巻線部３０３－２および第４巻線３０４が巻回される。第２コア３２２には、第２巻線部３０１－２、第３巻線部３０２－１および第５巻線３０５が巻回される。第３コア３２３には、第４巻線部３０２－２、第５巻線部３０３－１および第６巻線３０６が巻回される。
　図３のような構成とすれば、トロイダルコアなどを利用した単相変圧器の巻線方式を工夫することによって、１次側と２次側の結合に位相差を持たせた三相変圧器を構成できる。
　好ましくは、図２、図４、図７に示すように、変圧器３０の巻線方式はＹ－Δ結線方式である。Ｙ－Δ結線方式は、千鳥－Ｙ結線方式と比べて変圧器の構成が単純になり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の設計および製造が容易になる。
　好ましくは、図８、図９に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、変圧器３０の一次側巻線と第１ブリッジ回路１２の出力との間に挿入された第２リアクトルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃをさらに備える。
　このような構成とすれば、変圧器３０の漏れインダクタンスのばらつきが回路動作に与える影響を抑えることができる。
　より好ましくは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の制御装置５０は、第２ブリッジ回路２２においてＺＣＳターンオンを行なうように、第１ブリッジ回路１２および第２ブリッジ回路２２のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう。
　このようにすれば、ＺＣＳターンオンを行なって２次側回路のスイッチング素子をソフトスイッチングすることによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のスイッチング損失を低減できる。
　好ましくは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の制御装置５０は、第１ブリッジ回路１２のスイッチング素子ＳＷ１２～ＳＷ１６と並列に接続した外付けのキャパシタＣ１１～Ｃ１６を用いて、第１ブリッジ回路１２の上下アームのＯＮ／ＯＦＦ切り替えをゼロボルテージトランジッション（ＺＶＴ）動作によって行なうように、第１ブリッジ回路１２および第２ブリッジ回路２２のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう。
　このようにすれば、ＺＶＴ動作によって１次側回路のスイッチング素子をソフトスイッチングすることによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のスイッチング損失を低減できる。
　好ましくは、図４０～図４２に示すように、第２ブリッジ回路１２２は、ダイオードブリッジ回路である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、１次側電源６０から負荷回路となる２次側電源７０へ片方向の電力伝送を行なう。
　このように構成すれば、２次側回路のスイッチング素子を削減することによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１のコストを削減できる。
　より好ましくは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の制御装置５０は、第１ブリッジ回路１２のスイッチング素子と並列に接続した外付けのキャパシタを用いて、第１ブリッジ回路１２の上下アームのＯＮ／ＯＦＦ切り替えをゼロボルテージトランジッション動作によって行なうように、第１ブリッジ回路１２および第２ブリッジ回路２２のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう。
　このようにすれば、ＺＶＴ動作によって１次側回路のスイッチング素子をソフトスイッチングすることによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１のスイッチング損失を低減できる。
　なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１において、変圧器３０の励磁電流を利用することによって、１次側電源から２次側電源への電力伝送が無いか、または小さい場合においてもソフトスイッチング動作を実現できる。特に、伝送電力が小さく、２次側回路による補助動作がない場合においてもソフトスイッチングができる。
　２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチ又はダイオードの組がＯＦＦ－ＯＦＦ状態となる期間においては、２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点は電気回路上、変圧器３０の各相端子のみが接続され、他の配線などからは電気的に切り離された状態となる。このとき２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点は、接続点への微小電流の流入や接続点からの微小電流の流出に対して電圧が容易に変動し得る状態となる。この状態は、例えば２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチ又はダイオードが持つ寄生容量成分と変圧器２０の漏れインダクタンス成分による共振現象を引き起こす可能性がある。このような共振現象を引き金として、２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点の電圧が激しく振動することによる電磁放射ノイズの問題が発生する。ＥＭＣ等の関係でこの問題を許容できない場合、実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０１に図５２中のＲ２１、Ｒ２２、Ｒ２３の様な抵抗を付け加えてＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０１Ａとすることで、電圧の振動を抑制することができる。抵抗を付け加える場合には、抵抗を追加することによる損失が発生するため、振動現象等の問題を許容できる範囲を元に抵抗値を判断し、できるだけ抵抗値を大きくすることが望ましい。
　実施の形態３
　実施の形態３では、ソフトスイッチング動作可能な領域を拡張する制御方式について説明する。
　（全体構成の説明）
　実施の形態３に係る電力変換装置は、実施の形態１と同様に図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１００の回路構成を備える。制御装置５０は、２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチの組のオン状態を上下で瞬時に切り替え、その際に切り替え対象のレグに流れる電流がゼロまたはゼロに近い電流（定格動作時にレグに流れる最大電流の１０％以下）となるように制御する点を特徴とする。
　実施の形態３におけるＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成を説明する。図１は、本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の主回路構成図である。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、１次側ブリッジ回路１０と、２次側ブリッジ回路２０と、変圧器３０と、リアクトルユニット４０と、制御装置５０とを備える。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、直流の１次側電源６０と直流の２次側電源７０との間に接続されている。
　本実施の形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、変圧器３０に流れる電流にクラーク変換を施した際の零相電流に対し、有効な鎖交磁束を殆ど持たない変圧器３０の中性点ＮＰ１にリアクトルＬ１の一端を接続し、リアクトルＬ１の他端に１次側電源６０を接続する。変圧器３０の両端には１次側ブリッジ回路１０と２次側ブリッジ回路２０が接続され、１次側ブリッジ回路１０の母線（ＰＬ１，ＮＬ１）にはキャパシタを有する蓄電ユニット１１が接続され、２次側ブリッジ回路２０の母線（ＰＬ２，ＮＬ２）には２次側電源７０が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、１次側電源６０と１次側蓄電ユニット１１の電圧の比を１次側ブリッジ回路１０のスイッチングによって調節することによって、１次側電源６０の電圧と２次側ブリッジ回路２０の母線電圧の比を調節できることを特徴とする。
　リアクトルユニット４０の一方端子ｆは、１次側電源６０の高圧側に接続される。１次側ブリッジ回路１０の低圧側端子ｅは、１次側電源６０の低圧側に接続される。リアクトルユニット４０の他方端子ｎは、変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続される。
　１次側蓄電ユニット１１は、１次側ブリッジ回路１０の低圧側端子ｅと高圧側端子ｄとの間に接続される。１次側蓄電ユニット１１はキャパシタまたはバッテリーなどのエネルギー蓄積要素を備え、電圧源としての機能を有する。
　２次側ブリッジ回路２０の高圧側端子ｕは、２次側電源７０の高圧側に接続される。２次側ブリッジ回路２０の低圧側端子ｖは、２次側電源７０の低圧側に接続される。
　２次側蓄電ユニット２１は、２次側ブリッジ回路２０の高圧側端子ｕおよび２次側ブリッジ回路２０の低圧側端子ｖに接続される。
　２次側蓄電ユニット２１は、キャパシタまたはバッテリーなどのエネルギー蓄積要素を備え、電圧源としての機能を有する。２次側蓄電ユニット２１は、接続点ｍにおいて、変圧器３０の２次側中性点端子に接続される。
　変圧器３０は、三相変圧器であり、１次側ブリッジ回路１０は、三相の第１ブリッジ回路１２を有する。第１ブリッジ回路１２は、６つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ１５，ＳＷ１６と、これらのスイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６とを有する。但し、外付けのキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６は、回路構成上等価な位置にあるスイッチング素子の寄生容量を用いて代用しても良い。
　なお、図１ではスイッチング素子の記号として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）またはＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）の記号を使用しているが、必ずしも回路図に記載された通りのスイッチング素子を利用しなくても良い。種々のスイッチング素子を自由に適用でき、Ｓｉを素材とした素子に限らず、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を素材としたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴおよびＧａＮ－ＨＥＭＴ（High　Electron　Mobility　Transistor）などをスイッチング素子として使用しても良い。
　接続点ａにおいて、スイッチング素子ＳＷ１１の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１２の低圧側とが接続される。接続点ｂにおいて、スイッチング素子ＳＷ１３の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１４の低圧側とが接続される。接続点ｃにおいて、スイッチング素子ＳＷ１５の高圧側とスイッチング素子ＳＷ１６の低圧側とが接続される。
　以下、直列に接続された２つのスイッチの組をレグ、それぞれのスイッチをアームと呼称し、特に接続点を基準として高圧側のスイッチを上アーム、低圧側のスイッチを下アームと呼称する場合がある。
　第１ブリッジ回路１２は、接続点ａ，接続点ｂおよび接続点ｃにおいて、変圧器３０の１次側各相端子に接続される。
　２次側ブリッジ回路２０は、三相の第２ブリッジ回路２２を有する。第２ブリッジ回路２２は、６つのスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４，ＳＷ２５，ＳＷ２６を有する。
　接続点ｒにおいて、スイッチング素子ＳＷ２１の高圧側とスイッチング素子ＳＷ２２の低圧側とが接続される。接続点ｓにおいて、スイッチング素子ＳＷ２３の高圧側とスイッチング素子ＳＷ２４の低圧側とが接続される。接続点ｔにおいて、スイッチング素子ＳＷ２５の高圧側とスイッチング素子ＳＷ２６の低圧側とが接続される。
　第２ブリッジ回路２２は、接続点ｒ，接続点ｓおよび接続点ｔにおいて、変圧器３０の２次側各相端子に接続される。
　次に変圧器３０の構成方法について説明する。図１には、変圧器３０を千鳥－Ｙ結線方式で構成した場合を示す。変圧器３０は、１次側の各相電流にクラーク変換（αβ０変換）を施した時の零相電流が、変圧器のコア内部に磁束を誘起しないように構成されており、かつ１次側と２次側の間に位相差を持つ。
　図２は、実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第１変形例の主回路構成図である。図１には、変圧器３０を千鳥－Ｙ結線方式で構成した場合を示したが、図２では、変圧器３０をＹ－Δ結線方式で構成した場合の回路図が示されている。他の部分の構成については、図２の変形例は図１のＤＣ／ＤＣコンバータと同様であるので説明は繰り返さない。
　変圧器３０の構成には、図２に示した構成以外にも他の変形例も考えられる。図３または図４のように複数のコア（トロイダルコア）を組み合わせる構成、図５のように磁気回路に対称性のあるコアを用いる構成、図６または図７に記載するように、商用周波数の三相変圧器に代表される３柱型コアを用いて実現する構成などを採用しても良い。なお、図４～図７における接続点ａ，ｂ，ｃ，ｎ，ｒ，ｓ，ｔは、図１または図２の接続点ａ，ｂ，ｃ，ｎ，ｒ，ｓ，ｔにそれぞれ対応している。
　コア同士を磁気的に結合させる場合は、図５のように磁気回路を対称的に構成するのが望ましいが、図６または図７のように、商用周波数の三相変圧器のような３柱型コアを用いて、零相電流によって生じる磁束がキャンセルするように構成しても良い。
　特に図４に示すように、複数のコアを用いたＹ－Δ結線方式を採用する場合には、１次側巻線を流れる零相電流は磁界を生じうるが、通常、１次側巻線を流れる零相電流が生じる磁界は２次側巻線内に循環電流を誘起し、２次側巻線のΔ結線内を流れる循環電流が生じる磁界と１次側巻線を流れる零相電流が生じる磁界とが釣り合うことで１次側巻線を流れる零相電流が生じる鎖交磁束がキャンセルされる。
　図３または図６に示すように、１次側巻線を複数に分割した千鳥－Ｙ結線方式で変圧器を構成する場合には、１次側巻線を流れる電流同士で磁束をキャンセルすることができるので、零相電流が２次側巻線に電流を誘起せず銅損を削減できるメリットがある。また、２次側巻線に中性点ができるため、これを２次側母線電圧の中性点と電気的に接続することによって２次側巻線のコモンモード電位振動を抑制できる。
　図４または図７に示すようにＹ－Δ結線方式で変圧器を構成する場合には、構造が単純な２巻線変圧器またはオープン結線の三相変圧器などを利用できるため、設計・製造が容易になるメリットがある。しかし、１次側巻線の零相電流に比例してΔ結線内部を流れる循環電流が生じるため、銅損が増加する他、巻線抵抗の電圧降下により偏磁を生じる原因となる可能性などのデメリットがある。なお、コア同士を磁気的に結合させ、単一のコアによって構成する場合には、Ｙ－Δ構成を採用する場合でも１次側巻線の零相電流による２次側巻線電流の誘起が発生しないことがある。
　１次側端子の零相電流が誘起する磁束を抑制するためには、コア内に発生する磁界の磁路上に釣り合う磁界を誘起するか、あるいは、開磁路とすることによって等価的に磁気抵抗を増加させ、磁束を生じないようにする方法などが考えられる。これらのいずれの方法も１次側端子の零相電流がコア内へ生じる磁界が磁束を誘起しないようにする手法の例示であり、他の同様な機能を発揮する構成を採用しても良い。
　零相電流が生じる磁束をキャンセルする手法、および１次側巻線と２次側巻線間の位相をずらす手法は、商用周波数の三相変圧器などで昔から一般的に議論されている領域である。本実施の形態によれば、変圧器３０、リアクトルユニット４０、第１ブリッジ回路１２および第２ブリッジ回路２２を主たる構成要素とした回路構成によって、変圧器３０が持つ電流経路の自由度を最大限活用できる。
　図８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第２変形例の主回路構成図である。図８に示した構成では、１次側回路部分に変圧器３０の漏れインダクタンス成分を補助するリアクトルＬａ，Ｌｂ，Ｌｃが、変圧器３０と接続点ａ，ｂ，ｃとの間にそれぞれ挿入されている。また、図示しないが、２次側回路部分に変圧器３０の漏れインダクタンス成分を補助するリアクトルを変圧器３０と接続点ｒ，ｓ，ｔとの間にそれぞれ挿入してもよい。また、三相変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続された各相３本の巻線間の接続を解除し、新たに生じた個別の３つの端子のそれぞれを、別個に図９のように変更を加えたリアクトルの端子ｎ１、ｎ２、ｎ３と接続するように変更を加えても良い。これらのように、電気回路、磁気回路、または電気・磁気回路の組み合わせ、の上で変圧器３０および周辺の補助的な素子に対して等価な変更を行なっても良い。
　零相電流が生じる磁束がキャンセルされるとき、エネルギー上の制約から、変圧器３０の中性点ＮＰ１に接続された端子ｎの電位は、変圧器３０の１次側各相端子に接続された接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わる電位の平均となる。
　実用上は変圧器３０の各端子間には漏れインダクタンス成分に起因する電圧があり、また巻線の誤差などで完全に磁束がキャンセルされない場合があるため、端子ｎの電位が、接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃの電位の平均と常に一致するとは限らない。以下では端子ｎの電位が接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わる電位の平均と一致するとして説明するが、簡単のためであり、本発明の形態はこれに限定されない。
　（動作の説明）
　次にＤＣ／ＤＣコンバータの動作について説明する。以下の説明は漏れインダクタンスのばらつきがない、理想的な状態を仮定している。
　変圧器の偏磁がなく、漏れインダクタンスのばらつきもなく、スイッチング素子の個体差もなく、配線インピーダンスのばらつき等もないような理想的な状態では、第１ブリッジ回路１２の各相のスイッチング素子は同一のデューティ（Duty）比で動作する。
　図１０は、図１における変圧器３０の端子間電圧波形の例を示す波形図である。図１０において、電圧Ｖａｅ、Ｖｂｅ、Ｖｃｅ、Ｖｎｅは、それぞれ、端子ｅを基準とした接続点ａ，ｂ，ｃおよび端子ｎの電位差を示す。また、電圧Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎは、それぞれ、端子ｎを基準とした接続点ａ，ｂ，ｃの電位差を示す。また電圧Ｖｃａｐは、端子ｅを基準とした端子ｄの電位差を示す。
　第１ブリッジ回路１２の各相レグがスイッチを切り替えるタイミングは、スイッチング周期Ｔの１／３ずつずれており、接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに印加される電圧Ｖａｅ，Ｖｂｅ，Ｖｃｅは、１２０°ずつ位相がシフトした波形となる。
　第１ブリッジ回路１２の上記のような動作は、多並列駆動するチョッパ回路でマルチフェーズ動作、またはキャリア位相シフト動作などと呼称され、一般に知られている。
　図１０では、各相の接続点の電圧Ｖａｅ，Ｖｂｅ，Ｖｃｅの立ち上がり時刻を基準として、スイッチング周期の１／３ずつ各相の波形を位相シフトして動作させている。これは位相シフトの方法のうちの一例であり、電圧の立ち下がり時刻を基準としても、上アームオン時間の中心や下アームオン時間の中心を基準としてもよい。
　三角波キャリアを用いる一般的なＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）方式では、スイッチングパターンを生成する三角波キャリアの位相を１２０°ずつ位相シフトすることによって同様なマルチフェーズ動作を実現できる。
　ただし、変圧器の漏れインダクタンスや巻数にばらつきが生じている場合、変圧器３０の各相電圧と各相電流をαβ０変換したときの座標空間において、１次側・２次側で電力を伝送する電流に三相が非対称となるような歪が生じる。このような電流の歪を補正するためには、第１ブリッジ回路１２または第２ブリッジ回路２２あるいはその両方において出力する電圧を調節する必要がある。この場合、１次側のキャリアを必ずしも１２０°ずつ位相シフトする必要はなく、補正のために位相シフト量を調節することが好ましい場合もある。
　図１０に示すように、第１ブリッジ回路１２が変圧器３０の各接続点に１２０°ずつ位相シフトした電圧を出力すると、変圧器３０の中性点ＮＰ１には接続点ａ，接続点ｂ，接続点ｃに加わった電圧の平均値が出力され、リアクトルＬ１の端子ｎには、振幅１／３、周波数３倍の矩形波電圧Ｖｎｅが出力される。
　リアクトルユニット４０の一方端子ｆには１次側電源６０が接続され、他方端子ｎには変圧器３０の中性点ＮＰ１が接続されているため、リアクトルＬ１には１次側電源６０の電源電圧Ｖｉｎと、第１ブリッジ回路１２の出力電圧の平均値、の差が印加される。
　第１ブリッジ回路１２の各相のデューティ比を三相すべてにおいて同じだけ増減させて調節することで、変圧器３０の偏磁の原因となる各相間の不平衡電圧に関係せずにリアクトルＬ１に加わる電圧を制御できる。
　言い換えれば、リアクトルＬ１を流れる電流は、第１ブリッジ回路１２の各相デューティ比の平均値を調節することによって制御できる。すなわち、第１ブリッジ回路１２に接続された変圧器３０の１次側零相電流は、第１ブリッジ回路１２の各相の出力デューティ比の平均値によって決まる。
　理想的には、第１ブリッジ回路１２において出力デューティ比の平均値を制御するだけで偏磁を起こさず零相電流を制御できるが、実用上何らかの理由で変圧器３０に偏磁が発生する場合には、各相のデューティ比のバランスを変えることで偏磁現象を抑制できる。
　第１ブリッジ回路１２はマルチフェーズ動作（キャリア位相シフト動作）を行なっている。このため、変圧器３０の各相電流が１次側蓄電ユニット１１へ流れるとき、ａ相、ｂ相、ｃ相のいずれか１相の電流のみが流れる期間がスイッチング１周期の間で位相が１２０°ずれた時刻で存在するか、またはａ相、ｂ相、ｃ相のいずれか１相の電流のみが流れない期間がスイッチング１周期の間で位相が１２０°ずれた時刻で存在する。
　そのため、制御装置５０において１次側蓄電ユニット１１に流れる電流を検出する際に、スイッチング１周期の間の位相を１２０°ずつシフトさせながら検出することによって変圧器３０の各相電流のばらつきを検出できる。すなわち、１次側蓄電ユニット１１に電流検出センサを設けることで変圧器３０の偏磁電流を検出できる。
　また、当然ながら三相変圧器の各相電流をすべて検出するほか、キルヒホッフの電流則から導かれる電流の自由度の数以上の検出箇所があれば、検出箇所、検出方法の如何によらず偏磁電流の検出は可能である。
　一般的に変圧器の励磁インダクタンスが非常に大きいため、偏磁抑制に必要な応答速度は、リアクトルＬ１の電流制御の応答速度と比べて十分に遅い。また、１次側電源６０の高圧側に接続される端子ｆから変圧器３０の１次側接続点ａ、接続点ｂ、接続点ｃまでの電圧にαβ０変換を施すと、偏磁電流に寄与する成分と零相電流に寄与する成分を分離して独立に考えることができる。図１１は、検出した偏磁電流と零相電流を独立して入力する場合の制御ブロック図である。この制御ブロックは、偏磁電流を検出するセンサ５４と、入力電流を検出するセンサ５５と、指令値ｉα＊，ｉβ＊，ｉ０＊との差電流を演算する減算器５１～５３と、ＰＩ（比例積分）制御を実行するＰＩ制御部５６～５８と、αβ０／ａｂｃ変換部５９と、ＰＷＭ制御部６１と、ａｂｃ／αβ０変換部６２と、電圧電流変換部６６～６８とを含む。
　零相電流に影響するのは各相のデューティ比の平均であり、偏磁電流に影響するのは各相デューティ比の偏差である。ここで、リアクトルＬ１についての電流制御では、リアクトルＬ１に流れる電流または変圧器３０の零相電流を検出値とし、第１ブリッジ回路１２の平均デューティ比を操作量としてリアクトルＬ１の電流が指令値ｉ０＊に追従するようにＰＩ制御部５８によってＰＩ制御する。これに対して偏磁電流を抑制する制御では、変圧器３０の偏磁電流を検出値とし、各相のデューティ比の平均値からのばらつきを操作量として偏磁電流がゼロとなるようにＰＩ制御部５６，５７によってＰＩ制御する。したがって、リアクトルＬ１についての電流制御と、偏磁電流を抑制する制御とは独立に考えることができる。
　偏磁がない理想的な状態では、リアクトルＬ１を通過した電流は３等分され、変圧器３０の１次側巻線に零相電流として流れる。
　１次側巻線に流れる零相電流は第２ブリッジ回路２２へ電力を伝送せず、重ね合わせの原理を基に零相電流のみを取り出して考えた場合、１次側ブリッジ回路１０は、３並列双方向チョッパ回路のように振る舞う。この３並列双方向チョッパ回路は、並列接続した双方向チョッパ回路のリアクトルの一部を結合し、磁束をキャンセルすることで変圧器の役割を持たせ、結合のない場合と比べて磁気素子全体の体積を低減したものである。
　第１ブリッジ回路１２のデューティ比でリアクトルＬ１の電流を制御することによって、１次側電源６０と１次側蓄電ユニット１１との間の電力伝送量を制御できる。
（動作の説明）
　実施の形態３に係る電力変換装置は、２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチの組のオン状態を上下で瞬時に切り替え、その際に切替対象のレグに流れる電流をゼロまたはゼロに近い電流となるよう制御することで、ソフトスイッチング動作可能な領域を拡張する。
　実施の形態１に係る電力変換装置には、１次側電源６０と中間キャパシタ等の蓄電ユニット１１０との電圧比に応じて制御装置５０が１次側ブリッジ回路１０及び２次側ブリッジ回路２０の各スイッチを異なる順序で動作させる動作モードがあり、すべての動作モードが２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチの組が同時にＯＦＦとなる、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態となる期間を持つ特徴がある。
　また、実施の形態１に係る電力変換装置は、２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチの組のオン状態を上下で切り替える際は、上下アームのスイッチの組の一方のスイッチがオン状態となる期間と、上下アームのスイッチの組の他方のスイッチがオン状態となる期間との間に、上下アームのスイッチの組がＯＦＦ－ＯＦＦ状態となる期間を意図的に作り出し、これを利用してソフトスイッチングを行なう。
　従って、２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチの組のオン状態が上下で入れ替わる際には、一連の上下アームのスイッチの組のオン状態の上下での切替動作期間の中にＯＦＦ－ＯＦＦ状態となる期間が存在している必要があった。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の実施の形態１に係る動作においては、２次側のレグがＯＦＦ－ＯＦＦ状態となる期間が存在しているが、これに対して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の実施の形態３に係る動作においては、２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチの組のオン状態を上下で切り替える際には瞬時の切り替え動作をする特徴を持つ。
　ここでの瞬時の切り替え動作とは、デッドタイムを除くＯＦＦ－ＯＦＦ期間を持たず、一般的な双方向チョッパ回路やフルブリッジインバータ回路等のスイッチング動作と同様に、スイッチの状態の切り替えが瞬時に行なわれる様子を指している。さらに、実施の形態３の瞬時切替動作においては、切替対象の上下アームの接続点へ接続された変圧器３０の各相端子から流れる電流がゼロまたはゼロに近い時点において行なうという特徴がある。これを実現すべく、制御装置５０は瞬時切替の際に上下アームの接続点へ接続された変圧器３０の各相端子に流れる電流がゼロまたはゼロに近くなるよう１次側ブリッジ回路１０及び２次側ブリッジ回路２０の各スイッチの切り替えの順序やタイミング、及び１次側ブリッジ回路１０及び２次側ブリッジ回路２０の母線電圧を制御することを特徴とする。
　２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点に接続された三相変圧器３０の各相電流がゼロになる状態は、変圧器３０の各端子に流れる電流を一組にしたベクトルにクラーク変換・パーク変換等の名称で知られる座標変換を施すことで、座標平面上の点として紙面上に表現できる。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の動作の主要な部分は変圧器３０を流れる電流から零相成分を除いた各相電流を表すことで表現でき、クラーク変換・パーク変換等を適宜施すことによって得られる座標平面上へ変圧器３０に流れる各相電流の軌跡を描くことでＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作の主要な部分を表現できる。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００の各相電流を表した座標平面上の電流の軌跡は、１次側ブリッジ回路１０又は２次側ブリッジ回路２０の各スイッチがオン・オフを切り替えるタイミングで折れる折れ線状のグラフとなる。座標平面上に表した各線分が折れる点の座標平面上での位置がスイッチング時点での各相電流を表し、１次側及び２次側のソフトスイッチングの成否を決める重要な要素となる。
　図５０のように、変圧器３０の１次側端子の各相電流を示すの向きを表す１２０°間隔の座標軸を表示した平面上に変圧器３０の各相電流の軌跡を表示する場合、その電流の軌跡が３つの座標軸のどれかの軸上にある点においては、２次側を流れる各相電流の中で、対応する１相の上下アーム接続点へ接続された変圧器３０の端子を流れる電流がゼロとなる。このことは、位相差を持つ三相変圧器３０の１次側の各相端子と２次側の各相端子の関係から導かれる。
　実施の形態３に係る電力変換装置では、制御装置５０は三相変圧器３０の各相電流を座標平面上に表示した軌跡において、各相電流を表す点が三相変圧器３０の１次側端子の各相電流の向きを示す１２０°間隔の座標軸上またはその近傍にある場合において２次側ブリッジ回路２０の上下アームの瞬時切り替えを行う。
　実施の形態３において、２次側のレグを瞬時に切り替える場合には、１次側・２次側のスイッチングのタイミングや母線電圧を制御することで、変圧器電流の軌跡が軸上にあるタイミングで２次側のスイッチの上下を切り替えるように動作する必要がある。電流の軌跡の形状を決める要素としては、変圧器の漏れインダクタンス、変圧器の結合インダクタンス、１次側及び２次側のスイッチ切り替えのタイミング、１次側母線電圧と２次側母線電圧などが主として挙げられる。実施の形態３においては、１次側ブリッジ回路１０の母線電圧、２次側ブリッジ回路２０の母線電圧、変圧器３０の各相電流を検出し、主として操作可能な１次側及び２次側のスイッチ切り替えのタイミングの調節や、１次側母線電圧又は／及び２次側母線電圧の制御によって変圧器３０の各相電流を調節し、座標軸上で見た場合には変圧器３０の各相電流の軌跡を制御することでゼロ電流による２次側レグの切り替えを実現する。
　実施の形態１に係るスイッチング動作では、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態の期間がある場合においては、電流の行き場が無いために、寄生容量やオフ抵抗を無視すれば原理的にレグ中点を流れる電流がゼロとなっており、ＯＦＦ－ＯＦＦ状態の期間があることによって２次側スイッチのゼロ電流による切り替えが実現できる。これに対し、実施の形態３においては２次側のスイッチの切替タイミング時点でレグ中点を流れる電流を厳密にゼロにすることは難しく、ゼロ付近のある程度電流が流れている状態でスイッチングする場合も十分に考えられ、定格動作時の最大電流から１０％以下でのスイッチをソフトスイッチングとみなして動作させるなど、実用上ある程度の許容差を持たせる運用を考慮に入れるべきである。流れる電流が厳密な意味でゼロとならなくとも、制御の結果、例えば定格動作時の最大電流等とくらべて小さな電流で２次側レグの上下切り替えを行う場合には、２次側スイッチのスイッチング損失を低減する効果を見込むことができる。
　実施の形態１に係る電力変換装置が説明するスイッチングパターンによる動作ができない場合は、主として１次側ブリッジ回路の下側オンＤｕｔｙ比の平均が１／３又は２／３の近傍である場合に発生する。例えば、実施の形態３に係る電力変換装置は、１次側母線電圧と２次側母線電圧の比を用いた以下の式（１１）、（１２）の不等式が成立する場合を検出し、実施の形態３に係る動作をするＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００として動作させることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ただし、千鳥―Ｙ巻線のとき、１次側の巻数を２次側の巻数で割った比をｎとすれば、ｄ０は、以下の式（１３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　また、Ｙ－Δ巻線のとき、１次側の巻数を２次側の巻数で割った比をｎとすれば、ｄ０は、以下の式（１４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　また、Ｄ０は、以下の式（１５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　実施の形態４．
　実施の形態４では、２次側ブリッジ回路のＯＦＦ－ＯＦＦ期間の振動を抑制するため抵抗を付け足す。
　実施の形態４に係る電力変換装置は、実施の形態１又は実施の形態２に示したＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００又はＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の構成に加えて、２次側ブリッジ回路２０の正極線又は２次側ブリッジ回路２０の負極線又は２次側ブリッジ回路２０の母線電圧を分割した中性点と、２次側ブリッジ回路２０の各相の上下アームの接続点とを接続する抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３を備える（図５１、図５２）。これらの抵抗は、２次側ブリッジ回路２０の各相の上下アームのスイッチ又はダイオードの組が上下で同時にＯＦＦ状態となる場合において、当該上下アーム接続点に生じうる電圧の振動や、当該上下アーム接続点に接続された変圧器３０の端子を流れうる電流の振動や、当該上下アーム接続点に接続された変圧器３０の端子を流れる電流が流れる経路から影響を受ける各配線上に発生しうる電圧の振動又は電流の振動を抑制する効果がある。
　実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置において、２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチ又はダイオードの組がＯＦＦ－ＯＦＦ状態となる期間においては、２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点は電気回路上、変圧器３０の各相端子のみが接続され、他の配線などからは電気的に切り離された状態となる。このとき２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点は、接続点への微小電流の流入や接続点からの微小電流の流出に対して電圧が容易に変動し得る状態となる。この状態は、例えば２次側ブリッジ回路２０の上下アームのスイッチ又はダイオードが持つ寄生容量成分と変圧器２０の漏れインダクタンス成分による共振現象を引き起こす可能性がある。このような共振現象を引き金として、２次側ブリッジ回路２０の上下アームの接続点の電圧が激しく振動することによる電磁放射ノイズの問題が発生する。ＥＭＣ等の関係でこの問題を許容できない場合、実施の形態１にかかるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１００又は実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路１０１に前記の様な抵抗を付け加えることで、電圧の振動を抑制することができる。抵抗を付け加える場合には、抵抗を追加することによる損失が発生するため、振動現象等の問題を許容できる範囲を元に抵抗値を判断し、できるだけ抵抗値を大きく取ることが望ましい。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　１次側ブリッジ回路、１１，２１　蓄電ユニット、１２　第１ブリッジ回路、２０　２次側ブリッジ回路、２２，１２２　第２ブリッジ回路、３０　変圧器、４０　リアクトルユニット、５０　制御装置、５１，５３　減算器、５４，５５　センサ、５６～５８　ＰＩ制御部、６１　ＰＷＭ制御部、５９，６２　ｄｑ０－ａｂｃ変換部、６０，７０　電源、６６～６８　電圧電流変換部、１００，１０１　コンバータ、３０１　第１巻線、３０１－１　第１巻線部、３０１－２　第２巻線部、３０２　第２巻線、３０２－１　第３巻線部、３０２－２　第４巻線部、３０３　第３巻線、３０３－１　第５巻線部、３０３－２　第６巻線部、３０４　第４巻線、３０５　第５巻線、３０６　第６巻線、３２１　第１コア、３２２　第２コア、３２３　第３コア、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１～Ｃ１６　キャパシタ、Ｄ２１～Ｄ２６　ダイオード、Ｌ１，Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃ　リアクトル、ＮＬ１　第１負極線、ＮＬ２　第２負極線、ＮＰ１　中性点、ＰＬ１　第１正極線、ＰＬ２　第２正極線、ＳＷ１１～ＳＷ１６，ＳＷ２１～ＳＷ２６　スイッチング素子。

Claims (14)

  1. 　少なくとも１次側巻線に中性点を有する変圧器と、
    　前記中性点と１次側電源との間に接続される第１リアクトルと、
    　第１正極線と第１負極線とで構成される第１母線対と、
    　前記第１正極線と前記第１負極線との間に接続される蓄電ユニットと、
    　前記第１母線対と前記１次側巻線とに接続される第１ブリッジ回路と、
    　第２正極線と第２負極線とで構成される第２母線対と、
    　前記変圧器の２次側巻線と前記第２母線対との間に接続される第２ブリッジ回路とを備え、前記第２母線対には負荷回路が接続される、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 　前記第１ブリッジ回路は、前記第１正極線と前記第１負極線との間に接続される第１レグを含み、
    　前記第１レグは、前記第１正極線と前記第１負極線との間に直列接続される第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を含み、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子のスイッチングデューティー比を制御する制御装置をさらに備え、
    　前記制御装置は、前記１次側電源の電圧の変化に応じて前記スイッチングデューティー比を決定する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 　前記第１ブリッジ回路は、前記第１正極線と前記第１負極線との間に並列に接続される第１レグ、第２レグおよび第３レグを含み、
    　前記第１レグは、前記第１正極線と前記第１負極線との間に直列接続される第１スイッチング素子および第２スイッチング素子を含み、
    　前記第２レグは、前記第１正極線と前記第１負極線との間に直列接続される第３スイッチング素子および第４スイッチング素子を含み、
    　前記第３レグは、前記第１正極線と前記第１負極線との間に直列接続される第５スイッチング素子および第６スイッチング素子を含み、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１～第６スイッチング素子のスイッチングデューティー比を制御する制御装置をさらに備え、
    　前記制御装置は、前記１次側電源の電圧の変化に応じて前記スイッチングデューティー比を決定する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 　前記変圧器は、１次側入出力と２次側入出力に位相差を持たせるように構成される、請求項１～３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 　前記変圧器の巻線方式は千鳥－Ｙ結線方式である、請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 　前記変圧器は、
    　第１コア、第２コアおよび第３コアと、
    　前記１次側巻線を構成する第１巻線、第２巻線および第３巻線と、
    　前記２次側巻線を構成する、第４巻線、第５巻線および第６巻線とを含み、
    　前記第１巻線は、第１巻線部と第２巻線部とに分割され、
    　前記第２巻線は、第３巻線部と第４巻線部とに分割され、
    　前記第３巻線は、第５巻線部と第６巻線部とに分割され、
    　前記第１コアには、前記第１巻線部、前記第６巻線部および前記第４巻線が巻回され、
    　前記第２コアには、前記第２巻線部、前記第３巻線部および前記第５巻線が巻回され、
    　前記第３コアには、前記第４巻線部、前記第５巻線部および前記第６巻線が巻回される、請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 　前記変圧器の巻線方式はＹ－Δ結線方式である、請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 　前記変圧器の一次側巻線と前記第１ブリッジ回路の出力との間に挿入された第２リアクトルをさらに備える、請求項１～７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２ブリッジ回路においてＺＣＳターンオンを行なうように、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう、請求項４～８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  10. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１ブリッジ回路のスイッチング素子と並列に接続された外付けのキャパシタをさらに備え、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記外付けのキャパシタを用いて、前記第１ブリッジ回路の上下アームのＯＮ／ＯＦＦ切り替えをゼロボルテージトランジッション動作によって行なうように、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう、請求項４～８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 　前記第２ブリッジ回路は、ダイオードブリッジ回路であり、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記１次側電源から前記負荷回路へ片方向の電力伝送を行なう、請求項４～８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１ブリッジ回路のスイッチング素子と並列に接続された外付けのキャパシタをさらに備え、
    　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記外付けのキャパシタを用いて、前記第１ブリッジ回路の上下アームのＯＮ／ＯＦＦ切り替えをゼロボルテージトランジッション動作によって行なうように、前記第１ブリッジ回路および前記第２ブリッジ回路のスイッチング素子のスイッチング制御を行なう、請求項１１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  13. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２ブリッジ回路の上下アームの切り替え時にデッドタイムを設け、前記第２ブリッジ回路の上下アームに流れる電流がゼロまたはほぼゼロの状態で上下アームの切り替え動作を行う、請求項４～８、１０のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  14. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２ブリッジ回路の上下アームの接続点と前記第２ブリッジ回路の正極線または負極線または分圧コンデンサ等で生成した中性点とを接続する抵抗を備え、前記第２ブリッジ回路の上下アームの接続点に発生しうる電圧の振動を抑制する、請求項９～１２のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
PCT/JP2018/013086 2017-08-23 2018-03-29 Ｄｃ／ｄｃコンバータ WO2019038979A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE112018004721.0T DE112018004721T5 (de) 2017-08-23 2018-03-29 DC/DC Wandler
CN201880047627.9A CN110945771B (zh) 2017-08-23 2018-03-29 Dc/dc转换器
US16/622,630 US11128222B2 (en) 2017-08-23 2018-03-29 DC/DC converter
JP2018540484A JP6461439B1 (ja) 2017-08-23 2018-03-29 Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017159991 2017-08-23
JP2017-159991 2017-08-23

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019038979A1 true WO2019038979A1 (ja) 2019-02-28

Family

ID=65438558

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/013086 WO2019038979A1 (ja) 2017-08-23 2018-03-29 Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11128222B2 (ja)
CN (1) CN110945771B (ja)
DE (1) DE112018004721T5 (ja)
WO (1) WO2019038979A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110907781A (zh) * 2019-12-30 2020-03-24 华北电力大学 一种高频变压器绝缘测试系统及其使用方法
WO2021107480A1 (ko) * 2019-11-26 2021-06-03 엘지이노텍 주식회사 Dc-dc 컨버터

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10897210B2 (en) * 2017-05-25 2021-01-19 Sharp Kabushiki Kaisha DC/DC converter for reducing switching loss in a case where zero voltage switching is not achieved
CN109787498B (zh) * 2019-03-06 2019-10-18 山东大学 全功率因数范围三电平变流器中点平衡控制方法及系统
JP6747569B1 (ja) * 2019-11-21 2020-08-26 富士電機株式会社 電力変換装置、制御方法、および制御プログラム
WO2021221626A1 (en) * 2020-04-29 2021-11-04 General Electric Company Power electronics building blocks (pebbs) with enhanced power density, reduced size, isolated power ports
US11404966B2 (en) * 2020-07-02 2022-08-02 Delta Electronics, Inc. Isolated multi-phase DC/DC converter with reduced quantity of blocking capacitors
TWI759932B (zh) * 2020-11-02 2022-04-01 國立臺灣科技大學 交錯式三相y-三角接電源轉換器
CN113346756B (zh) * 2021-05-26 2022-11-11 合肥工业大学 三相双向dc-dc变换器拓扑及移相控制方法
DE102021116287A1 (de) 2021-06-23 2022-12-29 Compleo Charging Solutions Ag Gleichspannungswandler und Betriebsverfahren für eine Versorgungsstation
DE102021116288A1 (de) 2021-06-23 2022-12-29 Compleo Charging Solutions Ag Betriebsverfahren für eine Versorgungsstation
DE102021117329A1 (de) 2021-07-05 2023-01-05 Compleo Charging Solutions Ag Versorgungsstation
KR102629309B1 (ko) * 2021-11-24 2024-01-24 경북대학교 산학협력단 커패시터 리플 감소를 위한 지그재그 변압기를 이용한 3레벨 npc 컨버터

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09252576A (ja) * 1996-03-18 1997-09-22 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置のスナバ回路
JP2005110384A (ja) * 2003-09-30 2005-04-21 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2009148107A (ja) * 2007-12-17 2009-07-02 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
JP2010004724A (ja) * 2008-05-23 2010-01-07 Origin Electric Co Ltd 直列共振型コンバータ
JP2014230460A (ja) * 2013-05-27 2014-12-08 株式会社デンソー 電力変換装置
JP2015027196A (ja) * 2013-07-26 2015-02-05 新電元工業株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
JP2016073121A (ja) * 2014-09-30 2016-05-09 株式会社デンソー スイッチング電源装置
JP2016208693A (ja) * 2015-04-23 2016-12-08 住友電気工業株式会社 電力変換装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2767612B1 (fr) * 1997-08-21 2002-06-14 Gec Alsthom Transport Sa Dispositif de conversion d'energie a courant continu
JP4003409B2 (ja) * 2001-03-30 2007-11-07 株式会社豊田自動織機 多出力電力変換回路
US7098624B2 (en) * 2002-07-12 2006-08-29 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Method and system for detecting the disconnection of an auxiliary power supply from a poly-phase motor
TWI429176B (zh) * 2011-03-31 2014-03-01 Nat Univ Tsing Hua 高升壓比直流轉換器
KR101284331B1 (ko) * 2011-12-09 2013-07-08 성균관대학교산학협력단 친환경 차량의 충전장치 및 방법
CN104756385B (zh) * 2012-10-31 2018-07-06 麻省理工学院 用于可变频率倍增器功率转换器的系统和方法
CH707553B1 (de) 2013-02-04 2017-07-14 Eth Zürich Eth Transfer Elektrischer Leistungswandler zur DC/DC-Wandlung mit dualen aktiven Brücken.
CN103560674A (zh) * 2013-10-15 2014-02-05 南京航空航天大学 一种三相三电平llc谐振直流变换器及其控制方法
JP2015202001A (ja) * 2014-04-09 2015-11-12 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
WO2016038966A1 (ja) 2014-09-11 2016-03-17 株式会社村田製作所 電力変換装置
JP6217655B2 (ja) 2015-01-15 2017-10-25 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置
JP6382739B2 (ja) * 2015-02-17 2018-08-29 株式会社Ｓｏｋｅｎ Ｄｃｄｃコンバータ
EP3320612A1 (en) * 2016-07-07 2018-05-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Four-switch three phase dc-dc resonant converter
DE102017212224B4 (de) * 2016-08-23 2019-10-31 Siemens Healthcare Gmbh Hochspannungsgenerator für ein Röntgengerät

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09252576A (ja) * 1996-03-18 1997-09-22 Fuji Electric Co Ltd 直流−直流変換装置のスナバ回路
JP2005110384A (ja) * 2003-09-30 2005-04-21 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2009148107A (ja) * 2007-12-17 2009-07-02 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
JP2010004724A (ja) * 2008-05-23 2010-01-07 Origin Electric Co Ltd 直列共振型コンバータ
JP2014230460A (ja) * 2013-05-27 2014-12-08 株式会社デンソー 電力変換装置
JP2015027196A (ja) * 2013-07-26 2015-02-05 新電元工業株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
JP2016073121A (ja) * 2014-09-30 2016-05-09 株式会社デンソー スイッチング電源装置
JP2016208693A (ja) * 2015-04-23 2016-12-08 住友電気工業株式会社 電力変換装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021107480A1 (ko) * 2019-11-26 2021-06-03 엘지이노텍 주식회사 Dc-dc 컨버터
CN110907781A (zh) * 2019-12-30 2020-03-24 华北电力大学 一种高频变压器绝缘测试系统及其使用方法
CN110907781B (zh) * 2019-12-30 2021-01-05 华北电力大学 一种高频变压器绝缘测试系统及其使用方法

Also Published As

Publication number Publication date
DE112018004721T5 (de) 2020-06-10
CN110945771A (zh) 2020-03-31
CN110945771B (zh) 2022-12-06
US20200274443A1 (en) 2020-08-27
US11128222B2 (en) 2021-09-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2019038979A1 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP4910078B1 (ja) Ｄｃ／ｄｃ変換器およびａｃ／ｄｃ変換器
US8780585B2 (en) Double phase-shifting full-bridge DC-to-DC converter
US11316433B2 (en) Power conversion device including first and second bridge circuits
EP2477304A1 (en) Method and apparatus for generating a charging circuit
US20140254226A1 (en) Power conversion device
JP4797663B2 (ja) スイッチング電源装置
WO2018061286A1 (ja) 電力変換装置
WO2017049250A1 (en) Pwm scheme based on space vector modulation for three-phase rectifier converters
US10141851B2 (en) Resonant DC to DC power converter
Takagi et al. Dynamic control and dead-time compensation method of an isolated dual-active-bridge DC-DC converter
JP6489099B2 (ja) コンバータを含む電源回路及びそれを用いた電源システム
US20210344275A1 (en) Transformer converter with center tap inductance
JP6461439B1 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2020102933A (ja) スイッチング電源装置及びその制御方法
WO2017090118A1 (ja) 電力変換装置および鉄道車両
JP2014068491A (ja) 共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP7248225B2 (ja) 電力変換装置の制御装置
US20210320595A1 (en) Adapter device for bidirectional operation
JP2011024346A (ja) 直流安定化電源回路
JP6333699B2 (ja) 直列共振電力転送装置
US20240039416A1 (en) Bidirectional DC-DC Converter
JP7226219B2 (ja) 絶縁型ｄｃ／ｄｃ変換器
JP7029269B2 (ja) 電力変換装置
JP5030800B2 (ja) 電力変換回路及び単相／三相電力変換回路

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018540484

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18847542

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18847542

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1