CN113346756B - 三相双向dc-dc变换器拓扑及移相控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种新型三相双向DC‑DC变换器拓扑及移相控制方法，属于电力控制领域。它首先提出了一种新型的三相双向DC‑DC变换器拓扑，包括原边、副边侧直流电源，原边、副边侧滤波电容，原边侧、副边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感。同时提出了移相电感参数的设计方法，在考虑了输出功率、电流应力以及电流有效值等方面后得到了电感的设计依据。另外，提出了一种移相控制方法，通过移相控制使得原副边三相桥臂驱动信号整体移相一个角度，且原边和副边的三相桥臂脉冲相差120°，同时设置死区时间，通过仅改变副边直流输出电流指令值的大小和方向，实现变换器功率正反向传输的平滑切换。

Description

三相双向DC-DC变换器拓扑及移相控制方法

技术领域

本发明涉及三相双向DC-DC变换器领域，具体涉及一种三相双向DC-DC变换器拓扑、电感参数设计及移相控制方法。

背景技术

随着全球范围内新能源发电装机容量的增加以及电力电子技术的不断发展，分布式和储能型电源的需求量递增，更多的功率变换器需要工作在功率双向传输的场合。双向DC-DC变换器，作为连接两个直流母线的桥梁，在UPS系统、航天电源系统及新能源储能系统等场合应用广泛，吸引了越来越多国内外学者的研究。现有双向DC-DC变换器存在三个方面的挑战：一方面是拓扑结构的设计，结构简单、低成本、宽电压范围及大容量等是未来双向DC-DC变换器的发展趋势；另一个方面是变换器功率电路的设计，这些参数直接影响变换器的整体性能；最后一个方面是控制方法的优化，如何有效实现功率双向流动平滑切换且控制策略易实现是当前的研究热点。

针对双向DC-DC拓扑结构和控制方法国内外专家学者们提出了一些方法，主要有：

题为“Evaluation of a high-power three-phase dual active bridge DC-DCconverter with three-level phase-legs”【2016 18th European Conference on PowerElectronics and Applications】、题为《大功率三电平三相双有源桥式直流-直流变换器的评估》，(2016年第18届欧洲电力电子与应用会议)的文章提出了三变量的调制策略，可以实现全功率范围内的软开关，且实现了功率双向流动，但控制策略复杂，不易于工程实现。题为基于《柔性直流输电系统主回路换相电感的参数设计》，(《黑龙江电力，第38卷第5期》447～450页)的文章针对换相电感的设计主要考虑电感是否满足功率传输、电流快速跟踪以及谐波电流抑制等方面的需求，并没有对电流应力、电流最大有效值对系统承受范围的影响进行研究。题为《基于TMS320F2812生成移相PWM的2种办法》，(《海军航空工程学院学报》，2020年第35卷第6期478～482页)的文章提出了PWM移相控制方法，但它只提出了两路PWM波的移相方法，并没有对多路PWM波的移相办法进行说明。中国专利文献《一种新型双向DC-DC变换器》(CN110729902A)提出了一种改进型单相DAB结构，但其采用的单相结构，功率等级低，输出电流纹波较大，且这种结构由于高频变压器的存在，成本较高。上述文献均有涉及到双向DC-DC变换器、电感参数设计及移相控制方法，但均有不足之处，具体为：

1、很难兼顾双向DC-DC拓扑结构简单、容量大且同功率等级下成本低等方面；

2、对三相双向DC-DC移相电感参数的设计研究尚少，缺乏合理的电感参数设计依据；

2、对于多路PWM波移相控制的生成过程均未具体介绍，且对于死区时间的配置过程并没有涉及，对功率正反向切换暂态过程中如何保持稳定的移相角输出提及甚少且控制策略复杂。

发明内容

本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性，针对三相双向DC-DC变换器拓扑结构复杂的问题，提出了一种新型拓扑，减小了同功率等级下的设备成本，并给出了电感的参数设计的依据，最后通过优化控制策略，在一种控制模式下就能实现功率正反向切换，提出了一种移相控制方法。

本发明的目的是这样实现的，本发明提供了一种三相双向DC-DC变换器拓扑，其特征在于，包括一个原边侧直流电源V₁、一个副边侧直流电源V₂和一个双向DC-DC模块；所述双向DC-DC模块包括一个原边侧滤波电容C₁、一个原边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感、一个副边侧三相桥式电路和一个副边侧滤波电容C₂；所述三个相同的移相电感分别记为L_x，x＝1，2，3；所述双向DC-DC模块的原边侧滤波电容C₁与原边侧直流电源V₁的正负母线并联，所述副边侧滤波电容C₂与副边侧直流电源V₂的正负母线并联；

所述原边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管T₁₁、开关管T₁₂、开关管T₁₃、开关管T₁₄、开关管T₁₅和开关管T₁₆，其中，开关管T₁₁的发射极和开关管T₁₄的集电极串联组成原边侧第一相桥臂，开关管T₁₁的发射极和开关管T₁₄的集电极的接点记为原边侧第一相桥臂中点，开关管T₁₂的发射极和开关管T₁₅的集电极串联组成原边侧第二相桥臂，开关管T₁₂的发射极和开关管T₁₅的集电极的接点记为原边侧第二相桥臂中点，开关管T₁₃的发射极和开关管T₁₆的集电极串联组成原边侧第三相桥臂，开关管T₁₃的发射极和开关管T₁₆的集电极的接点记为原边侧第三相桥臂中点；所述原边侧第一相桥臂、原边侧第二相桥臂和原边侧第三相桥臂并联在原边侧直流电源V₁的正负直流母线之间；

所述副边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管T₂₁、开关管T₂₂、开关管T₂₃、开关管T₂₄、开关管T₂₅和开关管T₂₆，其中，开关管T₂₁的发射极和开关管T₂₄的集电极串联组成副边侧第一相桥臂，开关管T₂₁的发射极和开关管T₂₄的集电极的接点记为副边侧第一相桥臂中点，开关管T₂₂的发射极和开关管T₂₅的集电极串联组成副边侧第二相桥臂，开关管T₂₂的发射极和开关管T₂₅的集电极的接点记为副边侧第二相桥臂中点，开关管T₂₃的发射极和开关管T₂₆的集电极串联组成副边侧第三相桥臂，开关管T₂₃的发射极和开关管T₂₆的集电极的接点记为副边侧第三相桥臂中点；所述副边侧第一相桥臂、副边侧第二相桥臂和副边侧第三相桥臂并联在副边侧直流电源V₂的正负直流母线之间；

所述原边侧第一相桥臂中点与副边侧第一相桥臂中点之间通过移相电感L₁串联连接，所述原边侧第二相桥臂中点与副边侧第二相桥臂中点之间通过移相电感L₂串联连接，所述原边侧第三相桥臂中点与副边侧第三相桥臂中点之间通过移相电感L₃串联连接；

令三相双向DC-DC变换器输出功率最大值为P_max、三相双向DC-DC变换器能承受的最大冲击电流为I_{LM_max}，移相电感L_x的电流最大有效值为I_{Lx_maxrms}，且三相双向DC-DC变换器额定输出功率P_N、移相电感L_x的最大电流应力I_{Lx_max}、移相电感L_x的电流有效值I_{Lx_rms}分别满足以下关系：

η₁P_N≤P_max

η₂I_{Lx_max}≤I_{LM_max}

η₃I_{Lx_rms}≤I_{Lx_maxrms}

其中，η₁为功率裕量系数，η₂为电流应力系数，η₃为电流有效值裕量系数；

则移相电感L_x的取值范围如下：

其中，L为移相电感L_x的值，V_1n为原边侧直流电源V₁的额定值，f为开关频率，V_{1_min}为原边侧直流电源V₁取值的最小值，V_{1_max}为原边侧直流电源V₁取值的最大值，V_{2_min}为副边侧直流电源V₂取值的最小值。

本发明还提供了一种三相双向DC-DC变换器的移相控制方法，步骤如下：

步骤1，令副边侧直流电源V₂的直流输出电流指令值为

定义功率传输的状态：

若

功率由原边侧直流电源V₁流向副边侧直流电源V₂，定义为功率正向传输；

若

功率由副边侧直流电源V₂流向原边侧直流电源V₁，定义为功率反向传输；

若

功率不发生传输；

步骤2，采样副边侧直流电源V₂的直流输出电流I_out，计算直流输出电流误差信号ΔI_out，

将直流输出电流误差信号ΔI_out送入PI调节器得到移相值P_sh，所述PI调节器的函数表达式为：

其中，K_p为PI调节器比例系数，K_i为PI调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，

角度前馈系数；

步骤3，将移相值P_sh送入TMS320F28335微处理器里的EPWM模块，生成原边侧三相桥式电路6个开关管及副边侧三相桥式电路6个开关管的驱动信号，驱动信号生成过程如下：

步骤3.1，定义驱动信号及载波；

将开关管T₁₁、开关管T₁₂、开关管T₁₃、开关管T₁₄、开关管T₁₅、开关管T₁₆、开关管T₂₁、开关管T₂₂、开关管T₂₃、开关管T₂₄、开关管T₂₅、开关管T₂₆的驱动信号分别记为驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂、驱动信号PWM₁₂、驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅、驱动信号PWM₁₆、驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂、驱动信号PWM₂₃、驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅、驱动信号PWM₂₆；

定义以下载波：驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₄的三角载波为载波VT₁，驱动信号PWM₁₂、驱动信号PWM₁₅的三角载波为载波VT₂，驱动信号PWM₁₃、PWM₁₆的三角载波为载波VT₃，驱动信号PWM₂₁、PWM₂₄的三角载波为载波VT₁ ^*，驱动信号PWM₂₂、PWM₂₅的三角载波为载波

驱动信号PWM₂₃、PWM₂₆的三角载波为载波

步骤3.2，定义计数模式及驱动信号间的相位差；

令载波VT₁和载波VT₁ ^*的初始相位值为P₁，载波VT₁和载波VT₁ ^*为同步后递增计数模式；令载波VT₂和载波

的初始相位值为P₂，载波VT₂和载波

为同步后递减计数模式；令载波VT₃和载波

的初始相位值为P₃，载波VT₃和载波

为同步后递增计数模式；

令载波VT₁、载波VT₁ ^*、载波VT₂、载波

载波VT₃、载波

的载波峰值均为TBPRD，载波频率等于开关频率f，周期

则三个初始相位值的计算式如下：

P₁＝0

则驱动信号PWM₁₁与驱动信号PWM₁₂相位差、驱动信号PWM₁₄与驱动信号PWM₁₅相位差、驱动信号PWM₂₁与驱动信号PWM₂₂相位差、驱动信号PWM₂₄与PWM₂₅相位差均为

驱动信号PWM₁₂与驱动信号PWM₁₃相位差、驱动信号PWM₁₅与驱动信号PWM₁₆相位差、驱动信号PWM₂₂与驱动信号PWM₂₃相位差、驱动信号PWM₂₅与驱动信号PWM₂₆相位差均为

即驱动信号PWM₁₁与驱动信号PWM₁₂相位差、驱动信号PWM₁₄与驱动信号PWM₁₅相位差、驱动信号PWM₂₁与驱动信号PWM₂₂相位差、驱动信号PWM₂₄与驱动信号PWM₂₅相位差、驱动信号PWM₁₂与驱动信号PWM₁₃相位差、驱动信号PWM₁₅与驱动信号PWM₁₆相位差、驱动信号PWM₂₂与驱动信号PWM₂₃相位差、驱动信号PWM₂₅与驱动信号PWM₂₆相位差均为120°；

步骤3.3，配置原副边三相桥式电路开关管驱动信号的死区值；

令驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃处于上升沿延迟状态，上升沿延迟值记为原边上升沿延迟值RED₁；

令驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆处于下降沿延迟状态，下降沿延迟值记为原边下降沿延迟值FED₁；

令驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃处于上升沿延迟状态，上升沿延迟值为副边上升沿延迟值RED₂；

令驱动信号PWM₂₄，驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆处于下降沿延迟状态，下降沿延迟值为副边下降沿延迟值FED₂；

步骤3.4，计算原边侧三相桥式电路开关管的占空比；

将载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃的上升沿比较值记为原边载波上升沿比较值CMPA₁，将载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃的下降沿比较值记为原边载波下降沿比较值CMPA₂，

令原边载波递增计数值为A₁，原边载波递减计数值为A₂，则：

当载波VT₁、载波VT₂、载波VT₃处于递增计数时，若A₁＞CMPA₁+RED₁，驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃置为高电平；若A₁＞CMPA₁，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆置为低电平；

当载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃处于递减计数时，若A₂＜CMPA₂，驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃置为低电平；若A₂＜CMPA₂-FED₁时，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆置为高电平；

将驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃的占空比记为原边上桥臂开关管占空比D₁，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆的占空比记为原边下桥臂占空比D₂，计算式分别如下：

步骤3.5，计算副边侧三相桥式电路开关管的占空比；

将载波VT₁ ^*、载波

和载波

的上升沿比较值记为副边载波上升沿比较值CMPB₁，将载波VT₁ ^*、载波

和载波

的下降沿比较值记为副边载波下降沿比较值CMPB₂，其表达式分别为：

令副边载波递增计数值为B₁，副边载波递减计数值为B₂，则：

当载波VT₁ ^*、载波

和载波

处于递增计数时，若B₁＞CMPB₁+RED₂，驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃置为高电平，若B₁＞CMPB₁，驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆置为低电平；

当载波VT₁ ^*、载波

和载波

处于递减计数时，若B₂＞CMPB₂，驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃置为低电平，若B₂＜CMPB₂-FED₂时驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆置为高电平；

将驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃的占空比记为副边上桥臂开关管占空比d₁，驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆的占空比记为副边下桥臂开关管占空比d₂，计算式分别如下；

步骤3.6，将驱动信号PWM₁₁和驱动信号PWM₂₁的相位差记为上桥臂相位差θ_Psh1，驱动信号PWM₁₄和PWM₂₄的相位差记为下桥臂相位差θ_Psh2，利用移相角公式计算上桥臂相位差θ_Psh1和下桥臂相位差θ_Psh2：

驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₂₂的相位差、驱动信号PWM₁₃和驱动信号PWM₂₃的相位差均为上桥臂相位差θ_Psh1，驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₂₅的相位差、驱动信号PWM₁₆和驱动信号PWM₂₆的相位差均为下桥臂相位差θ_Psh2。

优选地，所述TMS320F28335微处理器为TI公司研发的TMS320C28x系列的DSP处理器。

相对于现有技术，本发明的有益效果是：

1.提出了一种三相双向DC-DC变换器拓扑，与现有三相双有源桥变换器相比，由于没有高频变压器，在相同功率等级条件下，有效降低了设备成本；

2.提出了一种移相电感参数的设计方法，在考虑输出功率、电流应力以及电流有效值等方面对电感参数的选取提供了设计依据；

3.本发明提供的移相控制方法能够实现多路PWM的移相控制，同时配置死区时间，避免上下开关管直通的可能，在保证移相角输出稳定的同时，能够只控制直流输出电流给定值的大小和方向，使三相双向DC-DC变换器实现功率正向传输、反向传输以及正反向传输切换，无需改变控制模式，控制方法简单。

附图说明

图1是本发明实施例中一种三相双向DC-DC变换器拓扑图。

图2是本发明实施例中移相电感取值范围图。

图3是本发明实施例中提出的移相控制方法所采用的控制图。

图4是本发明实施例中步骤3的示意图。

图5是本发明实施例中原边副边侧直流电源V₂的直流输出电流I_out和移相电感L₁的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

图1是本发明实施例中一种三相双向DC-DC变换器拓扑图。由图1可见，所述一种三相双向DC-DC变换器拓扑包括一个原边侧直流电源V₁、一个副边侧直流电源V₂和一个双向DC-DC模块；所述双向DC-DC模块包括一个原边侧滤波电容C₁、一个原边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感、一个副边侧三相桥式电路和一个副边侧滤波电容C₂；所述三个相同的移相电感分别记为L_x，x＝1，2，3；所述双向DC-DC模块的原边侧滤波电容C₁与原边侧直流电源V₁的正负母线并联，所述副边侧滤波电容C₂与副边侧直流电源V₂的正负母线并联。

所述原边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管T₁₁、开关管T₁₂、开关管T₁₃、开关管T₁₄、开关管T₁₅和开关管T₁₆，其中，开关管T₁₁的发射极和开关管T₁₄的集电极串联组成原边侧第一相桥臂，开关管T₁₁的发射极和开关管T₁₄的集电极的接点记为原边侧第一相桥臂中点，开关管T₁₂的发射极和开关管T₁₅的集电极串联组成原边侧第二相桥臂，开关管T₁₂的发射极和开关管T₁₅的集电极的接点记为原边侧第二相桥臂中点，开关管T₁₃的发射极和开关管T₁₆的集电极串联组成原边侧第三相桥臂，开关管T₁₃的发射极和开关管T₁₆的集电极的接点记为原边侧第三相桥臂中点；所述原边侧第一相桥臂、原边侧第二相桥臂和原边侧第三相桥臂并联在原边侧直流电源V₁的正负直流母线之间。

所述副边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管T₂₁、开关管T₂₂、开关管T₂₃、开关管T₂₄、开关管T₂₅和开关管T₂₆，其中，开关管T₂₁的发射极和开关管T₂₄的集电极串联组成副边侧第一相桥臂，开关管T₂₁的发射极和开关管T₂₄的集电极的接点记为副边侧第一相桥臂中点，开关管T₂₂的发射极和开关管T₂₅的集电极串联组成副边侧第二相桥臂，开关管T₂₂的发射极和开关管T₂₅的集电极的接点记为副边侧第二相桥臂中点，开关管T₂₃的发射极和开关管T₂₆的集电极串联组成副边侧第三相桥臂，开关管T₂₃的发射极和开关管T₂₆的集电极的接点记为副边侧第三相桥臂中点；所述副边侧第一相桥臂、副边侧第二相桥臂和副边侧第三相桥臂并联在副边侧直流电源V₂的正负直流母线之间。

所述原边侧第一相桥臂中点与副边侧第一相桥臂中点之间通过移相电感L₁串联连接，所述原边侧第二相桥臂中点与副边侧第二相桥臂中点之间通过移相电感L₂串联连接，所述原边侧第三相桥臂中点与副边侧第三相桥臂中点之间通过移相电感L₃串联连接。

本实施例中的具体电气参数如下：原边侧直流电源V₁的变化范围为550～650V，副边侧直流电源V₂的变化范围为550～650V，原边侧滤波电容C₁＝600μF，副边侧滤波电容C₂＝600μF。

图2是本发明提出的电感参数设计方法所设计出的移相电感取值范围图。所述移相电感L_x的取值范围按照以下方法确定：

令三相双向DC-DC变换器输出功率最大值为P_max、三相双向DC-DC变换器能承受的最大冲击电流为I_{LM_max}，移相电感L_x的电流最大有效值为I_{Lx_maxrms}，且三相双向DC-DC变换器额定输出功率P_N、移相电感L_x的最大电流应力I_{Lx_max}、移相电感L_x的电流有效值I_{Lx_rms}分别满足以下关系：

η₁P_N≤P_max

η₂I_{Lx_max}≤I_{LM_max}

η₃I_{Lx_rms}≤I_{Lx_maxrms}

其中，η₁为功率裕量系数，η₂为电流应力系数，η₃为电流有效值裕量系数。

在本实施例中，取η₁＝1.1，取η₂＝1.2，取η₃＝1.1，取P_N＝15kW，取I_{LM_max}＝100A，取I_{Lx_maxrms}＝50A。

则移相电感L_x的取值范围如下：

其中，L为移相电感L_x的值，V_1n为原边侧直流电源V₁的额定值，f为开关频率，V_{1_min}为原边侧直流电源V₁取值的最小值，V_{1_max}为原边侧直流电源V₁取值的最大值，V_{2_min}为副边侧直流电源V₂取值的最小值。

在本实施例中，取V_1n＝600V，取f＝20kHz，取V_{1_min}＝550V，取V_{1_max}＝650V，取V_{2_min}＝550V。

在本实施例中，移相电感L_x的取值范围为49.3μH≤L≤76.4μH。

在本实施例中，取L＝72μH。

图3是本发明提出的移相控制方法所采用的控制图，本发明所述移相控制方法包括以下步骤：

步骤1，令副边侧直流电源V₂的直流输出电流指令值为

并定义功率传输的状态：

若

功率由原边侧直流电源V₁流向副边侧直流电源V₂，定义为功率正向传输；

若

功率由副边侧直流电源V₂流向原边侧直流电源V₁，定义为功率反向传输；

若

功率不发生传输。

步骤2，采样副边侧直流电源V₂的直流输出电流I_out，计算直流输出电流误差信号ΔI_out，

将直流输出电流误差信号ΔI_out送入PI调节器得到移相值P_sh，所述PI调节器的函数表达式为：

其中，K_p为PI调节器比例系数，K_i为PI调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，

角度前馈系数。

在本实施例中，取K_p＝2，取K_i＝1500，取

步骤3，将移相值P_sh送入TMS320F28335微处理器里的EPWM模块，生成原边侧三相桥式电路6个开关管及副边侧三相桥式电路6个开关管的驱动信号，驱动信号生成过程如下：

步骤3.1，定义驱动信号及载波。

将开关管T₁₁、开关管T₁₂、开关管T₁₃、开关管T₁₄、开关管T₁₅、开关管T₁₆、开关管T₂₁、开关管T₂₂、开关管T₂₃、开关管T₂₄、开关管T₂₅、开关管T₂₆的驱动信号分别记为驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂、驱动信号PWM₁₃、驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅、驱动信号PWM₁₆、驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂、驱动信号PWM₂₃、驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅、驱动信号PWM₂₆；

定义以下载波：驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₄的三角载波为载波VT₁，驱动信号PWM₁₂、驱动信号PWM₁₅的三角载波为载波VT₂，驱动信号PWM₁₃、PWM₁₆的三角载波为载波VT₃，驱动信号PWM₂₁、PWM₂₄的三角载波为载波VT₁ ^*，驱动信号PWM₂₂、PWM₂₅的三角载波为载波

驱动信号PWM₂₃、PWM₂₆的三角载波为载波

步骤3.2，定义计数模式及驱动信号间的相位差。

令载波VT₁和载波VT₁ ^*的初始相位值为P₁，载波VT₁和载波VT₁ ^*为同步后递增计数模式；令载波VT₂和载波

的初始相位值为P₂，载波VT₂和载波

为同步后递减计数模式；令载波VT₃和载波

的初始相位值为P₃，载波VT₃和载波

为同步后递增计数模式。

令载波VT₁、载波VT₁ ^*、载波VT₂、载波

载波VT₃、载波

的载波峰值均为TBPRD，载波频率等于开关频率f，周期

则三个初始相位值的计算式如下：

P₁＝0

则驱动信号PWM₁₁与驱动信号PWM₁₂相位差、驱动信号PWM₁₄与驱动信号PWM₁₅相位差、驱动信号PWM₂₁与驱动信号PWM₂₂相位差、驱动信号PWM₂₄与PWM₂₅相位差均为

驱动信号PWM₁₂与驱动信号PWM₁₃相位差、驱动信号PWM₁₅与驱动信号PWM₁₆相位差、驱动信号PWM₂₂与驱动信号PWM₂₃相位差、驱动信号PWM₂₅与驱动信号PWM₂₆相位差均为

即驱动信号PWM₁₁与驱动信号PWM₁₂相位差、驱动信号PWM₁₄与驱动信号PWM₁₅相位差、驱动信号PWM₂₁与驱动信号PWM₂₂相位差、驱动信号PWM₂₄与驱动信号PWM₂₅相位差、驱动信号PWM₁₂与驱动信号PWM₁₃相位差、驱动信号PWM₁₅与驱动信号PWM₁₆相位差、驱动信号PWM₂₂与驱动信号PWM₂₃相位差、驱动信号PWM₂₅与驱动信号PWM₂₆相位差均为120°。

在本实施例中，取TBPRD＝3750，取f＝20Hz，取T＝5×10^-5s。

在本实施例中，P₁＝0，P₂＝2500，P₃＝2500。

步骤3.3，配置原副边三相桥式电路开关管驱动信号的死区值。

令驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃处于上升沿延迟状态，上升沿延迟值记为原边上升沿延迟值RED₁；

令驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆处于下降沿延迟状态，下降沿延迟值记为原边下降沿延迟值FED₁；

令驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃处于上升沿延迟状态，上升沿延迟值为副边上升沿延迟值RED₂；

令驱动信号PWM₂₄，驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆处于下降沿延迟状态，下降沿延迟值为副边下降沿延迟值FED₂。

在本实施例中，取RED₁＝FED₁＝RED₂＝FED₂＝225。

步骤3.4，计算原边侧三相桥式电路开关管的占空比。

将载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃的上升沿比较值记为原边载波上升沿比较值CMPA₁，将载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃的下降沿比较值记为原边载波下降沿比较值CMPA₂，

令原边载波递增计数值为A₁，原边载波递减计数值为A₂，则：

当载波VT₁、载波VT₂、载波VT₃处于递增计数时，若A₁＞CMPA₁+RED₁，驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃置为高电平；若A₁＞CMPA₁，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆置为低电平；

当载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃处于递减计数时，若A₂＜CMPA₂，驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃置为低电平；若A₂＜CMPA₂-FED₁时，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆置为高电平。

将驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃的占空比记为原边上桥臂开关管占空比D₁，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆的占空比记为原边下桥臂占空比D2，计算式分别如下：

在本实施例中，CMPA₁＝CMPA₂＝1875。

在本实施例中，D₁＝D₂＝0.47。

步骤3.5，计算副边侧三相桥式电路开关管的占空比。

将载波VT₁ ^*、载波

和载波

的上升沿比较值记为副边载波上升沿比较值CMPB₁，将载波VT₁ ^*、载波

和载波

的下降沿比较值记为副边载波下降沿比较值CMPB₂，其表达式分别为：

令副边载波递增计数值为B₁，副边载波递减计数值为B₂，则：

当载波VT₁ ^*、载波

和载波

处于递增计数时，若B₁＞CMPB₁+RED₂，驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃置为高电平，若B₁＞CMPB₁，驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆置为低电平；

当载波VT₁ ^*、载波

和载波

处于递减计数时，若B₂＞CMPB₂，驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃置为低电平，若B₂＜CMPB₂-FED₂时驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆置为高电平。

将驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃的占空比记为副边上桥臂开关管占空比d₁，驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆的占空比记为副边下桥臂开关管占空比d₂，计算式分别如下；

在本实施例中，CMPB₁＝3750+P_sh×1875，CMPB₂＝3750-P_sh×1875，P_sh的取值范围为

在本实施例中，d₁＝d₂＝0.47。

步骤3.6，将驱动信号PWM₁₁和驱动信号PWM₂₁的相位差记为上桥臂相位差θ_Psh1，驱动信号PWM₁₄和PWM₂₄的相位差记为下桥臂相位差θ_Psh2，利用移相角公式计算上桥臂相位差θ_Psh1和下桥臂相位差θ_Psh2：

驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₂₂的相位差、驱动信号PWM₁₃和驱动信号PWM₂₃的相位差均为上桥臂相位差θ_Psh1，驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₂₅的相位差、驱动信号PWM₁₆和驱动信号PWM₂₆的相位差均为下桥臂相位差θ_Psh2。

在本实施例中，

θ_Psh1和θ_Psh2的取值范围均为-60°～60°。

图4是本发明实施例中步骤3的示意图，图4可以看出，驱动信号PWM₁₁，PWM₁₂和PWM₁₃相位相差120°，且有上升沿延迟值RED₁，驱动信号PWM₁₄，PWM₁₅和PWM₁₆相位相差120°，且有下降沿延迟值FED₁；驱动脉冲PWM₁₁和PWM₂₁相位相差移相角度θ_Psh1，同时PWM₁₁和PWM₂₁都有上升沿延迟时间RED₁和RED₂。

图5是本发明实施例中原边副边侧直流电源V₂的直流输出电流指令值

直流输出电流I_out和移相电感L₁的仿真波形图，从图5可以看出，该三相双向DC-DC变换器能够随着电流指令实现功率的正/反向切换，切换过程平滑，变换器工作稳定。

Claims (3)

1.一种三相双向DC-DC变换器拓扑，其特征在于，包括一个原边侧直流电源V₁、一个副边侧直流电源V₂和一个双向DC-DC模块；所述双向DC-DC模块包括一个原边侧滤波电容C₁、一个原边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感、一个副边侧三相桥式电路和一个副边侧滤波电容C₂；所述三个相同的移相电感分别记为L_x，x＝1，2，3；所述双向DC-DC模块的原边侧滤波电容C₁与原边侧直流电源V₁的正负母线并联，所述副边侧滤波电容C₂与副边侧直流电源V₂的正负母线并联；

所述原边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管T₁₁、开关管T₁₂、开关管T₁₃、开关管T₁₄、开关管T₁₅和开关管T₁₆，其中，开关管T₁₁和开关管T₁₄串联组成原边侧第一相桥臂，开关管T₁₁的发射极和开关管T₁₄的集电极的接点记为原边侧第一相桥臂中点，开关管T₁₂和开关管T₁₅串联组成原边侧第二相桥臂，开关管T₁₂的发射极和开关管T₁₅的集电极的接点记为原边侧第二相桥臂中点，开关管T₁₃和开关管T₁₆串联组成原边侧第三相桥臂，开关管T₁₃的发射极和开关管T₁₆的集电极的接点记为原边侧第三相桥臂中点；所述原边侧第一相桥臂、原边侧第二相桥臂和原边侧第三相桥臂并联在原边侧直流电源V₁的正负直流母线之间；

所述副边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管，分别记为开关管T₂₁、开关管T₂₂、开关管T₂₃、开关管T₂₄、开关管T₂₅和开关管T₂₆，其中，开关管T₂₁和开关管T₂₄串联组成副边侧第一相桥臂，开关管T₂₁的发射极和开关管T₂₄的集电极的接点记为副边侧第一相桥臂中点，开关管T₂₂和开关管T₂₅串联组成副边侧第二相桥臂，开关管T₂₂的发射极和开关管T₂₅的集电极的接点记为副边侧第二相桥臂中点，开关管T₂₃和开关管T₂₆串联组成副边侧第三相桥臂，开关管T₂₃的发射极和开关管T₂₆的集电极的接点记为副边侧第三相桥臂中点；所述副边侧第一相桥臂、副边侧第二相桥臂和副边侧第三相桥臂并联在副边侧直流电源V₂的正负直流母线之间；

所述原边侧第一相桥臂中点与副边侧第一相桥臂中点之间通过移相电感L₁串联连接，所述原边侧第二相桥臂中点与副边侧第二相桥臂中点之间通过移相电感L₂串联连接，所述原边侧第三相桥臂中点与副边侧第三相桥臂中点之间通过移相电感L₃串联连接；

令三相双向DC-DC变换器输出功率最大值为P_max、三相双向DC-DC变换器能承受的最大冲击电流为I_{LM_max}，移相电感L_x的电流最大有效值为I_{Lx_maxrms}，且三相双向DC-DC变换器额定输出功率P_N、移相电感L_x的最大电流应力I_{Lx_max}、移相电感L_x的电流有效值I_{Lx_rms}分别满足以下关系：

η₁P_N≤P_max

η₂I_{Lx_max}≤I_{LM_max}

η₃I_{Lx_rms}≤I_{Lx_maxrms}

其中，η₁为功率裕量系数，η₂为电流应力系数，η₃为电流有效值裕量系数；

则移相电感L_x的取值范围如下：

其中，L为移相电感L_x的值，V_1n为原边侧直流电源V₁的额定值，f为开关频率，V_{1_min}为原边侧直流电源V₁取值的最小值，V_{1_max}为原边侧直流电源V₁取值的最大值，V_{2_min}为副边侧直流电源V₂取值的最小值。

2.一种三相双向DC-DC变换器的移相控制方法，采用权利要求1所述的三相双向DC-DC变换器拓扑，其特征在于，步骤如下：

步骤1，令副边侧直流电源V₂的直流输出电流指令值为

定义功率传输的状态：

若

功率由原边侧直流电源V₁流向副边侧直流电源V₂，定义为功率正向传输；

若

功率由副边侧直流电源V₂流向原边侧直流电源V₁，定义为功率反向传输；

若

功率不发生传输；

步骤2，采样副边侧直流电源V₂的直流输出电流I_out，计算直流输出电流误差信号ΔI_out，

将直流输出电流误差信号ΔI_out送入PI调节器得到移相值P_sh，所述PI调节器的函数表达式为：

其中，K_p为PI调节器比例系数，K_i为PI调节器积分系数，s为拉普拉斯算子，

为角度前馈系数；

步骤3，将移相值P_sh送入TMS320F28335微处理器里的EPWM模块，生成原边侧三相桥式电路6个开关管及副边侧三相桥式电路6个开关管的驱动信号，驱动信号生成过程如下：

步骤3.1，定义驱动信号及载波；

将开关管T₁₁、开关管T₁₂、开关管T₁₃、开关管T₁₄、开关管T₁₅、开关管T₁₆、开关管T₂₁、开关管T₂₂、开关管T₂₃、开关管T₂₄、开关管T₂₅、开关管T₂₆的驱动信号分别记为驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂、驱动信号PWM₁₃、驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅、驱动信号PWM₁₆、驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂、驱动信号PWM₂₃、驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅、驱动信号PWM₂₆；

定义以下载波：驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₄的三角载波为载波VT₁，驱动信号PWM₁₂、驱动信号PWM₁₅的三角载波为载波VT₂，驱动信号PWM₁₃、PWM₁₆的三角载波为载波VT₃，驱动信号PWM₂₁、PWM₂₄的三角载波为载波VT₁ ^*，驱动信号PWM₂₂、PWM₂₅的三角载波为载波

驱动信号PWM₂₃、PWM₂₆的三角载波为载波

步骤3.2，定义计数模式及驱动信号间的相位差；

令载波VT₁和载波VT₁ ^*的初始相位值为P₁，载波VT₁和载波VT₁ ^*为同步后递增计数模式；令载波VT₂和载波

的初始相位值为P₂，载波VT₂和载波

为同步后递减计数模式；令载波VT₃和载波

的初始相位值为P₃，载波VT₃和载波

为同步后递增计数模式；

令载波VT₁、载波VT₁ ^*、载波VT₂、载波

载波VT₃、载波

的载波峰值均为TBPRD，载波频率等于开关频率f，周期

则三个初始相位值的计算式如下：

P₁＝0

则驱动信号PWM₁₁与驱动信号PWM₁₂相位差、驱动信号PWM₁₄与驱动信号PWM₁₅相位差、驱动信号PWM₂₁与驱动信号PWM₂₂相位差、驱动信号PWM₂₄与PWM₂₅相位差均为

驱动信号PWM₁₂与驱动信号PWM₁₃相位差、驱动信号PWM₁₅与驱动信号PWM₁₆相位差、驱动信号PWM₂₂与驱动信号PWM₂₃相位差、驱动信号PWM₂₅与驱动信号PWM₂₆相位差均为

即驱动信号PWM₁₁与驱动信号PWM₁₂相位差、驱动信号PWM₁₄与驱动信号PWM₁₅相位差、驱动信号PWM₂₁与驱动信号PWM₂₂相位差、驱动信号PWM₂₄与驱动信号PWM₂₅相位差、驱动信号PWM₁₂与驱动信号PWM₁₃相位差、驱动信号PWM₁₅与驱动信号PWM₁₆相位差、驱动信号PWM₂₂与驱动信号PWM₂₃相位差、驱动信号PWM₂₅与驱动信号PWM₂₆相位差均为120°；

步骤3.3，配置原副边三相桥式电路开关管驱动信号的死区值；

令驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃处于上升沿延迟状态，上升沿延迟值记为原边上升沿延迟值RED₁；

令驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆处于下降沿延迟状态，下降沿延迟值记为原边下降沿延迟值FED₁；

令驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃处于上升沿延迟状态，上升沿延迟值为副边上升沿延迟值RED₂；

令驱动信号PWM₂₄，驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆处于下降沿延迟状态，下降沿延迟值为副边下降沿延迟值FED₂；

步骤3.4，计算原边侧三相桥式电路开关管的占空比；

将载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃的上升沿比较值记为原边载波上升沿比较值CMPA₁，将载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃的下降沿比较值记为原边载波下降沿比较值CMPA₂，

令原边载波递增计数值为A₁，原边载波递减计数值为A₂，则：

当载波VT₁、载波VT₂、载波VT₃处于递增计数时，若A₁＞CMPA₁+RED₁，驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃置为高电平；若A₁＞CMPA₁，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆置为低电平；

当载波VT₁、载波VT₂和载波VT₃处于递减计数时，若A₂＜CMPA₂，驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃置为低电平；若A₂＜CMPA₂-FED₁时，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆置为高电平；

将驱动信号PWM₁₁、驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₁₃的占空比记为原边上桥臂开关管占空比D₁，驱动信号PWM₁₄、驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₁₆的占空比记为原边下桥臂占空比D₂，计算式分别如下：

步骤3.5，计算副边侧三相桥式电路开关管的占空比；

将载波VT₁ ^*、载波

和载波

的上升沿比较值记为副边载波上升沿比较值CMPB₁，将载波VT₁ ^*、载波

和载波

的下降沿比较值记为副边载波下降沿比较值CMPB₂，其表达式分别为：

令副边载波递增计数值为B₁，副边载波递减计数值为B₂，则：

当载波VT₁ ^*、载波

和载波

处于递增计数时，若B₁＞CMPB₁+RED₂，驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃置为高电平，若B₁＞CMPB₁，驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆置为低电平；

当载波VT₁ ^*、载波

和载波

处于递减计数时，若B₂＞CMPB₂，驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃置为低电平，若B₂＜CMPB₂-FED₂时驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆置为高电平；

将驱动信号PWM₂₁、驱动信号PWM₂₂和驱动信号PWM₂₃的占空比记为副边上桥臂开关管占空比d₁，驱动信号PWM₂₄、驱动信号PWM₂₅和驱动信号PWM₂₆的占空比记为副边下桥臂开关管占空比d₂，计算式分别如下；

步骤3.6，将驱动信号PWM₁₁和驱动信号PWM₂₁的相位差记为上桥臂相位差θ_Psh1，驱动信号PWM₁₄和PWM₂₄的相位差记为下桥臂相位差θ_Psh2，利用移相角公式计算上桥臂相位差θ_Psh1和下桥臂相位差θ_Psh2：

驱动信号PWM₁₂和驱动信号PWM₂₂的相位差、驱动信号PWM₁₃和驱动信号PWM₂₃的相位差均为上桥臂相位差θ_Psh1，驱动信号PWM₁₅和驱动信号PWM₂₅的相位差、驱动信号PWM₁₆和驱动信号PWM₂₆的相位差均为下桥臂相位差θ_Psh2。

3.根据权利要求2所述的移相控制方法，其特征在于，所述TMS320F28335微处理器为TI公司研发的TMS320C28x系列的DSP处理器。

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