CN113346756A - 三相双向dc-dc变换器拓扑及移相控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种新型三相双向DC‑DC变换器拓扑及移相控制方法,属于电力控制领域。它首先提出了一种新型的三相双向DC‑DC变换器拓扑,包括原边、副边侧直流电源,原边、副边侧滤波电容,原边侧、副边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感。同时提出了移相电感参数的设计方法,在考虑了输出功率、电流应力以及电流有效值等方面后得到了电感的设计依据。另外,提出了一种移相控制方法,通过移相控制使得原副边三相桥臂驱动信号整体移相一个角度,且原边和副边的三相桥臂脉冲相差120°,同时设置死区时间,通过仅改变副边直流输出电流指令值的大小和方向,实现变换器功率正反向传输的平滑切换。
Description
技术领域
本发明涉及三相双向DC-DC变换器领域,具体涉及一种三相双向DC-DC变换器拓扑、电感参数设计及移相控制方法。
背景技术
随着全球范围内新能源发电装机容量的增加以及电力电子技术的不断发展,分布式和储能型电源的需求量递增,更多的功率变换器需要工作在功率双向传输的场合。双向DC-DC变换器,作为连接两个直流母线的桥梁,在UPS系统、航天电源系统及新能源储能系统等场合应用广泛,吸引了越来越多国内外学者的研究。现有双向DC-DC变换器存在三个方面的挑战:一方面是拓扑结构的设计,结构简单、低成本、宽电压范围及大容量等是未来双向DC-DC变换器的发展趋势;另一个方面是变换器功率电路的设计,这些参数直接影响变换器的整体性能;最后一个方面是控制方法的优化,如何有效实现功率双向流动平滑切换且控制策略易实现是当前的研究热点。
针对双向DC-DC拓扑结构和控制方法国内外专家学者们提出了一些方法,主要有:
题为“Evaluation of a high-power three-phase dual active bridge DC-DCconverter with three-level phase-legs”【2016 18th European Conference on PowerElectronics and Applications】、题为《大功率三电平三相双有源桥式直流-直流变换器的评估》,(2016年第18届欧洲电力电子与应用会议)的文章提出了三变量的调制策略,可以实现全功率范围内的软开关,且实现了功率双向流动,但控制策略复杂,不易于工程实现。题为基于《柔性直流输电系统主回路换相电感的参数设计》,(《黑龙江电力,第38卷第5期》447~450页)的文章针对换相电感的设计主要考虑电感是否满足功率传输、电流快速跟踪以及谐波电流抑制等方面的需求,并没有对电流应力、电流最大有效值对系统承受范围的影响进行研究。题为《基于TMS320F2812生成移相PWM的2种办法》,(《海军航空工程学院学报》,2020年第35卷第6期478~482页)的文章提出了PWM移相控制方法,但它只提出了两路PWM波的移相方法,并没有对多路PWM波的移相办法进行说明。中国专利文献《一种新型双向DC-DC变换器》(CN110729902A)提出了一种改进型单相DAB结构,但其采用的单相结构,功率等级低,输出电流纹波较大,且这种结构由于高频变压器的存在,成本较高。上述文献均有涉及到双向DC-DC变换器、电感参数设计及移相控制方法,但均有不足之处,具体为:
1、很难兼顾双向DC-DC拓扑结构简单、容量大且同功率等级下成本低等方面;
2、对三相双向DC-DC移相电感参数的设计研究尚少,缺乏合理的电感参数设计依据;
2、对于多路PWM波移相控制的生成过程均未具体介绍,且对于死区时间的配置过程并没有涉及,对功率正反向切换暂态过程中如何保持稳定的移相角输出提及甚少且控制策略复杂。
发明内容
本发明要解决的技术问题为克服上述各种技术方案的局限性,针对三相双向DC-DC变换器拓扑结构复杂的问题,提出了一种新型拓扑,减小了同功率等级下的设备成本,并给出了电感的参数设计的依据,最后通过优化控制策略,在一种控制模式下就能实现功率正反向切换,提出了一种移相控制方法。
本发明的目的是这样实现的,本发明提供了一种三相双向DC-DC变换器拓扑,其特征在于,包括一个原边侧直流电源V1、一个副边侧直流电源V2和一个双向DC-DC模块;所述双向DC-DC模块包括一个原边侧滤波电容C1、一个原边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感、一个副边侧三相桥式电路和一个副边侧滤波电容C2;所述三个相同的移相电感分别记为Lx,x=1,2,3;所述双向DC-DC模块的原边侧滤波电容C1与原边侧直流电源V1的正负母线并联,所述副边侧滤波电容C2与副边侧直流电源V2的正负母线并联;
所述原边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管,分别记为开关管T11、开关管T12、开关管T13、开关管T14、开关管T15和开关管T16,其中,开关管T11的发射极和开关管T14的集电极串联组成原边侧第一相桥臂,开关管T11的发射极和开关管T14的集电极的接点记为原边侧第一相桥臂中点,开关管T12的发射极和开关管T15的集电极串联组成原边侧第二相桥臂,开关管T12的发射极和开关管T15的集电极的接点记为原边侧第二相桥臂中点,开关管T13的发射极和开关管T16的集电极串联组成原边侧第三相桥臂,开关管T13的发射极和开关管T16的集电极的接点记为原边侧第三相桥臂中点;所述原边侧第一相桥臂、原边侧第二相桥臂和原边侧第三相桥臂并联在原边侧直流电源V1的正负直流母线之间;
所述副边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管,分别记为开关管T21、开关管T22、开关管T23、开关管T24、开关管T25和开关管T26,其中,开关管T21的发射极和开关管T24的集电极串联组成副边侧第一相桥臂,开关管T21的发射极和开关管T24的集电极的接点记为副边侧第一相桥臂中点,开关管T22的发射极和开关管T25的集电极串联组成副边侧第二相桥臂,开关管T22的发射极和开关管T25的集电极的接点记为副边侧第二相桥臂中点,开关管T23的发射极和开关管T26的集电极串联组成副边侧第三相桥臂,开关管T23的发射极和开关管T26的集电极的接点记为副边侧第三相桥臂中点;所述副边侧第一相桥臂、副边侧第二相桥臂和副边侧第三相桥臂并联在副边侧直流电源V2的正负直流母线之间;
所述原边侧第一相桥臂中点与副边侧第一相桥臂中点之间通过移相电感L1串联连接,所述原边侧第二相桥臂中点与副边侧第二相桥臂中点之间通过移相电感L2串联连接,所述原边侧第三相桥臂中点与副边侧第三相桥臂中点之间通过移相电感L3串联连接;
令三相双向DC-DC变换器输出功率最大值为Pmax、三相双向DC-DC变换器能承受的最大冲击电流为ILM_max,移相电感Lx的电流最大有效值为ILx_maxrms,且三相双向DC-DC变换器额定输出功率PN、移相电感Lx的最大电流应力ILx_max、移相电感Lx的电流有效值ILx_rms分别满足以下关系:
η1PN≤Pmax
η2ILx_max≤ILM_max
η3ILx_rms≤ILx_maxrms
其中,η1为功率裕量系数,η2为电流应力系数,η3为电流有效值裕量系数;
则移相电感Lx的取值范围如下:
其中,L为移相电感Lx的值,V1n为原边侧直流电源V1的额定值,f为开关频率,V1_min为原边侧直流电源V1取值的最小值,V1_max为原边侧直流电源V1取值的最大值,V2_min为副边侧直流电源V2取值的最小值。
本发明还提供了一种三相双向DC-DC变换器的移相控制方法,步骤如下:
步骤3,将移相值Psh送入TMS320F28335微处理器里的EPWM模块,生成原边侧三相桥式电路6个开关管及副边侧三相桥式电路6个开关管的驱动信号,驱动信号生成过程如下:
步骤3.1,定义驱动信号及载波;
将开关管T11、开关管T12、开关管T13、开关管T14、开关管T15、开关管T16、开关管T21、开关管T22、开关管T23、开关管T24、开关管T25、开关管T26的驱动信号分别记为驱动信号PWM11、驱动信号PWM12、驱动信号PWM12、驱动信号PWM14、驱动信号PWM15、驱动信号PWM16、驱动信号PWM21、驱动信号PWM22、驱动信号PWM23、驱动信号PWM24、驱动信号PWM25、驱动信号PWM26;
定义以下载波:驱动信号PWM11、驱动信号PWM14的三角载波为载波VT1,驱动信号PWM12、驱动信号PWM15的三角载波为载波VT2,驱动信号PWM13、PWM16的三角载波为载波VT3,驱动信号PWM21、PWM24的三角载波为载波VT1 *,驱动信号PWM22、PWM25的三角载波为载波驱动信号PWM23、PWM26的三角载波为载波
步骤3.2,定义计数模式及驱动信号间的相位差;
令载波VT1和载波VT1 *的初始相位值为P1,载波VT1和载波VT1 *为同步后递增计数模式;令载波VT2和载波的初始相位值为P2,载波VT2和载波为同步后递减计数模式;令载波VT3和载波的初始相位值为P3,载波VT3和载波为同步后递增计数模式;
P1=0
则驱动信号PWM11与驱动信号PWM12相位差、驱动信号PWM14与驱动信号PWM15相位差、驱动信号PWM21与驱动信号PWM22相位差、驱动信号PWM24与PWM25相位差均为驱动信号PWM12与驱动信号PWM13相位差、驱动信号PWM15与驱动信号PWM16相位差、驱动信号PWM22与驱动信号PWM23相位差、驱动信号PWM25与驱动信号PWM26相位差均为
即驱动信号PWM11与驱动信号PWM12相位差、驱动信号PWM14与驱动信号PWM15相位差、驱动信号PWM21与驱动信号PWM22相位差、驱动信号PWM24与驱动信号PWM25相位差、驱动信号PWM12与驱动信号PWM13相位差、驱动信号PWM15与驱动信号PWM16相位差、驱动信号PWM22与驱动信号PWM23相位差、驱动信号PWM25与驱动信号PWM26相位差均为120°;
步骤3.3,配置原副边三相桥式电路开关管驱动信号的死区值;
令驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13处于上升沿延迟状态,上升沿延迟值记为原边上升沿延迟值RED1;
令驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16处于下降沿延迟状态,下降沿延迟值记为原边下降沿延迟值FED1;
令驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23处于上升沿延迟状态,上升沿延迟值为副边上升沿延迟值RED2;
令驱动信号PWM24,驱动信号PWM25和驱动信号PWM26处于下降沿延迟状态,下降沿延迟值为副边下降沿延迟值FED2;
步骤3.4,计算原边侧三相桥式电路开关管的占空比;
将载波VT1、载波VT2和载波VT3的上升沿比较值记为原边载波上升沿比较值CMPA1,将载波VT1、载波VT2和载波VT3的下降沿比较值记为原边载波下降沿比较值CMPA2,令原边载波递增计数值为A1,原边载波递减计数值为A2,则:
当载波VT1、载波VT2、载波VT3处于递增计数时,若A1>CMPA1+RED1,驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13置为高电平;若A1>CMPA1,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16置为低电平;
当载波VT1、载波VT2和载波VT3处于递减计数时,若A2<CMPA2,驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13置为低电平;若A2<CMPA2-FED1时,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16置为高电平;
将驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13的占空比记为原边上桥臂开关管占空比D1,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16的占空比记为原边下桥臂占空比D2,计算式分别如下:
步骤3.5,计算副边侧三相桥式电路开关管的占空比;
令副边载波递增计数值为B1,副边载波递减计数值为B2,则:
当载波VT1 *、载波和载波处于递增计数时,若B1>CMPB1+RED2,驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23置为高电平,若B1>CMPB1,驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26置为低电平;
当载波VT1 *、载波和载波处于递减计数时,若B2>CMPB2,驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23置为低电平,若B2<CMPB2-FED2时驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26置为高电平;
将驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23的占空比记为副边上桥臂开关管占空比d1,驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26的占空比记为副边下桥臂开关管占空比d2,计算式分别如下;
步骤3.6,将驱动信号PWM11和驱动信号PWM21的相位差记为上桥臂相位差θPsh1,驱动信号PWM14和PWM24的相位差记为下桥臂相位差θPsh2,利用移相角公式计算上桥臂相位差θPsh1和下桥臂相位差θPsh2:
驱动信号PWM12和驱动信号PWM22的相位差、驱动信号PWM13和驱动信号PWM23的相位差均为上桥臂相位差θPsh1,驱动信号PWM15和驱动信号PWM25的相位差、驱动信号PWM16和驱动信号PWM26的相位差均为下桥臂相位差θPsh2。
优选地,所述TMS320F28335微处理器为TI公司研发的TMS320C28x系列的DSP处理器。
相对于现有技术,本发明的有益效果是:
1.提出了一种三相双向DC-DC变换器拓扑,与现有三相双有源桥变换器相比,由于没有高频变压器,在相同功率等级条件下,有效降低了设备成本;
2.提出了一种移相电感参数的设计方法,在考虑输出功率、电流应力以及电流有效值等方面对电感参数的选取提供了设计依据;
3.本发明提供的移相控制方法能够实现多路PWM的移相控制,同时配置死区时间,避免上下开关管直通的可能,在保证移相角输出稳定的同时,能够只控制直流输出电流给定值的大小和方向,使三相双向DC-DC变换器实现功率正向传输、反向传输以及正反向传输切换,无需改变控制模式,控制方法简单。
附图说明
图1是本发明实施例中一种三相双向DC-DC变换器拓扑图。
图2是本发明实施例中移相电感取值范围图。
图3是本发明实施例中提出的移相控制方法所采用的控制图。
图4是本发明实施例中步骤3的示意图。
图5是本发明实施例中原边副边侧直流电源V2的直流输出电流Iout和移相电感L1的仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图,对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
图1是本发明实施例中一种三相双向DC-DC变换器拓扑图。由图1可见,所述一种三相双向DC-DC变换器拓扑包括一个原边侧直流电源V1、一个副边侧直流电源V2和一个双向DC-DC模块;所述双向DC-DC模块包括一个原边侧滤波电容C1、一个原边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感、一个副边侧三相桥式电路和一个副边侧滤波电容C2;所述三个相同的移相电感分别记为Lx,x=1,2,3;所述双向DC-DC模块的原边侧滤波电容C1与原边侧直流电源V1的正负母线并联,所述副边侧滤波电容C2与副边侧直流电源V2的正负母线并联。
所述原边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管,分别记为开关管T11、开关管T12、开关管T13、开关管T14、开关管T15和开关管T16,其中,开关管T11的发射极和开关管T14的集电极串联组成原边侧第一相桥臂,开关管T11的发射极和开关管T14的集电极的接点记为原边侧第一相桥臂中点,开关管T12的发射极和开关管T15的集电极串联组成原边侧第二相桥臂,开关管T12的发射极和开关管T15的集电极的接点记为原边侧第二相桥臂中点,开关管T13的发射极和开关管T16的集电极串联组成原边侧第三相桥臂,开关管T13的发射极和开关管T16的集电极的接点记为原边侧第三相桥臂中点;所述原边侧第一相桥臂、原边侧第二相桥臂和原边侧第三相桥臂并联在原边侧直流电源V1的正负直流母线之间。
所述副边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管,分别记为开关管T21、开关管T22、开关管T23、开关管T24、开关管T25和开关管T26,其中,开关管T21的发射极和开关管T24的集电极串联组成副边侧第一相桥臂,开关管T21的发射极和开关管T24的集电极的接点记为副边侧第一相桥臂中点,开关管T22的发射极和开关管T25的集电极串联组成副边侧第二相桥臂,开关管T22的发射极和开关管T25的集电极的接点记为副边侧第二相桥臂中点,开关管T23的发射极和开关管T26的集电极串联组成副边侧第三相桥臂,开关管T23的发射极和开关管T26的集电极的接点记为副边侧第三相桥臂中点;所述副边侧第一相桥臂、副边侧第二相桥臂和副边侧第三相桥臂并联在副边侧直流电源V2的正负直流母线之间。
所述原边侧第一相桥臂中点与副边侧第一相桥臂中点之间通过移相电感L1串联连接,所述原边侧第二相桥臂中点与副边侧第二相桥臂中点之间通过移相电感L2串联连接,所述原边侧第三相桥臂中点与副边侧第三相桥臂中点之间通过移相电感L3串联连接。
本实施例中的具体电气参数如下:原边侧直流电源V1的变化范围为550~650V,副边侧直流电源V2的变化范围为550~650V,原边侧滤波电容C1=600μF,副边侧滤波电容C2=600μF。
图2是本发明提出的电感参数设计方法所设计出的移相电感取值范围图。所述移相电感Lx的取值范围按照以下方法确定:
令三相双向DC-DC变换器输出功率最大值为Pmax、三相双向DC-DC变换器能承受的最大冲击电流为ILM_max,移相电感Lx的电流最大有效值为ILx_maxrms,且三相双向DC-DC变换器额定输出功率PN、移相电感Lx的最大电流应力ILx_max、移相电感Lx的电流有效值ILx_rms分别满足以下关系:
η1PN≤Pmax
η2ILx_max≤ILM_max
η3ILx_rms≤ILx_maxrms
其中,η1为功率裕量系数,η2为电流应力系数,η3为电流有效值裕量系数。
在本实施例中,取η1=1.1,取η2=1.2,取η3=1.1,取PN=15kW,取ILM_max=100A,取ILx_maxrms=50A。
则移相电感Lx的取值范围如下:
其中,L为移相电感Lx的值,V1n为原边侧直流电源V1的额定值,f为开关频率,V1_min为原边侧直流电源V1取值的最小值,V1_max为原边侧直流电源V1取值的最大值,V2_min为副边侧直流电源V2取值的最小值。
在本实施例中,取V1n=600V,取f=20kHz,取V1_min=550V,取V1_max=650V,取V2_min=550V。
在本实施例中,移相电感Lx的取值范围为49.3μH≤L≤76.4μH。
在本实施例中,取L=72μH。
图3是本发明提出的移相控制方法所采用的控制图,本发明所述移相控制方法包括以下步骤:
步骤3,将移相值Psh送入TMS320F28335微处理器里的EPWM模块,生成原边侧三相桥式电路6个开关管及副边侧三相桥式电路6个开关管的驱动信号,驱动信号生成过程如下:
步骤3.1,定义驱动信号及载波。
将开关管T11、开关管T12、开关管T13、开关管T14、开关管T15、开关管T16、开关管T21、开关管T22、开关管T23、开关管T24、开关管T25、开关管T26的驱动信号分别记为驱动信号PWM11、驱动信号PWM12、驱动信号PWM13、驱动信号PWM14、驱动信号PWM15、驱动信号PWM16、驱动信号PWM21、驱动信号PWM22、驱动信号PWM23、驱动信号PWM24、驱动信号PWM25、驱动信号PWM26;
定义以下载波:驱动信号PWM11、驱动信号PWM14的三角载波为载波VT1,驱动信号PWM12、驱动信号PWM15的三角载波为载波VT2,驱动信号PWM13、PWM16的三角载波为载波VT3,驱动信号PWM21、PWM24的三角载波为载波VT1 *,驱动信号PWM22、PWM25的三角载波为载波驱动信号PWM23、PWM26的三角载波为载波
步骤3.2,定义计数模式及驱动信号间的相位差。
令载波VT1和载波VT1 *的初始相位值为P1,载波VT1和载波VT1 *为同步后递增计数模式;令载波VT2和载波的初始相位值为P2,载波VT2和载波为同步后递减计数模式;令载波VT3和载波的初始相位值为P3,载波VT3和载波为同步后递增计数模式。
P1=0
则驱动信号PWM11与驱动信号PWM12相位差、驱动信号PWM14与驱动信号PWM15相位差、驱动信号PWM21与驱动信号PWM22相位差、驱动信号PWM24与PWM25相位差均为驱动信号PWM12与驱动信号PWM13相位差、驱动信号PWM15与驱动信号PWM16相位差、驱动信号PWM22与驱动信号PWM23相位差、驱动信号PWM25与驱动信号PWM26相位差均为
即驱动信号PWM11与驱动信号PWM12相位差、驱动信号PWM14与驱动信号PWM15相位差、驱动信号PWM21与驱动信号PWM22相位差、驱动信号PWM24与驱动信号PWM25相位差、驱动信号PWM12与驱动信号PWM13相位差、驱动信号PWM15与驱动信号PWM16相位差、驱动信号PWM22与驱动信号PWM23相位差、驱动信号PWM25与驱动信号PWM26相位差均为120°。
在本实施例中,取TBPRD=3750,取f=20Hz,取T=5×10-5s。
在本实施例中,P1=0,P2=2500,P3=2500。
步骤3.3,配置原副边三相桥式电路开关管驱动信号的死区值。
令驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13处于上升沿延迟状态,上升沿延迟值记为原边上升沿延迟值RED1;
令驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16处于下降沿延迟状态,下降沿延迟值记为原边下降沿延迟值FED1;
令驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23处于上升沿延迟状态,上升沿延迟值为副边上升沿延迟值RED2;
令驱动信号PWM24,驱动信号PWM25和驱动信号PWM26处于下降沿延迟状态,下降沿延迟值为副边下降沿延迟值FED2。
在本实施例中,取RED1=FED1=RED2=FED2=225。
步骤3.4,计算原边侧三相桥式电路开关管的占空比。
将载波VT1、载波VT2和载波VT3的上升沿比较值记为原边载波上升沿比较值CMPA1,将载波VT1、载波VT2和载波VT3的下降沿比较值记为原边载波下降沿比较值CMPA2,令原边载波递增计数值为A1,原边载波递减计数值为A2,则:
当载波VT1、载波VT2、载波VT3处于递增计数时,若A1>CMPA1+RED1,驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13置为高电平;若A1>CMPA1,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16置为低电平;
当载波VT1、载波VT2和载波VT3处于递减计数时,若A2<CMPA2,驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13置为低电平;若A2<CMPA2-FED1时,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16置为高电平。
将驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13的占空比记为原边上桥臂开关管占空比D1,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16的占空比记为原边下桥臂占空比D2,计算式分别如下:
在本实施例中,CMPA1=CMPA2=1875。
在本实施例中,D1=D2=0.47。
步骤3.5,计算副边侧三相桥式电路开关管的占空比。
令副边载波递增计数值为B1,副边载波递减计数值为B2,则:
当载波VT1 *、载波和载波处于递增计数时,若B1>CMPB1+RED2,驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23置为高电平,若B1>CMPB1,驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26置为低电平;
当载波VT1 *、载波和载波处于递减计数时,若B2>CMPB2,驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23置为低电平,若B2<CMPB2-FED2时驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26置为高电平。
将驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23的占空比记为副边上桥臂开关管占空比d1,驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26的占空比记为副边下桥臂开关管占空比d2,计算式分别如下;
在本实施例中,d1=d2=0.47。
步骤3.6,将驱动信号PWM11和驱动信号PWM21的相位差记为上桥臂相位差θPsh1,驱动信号PWM14和PWM24的相位差记为下桥臂相位差θPsh2,利用移相角公式计算上桥臂相位差θPsh1和下桥臂相位差θPsh2:
驱动信号PWM12和驱动信号PWM22的相位差、驱动信号PWM13和驱动信号PWM23的相位差均为上桥臂相位差θPsh1,驱动信号PWM15和驱动信号PWM25的相位差、驱动信号PWM16和驱动信号PWM26的相位差均为下桥臂相位差θPsh2。
图4是本发明实施例中步骤3的示意图,图4可以看出,驱动信号PWM11,PWM12和PWM13相位相差120°,且有上升沿延迟值RED1,驱动信号PWM14,PWM15和PWM16相位相差120°,且有下降沿延迟值FED1;驱动脉冲PWM11和PWM21相位相差移相角度θPsh1,同时PWM11和PWM21都有上升沿延迟时间RED1和RED2。
Claims (3)
1.一种三相双向DC-DC变换器拓扑,其特征在于,包括一个原边侧直流电源V1、一个副边侧直流电源V2和一个双向DC-DC模块;所述双向DC-DC模块包括一个原边侧滤波电容C1、一个原边侧三相桥式电路、三个相同的移相电感、一个副边侧三相桥式电路和一个副边侧滤波电容C2;所述三个相同的移相电感分别记为Lx,x=1,2,3;所述双向DC-DC模块的原边侧滤波电容C1与原边侧直流电源V1的正负母线并联,所述副边侧滤波电容C2与副边侧直流电源V2的正负母线并联;
所述原边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管,分别记为开关管T11、开关管T12、开关管T13、开关管T14、开关管T15和开关管T16,其中,开关管T11的发射极和开关管T14的集电极串联组成原边侧第一相桥臂,开关管T11的发射极和开关管T14的集电极的接点记为原边侧第一相桥臂中点,开关管T12的发射极和开关管T15的集电极串联组成原边侧第二相桥臂,开关管T12的发射极和开关管T15的集电极的接点记为原边侧第二相桥臂中点,开关管T13的发射极和开关管T16的集电极串联组成原边侧第三相桥臂,开关管T13的发射极和开关管T16的集电极的接点记为原边侧第三相桥臂中点;所述原边侧第一相桥臂、原边侧第二相桥臂和原边侧第三相桥臂并联在原边侧直流电源V1的正负直流母线之间;
所述副边侧三相桥式电路包括6个具有反向并联二极管的开关管,分别记为开关管T21、开关管T22、开关管T23、开关管T24、开关管T25和开关管T26,其中,开关管T21的发射极和开关管T24的集电极串联组成副边侧第一相桥臂,开关管T21的发射极和开关管T24的集电极的接点记为副边侧第一相桥臂中点,开关管T22的发射极和开关管T25的集电极串联组成副边侧第二相桥臂,开关管T22的发射极和开关管T25的集电极的接点记为副边侧第二相桥臂中点,开关管T23的发射极和开关管T26的集电极串联组成副边侧第三相桥臂,开关管T23的发射极和开关管T26的集电极的接点记为副边侧第三相桥臂中点;所述副边侧第一相桥臂、副边侧第二相桥臂和副边侧第三相桥臂并联在副边侧直流电源V2的正负直流母线之间;
所述原边侧第一相桥臂中点与副边侧第一相桥臂中点之间通过移相电感L1串联连接,所述原边侧第二相桥臂中点与副边侧第二相桥臂中点之间通过移相电感L2串联连接,所述原边侧第三相桥臂中点与副边侧第三相桥臂中点之间通过移相电感L3串联连接;
令三相双向DC-DC变换器输出功率最大值为Pmax、三相双向DC-DC变换器能承受的最大冲击电流为ILM_max,移相电感Lx的电流最大有效值为ILx_maxrms,且三相双向DC-DC变换器额定输出功率PN、移相电感Lx的最大电流应力ILx_max、移相电感Lx的电流有效值ILx_rms分别满足以下关系:
η1PN≤Pmax
η2ILx_max≤ILM_max
η3ILx_rms≤ILx_maxrms
其中,η1为功率裕量系数,η2为电流应力系数,η3为电流有效值裕量系数;
则移相电感Lx的取值范围如下:
其中,L为移相电感Lx的值,V1n为原边侧直流电源V1的额定值,f为开关频率,V1_min为原边侧直流电源V1取值的最小值,V1_max为原边侧直流电源V1取值的最大值,V2_min为副边侧直流电源V2取值的最小值。
2.一种三相双向DC-DC变换器的移相控制方法,采用权利要求1所述的三相双向DC-DC变换器拓扑,其特征在于,步骤如下:
步骤3,将移相值Psh送入TMS320F28335微处理器里的EPWM模块,生成原边侧三相桥式电路6个开关管及副边侧三相桥式电路6个开关管的驱动信号,驱动信号生成过程如下:
步骤3.1,定义驱动信号及载波;
将开关管T11、开关管T12、开关管T13、开关管T14、开关管T15、开关管T16、开关管T21、开关管T22、开关管T23、开关管T24、开关管T25、开关管T26的驱动信号分别记为驱动信号PWM11、驱动信号PWM12、驱动信号PWM13、驱动信号PWM14、驱动信号PWM15、驱动信号PWM16、驱动信号PWM21、驱动信号PWM22、驱动信号PWM23、驱动信号PWM24、驱动信号PWM25、驱动信号PWM26;
定义以下载波:驱动信号PWM11、驱动信号PWM14的三角载波为载波VT1,驱动信号PWM12、驱动信号PWM15的三角载波为载波VT2,驱动信号PWM13、PWM16的三角载波为载波VT3,驱动信号PWM21、PWM24的三角载波为载波VT1 *,驱动信号PWM22、PWM25的三角载波为载波驱动信号PWM23、PWM26的三角载波为载波
步骤3.2,定义计数模式及驱动信号间的相位差;
令载波VT1和载波VT1 *的初始相位值为P1,载波VT1和载波VT1 *为同步后递增计数模式;令载波VT2和载波的初始相位值为P2,载波VT2和载波为同步后递减计数模式;令载波VT3和载波的初始相位值为P3,载波VT3和载波为同步后递增计数模式;
P1=0
则驱动信号PWM11与驱动信号PWM12相位差、驱动信号PWM14与驱动信号PWM15相位差、驱动信号PWM21与驱动信号PWM22相位差、驱动信号PWM24与PWM25相位差均为驱动信号PWM12与驱动信号PWM13相位差、驱动信号PWM15与驱动信号PWM16相位差、驱动信号PWM22与驱动信号PWM23相位差、驱动信号PWM25与驱动信号PWM26相位差均为
即驱动信号PWM11与驱动信号PWM12相位差、驱动信号PWM14与驱动信号PWM15相位差、驱动信号PWM21与驱动信号PWM22相位差、驱动信号PWM24与驱动信号PWM25相位差、驱动信号PWM12与驱动信号PWM13相位差、驱动信号PWM15与驱动信号PWM16相位差、驱动信号PWM22与驱动信号PWM23相位差、驱动信号PWM25与驱动信号PWM26相位差均为120°;
步骤3.3,配置原副边三相桥式电路开关管驱动信号的死区值;
令驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13处于上升沿延迟状态,上升沿延迟值记为原边上升沿延迟值RED1;
令驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16处于下降沿延迟状态,下降沿延迟值记为原边下降沿延迟值FED1;
令驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23处于上升沿延迟状态,上升沿延迟值为副边上升沿延迟值RED2;
令驱动信号PWM24,驱动信号PWM25和驱动信号PWM26处于下降沿延迟状态,下降沿延迟值为副边下降沿延迟值FED2;
步骤3.4,计算原边侧三相桥式电路开关管的占空比;
将载波VT1、载波VT2和载波VT3的上升沿比较值记为原边载波上升沿比较值CMPA1,将载波VT1、载波VT2和载波VT3的下降沿比较值记为原边载波下降沿比较值CMPA2,令原边载波递增计数值为A1,原边载波递减计数值为A2,则:
当载波VT1、载波VT2、载波VT3处于递增计数时,若A1>CMPA1+RED1,驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13置为高电平;若A1>CMPA1,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16置为低电平;
当载波VT1、载波VT2和载波VT3处于递减计数时,若A2<CMPA2,驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13置为低电平;若A2<CMPA2-FED1时,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16置为高电平;
将驱动信号PWM11、驱动信号PWM12和驱动信号PWM13的占空比记为原边上桥臂开关管占空比D1,驱动信号PWM14、驱动信号PWM15和驱动信号PWM16的占空比记为原边下桥臂占空比D2,计算式分别如下:
步骤3.5,计算副边侧三相桥式电路开关管的占空比;
令副边载波递增计数值为B1,副边载波递减计数值为B2,则:
当载波VT1 *、载波和载波处于递增计数时,若B1>CMPB1+RED2,驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23置为高电平,若B1>CMPB1,驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26置为低电平;
当载波VT1 *、载波和载波处于递减计数时,若B2>CMPB2,驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23置为低电平,若B2<CMPB2-FED2时驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26置为高电平;
将驱动信号PWM21、驱动信号PWM22和驱动信号PWM23的占空比记为副边上桥臂开关管占空比d1,驱动信号PWM24、驱动信号PWM25和驱动信号PWM26的占空比记为副边下桥臂开关管占空比d2,计算式分别如下;
步骤3.6,将驱动信号PWM11和驱动信号PWM21的相位差记为上桥臂相位差θPsh1,驱动信号PWM14和PWM24的相位差记为下桥臂相位差θPsh2,利用移相角公式计算上桥臂相位差θPsh1和下桥臂相位差θPsh2:
驱动信号PWM12和驱动信号PWM22的相位差、驱动信号PWM13和驱动信号PWM23的相位差均为上桥臂相位差θPsh1,驱动信号PWM15和驱动信号PWM25的相位差、驱动信号PWM16和驱动信号PWM26的相位差均为下桥臂相位差θPsh2。
3.根据权利要求2所述的移相控制方法,其特征在于,所述TMS320F28335微处理器为TI公司研发的TMS320C28x系列的DSP处理器。
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