CN111509982B - 三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法，采用输入电流环控制策略并提出了移相控制器的调制方法实现功率的双向无缝传输。该方法包括：通过闭环电流控制给出移相值，决定了功率传输方向；设置载波相位值，使原、副边三相之间的角度差为120°；结合电流环给出的移相值，分别在载波向上、向下计数模式时，基于比较值计算公式，使得原边开关管与对应的副边开关管的驱动信号产生所需的角度差、每个开关管驱动信号的占空比为50％，从而实现功率的双向无缝传输。该方法在双向功率控制中保证移相角度输出稳定，正向和反向功率控制模式相同，无需切换，系统无需附加移相电路，控制逻辑简单稳定易于工程实践与推广。

Description

三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法

技术领域

本发明涉及双向DC-DC能量变换器控制技术领域，具体涉及一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法。

背景技术

电力电子转换器在向更加电力和可持续发展的社会过渡过程中至关重要。例如，应用在电气化运输和可再生能源发电。这些应用需要功率电子器件来在不同电压电平之间转换电能。用于大功率应用场合的具有吸引力的隔离式DC-DC变换器是三相双有源电桥(DAB)变换器。它具有升压、降压的特点，有效地利用寄生变压器杂散电感，基于其拓扑的交错结构，仅需要小型无源滤波器元件。此外，通过调节移相角度就可以调节DAB功率流动的大小和方向，相比控制LLC拓扑实现双向能量流动简单许多。适用于电池储能并网系统、电力电子变压器以及能量路由器、直流变压器等多种应用场合。对于三相两电平DAB拓扑需要12个开关管，即需要12路驱动信号，相比单相DAB拓扑略显复杂，如何稳定、可靠的产生12路驱动信号同时实现双向功率流动，对于三相DAB的广泛应用具有重大意义。

题为“双有源功率桥DC/DC变换器PWM可调双移相的控制方法”的中国发明(CN104485820A)提出了的PWM可调加双移相的方法，适用于单相DAB，能够尽可能的避免功率反向流动以及扩大软开关范围；然而并没有提出移相以及占空比可调的驱动信号的实现方法。题为“基于三相双主动桥式DCDC变换器的光伏并网系统”的中国发明(CN 106787752)提出采用高频隔离方案，具有较大的功率密度的三相DAB在光伏并网中的应用，文中采用移相控制策略，提出PI输出的值与三角波进行比较从而输出PWM控制IGBT；并没有说明三角波与比较值如何实现相间移相以及原副边对应的开关管之间移相，同时多组比较器的设定增加系统成本，降低了系统的稳定性。题为“一种双向DC/DC变换器PWM移相控制装置”的中国发明(CN 102594138A)提出采用译码器实现移相控制，控制方法简单，但是多组译码器的使用增加了系统的不稳定性以及复杂度。

上述文献虽然都有提及双向功率流动以及移相控制策略，但是都存在不足之处具体的说存在以下问题：

1、双向功率传输控制上是否需要切换，移相控制器如何搭建并未详细说明；

2、多数需要增加额外电路来实现双向功率传输的移相控制，增加了系统成本与复杂度；

3、并未提及在功率切换过程中移相角度输出的稳定性如何保证；

因此有必要对三相双有源桥变换器双向功率传输的控制方法做进一步改进与完善。

发明内容

本发明针对三相双有源桥变换器在双向功率流动控制上，尤其是在功率换向工况下出现的移相角度突变现象，提出一种无需附加移相电路，同时控制模式不需要切换的一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法。

本发明的目的是这样实现的，本发明提供了一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法，所述的三相双有源桥变换器包括第一直流电源U_h、一个三相双有源桥和第二直流电源U_l；所述三相双有源桥包括一个输入电容C₁、一个原边三相半桥、三个相同的移相电感，三个相同的高频隔离变压器、一个副边三相半桥和一个输出电容C₂；三个相同的移相电感分别记为L_a，a＝1，2，3，三个相同的高频隔离变压器分别记为T_b，b＝1，2，3；所述输入电容C₁并联在第一直流电源U_h的正直流母线P与负直流母线N之间，输出电容C₂并联在第二直流电源U_l的正直流母线P^*与负直流母线N^*之间；

所述原边三相半桥包括6个带反并联二极管的开关管，将6个带反并联二极管的开关管分别记为开关管S_i，i表示开关管的序号，i＝1，2，…，6，其中，开关管S₁与开关管S₂串联构成原边第一相桥臂，原边第一相桥臂的中点记为点A₁，开关管S₃与开关管S₄串联构成原边第二相桥臂，原边第二相桥臂的中点记为点A₂，开关管S₅与开关管S₆串联构成原边第三相桥臂，原边第三相桥臂的中点记为点A₃；原边第一相桥臂、原边第二相桥臂、原边第三相桥臂相互并联在正直流母线P与负直流母线N之间，即开关管S₁、开关管S₃、开关管S₅的集电极并联后连接至正直流母线P，开关管S₂、开关管S₄、开关管S₆的发射极并联后连接至负直流母线N；

所述副边三相半桥包括6个带反并联二极管的开关管，6个带反并联二极管的开关管分别记为开关管Q_j，j表示开关管的序号，j＝1，2，…，6，其中，开关管Q₁与开关管Q₂串联构成副边第一相桥臂，副边第一相桥臂的中点记为点B₁，开关管Q₃与开关管Q₄串联构成副边第二相桥臂，副边第二相桥臂的中点记为点B₂，开关管Q₅与开关管Q₆串联构成副边第三相桥臂，副边第三相桥臂的中点记为点B₃；副边第一相桥臂、副边第二相桥臂、副边第三相桥臂相互并联在正直流母线P^*与负直流母线N^*之间，即开关管Q₁、开关管Q₃、开关管Q₅的集电极并联后连接至正直流母线P^*，开关管Q₂、开关管Q₄、开关管Q₆的发射极并联后连接至负直流母线N^*；

所述点A₁、点A₂、点A₃分别与三个相同的移相电感L_a串联后与三个相同的高频隔离变压器T_b的输入同名端相连接，高频隔离变压器T_b的输出同名端分别与点B₁、点B₂、点B₃相连接，高频隔离变压器T_b的输入非同名端相连接，高频隔离变压器T_b的输出非同名端相连接；

本控制方法包括以下步骤：

步骤1，采样第一直流电源U_h的正直流母线P的输入直流电流I_in，设定输入直流电流的给定值I_{in_ref}，通过电流环控制方程得到移相值Ph，所述的电流控制方程如下：

其中，K_p为电流环的比例控制系数，K_i为电流环的积分控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤2，根据步骤1得到的移相值Ph，基于移相控制器得到移相角θ，控制原边三相半桥与副边三相半桥的开关管动作，使得输入直流电流稳定在输入直流电流的给定值I_{in_ref}，从而控制功率流动，所述功率流动的方向由输入直流电流的给定值I_{in_ref}决定：

当I_{in_ref}＞0时，功率流动的方向由第一直流电源U_h经过三相双有源桥流入第二直流电源U_l，

当I_{in_ref}＜0，功率流动的方向由第二直流电源U_l经过三相双有源桥流入第一直流电源U_h，

当I_{in_ref}＝0，功率不发生流动；

所述移相控制器是基于TMS320F28335微处理器中的EPWM模块实现的，所述控制过程如下：

步骤2.1，将开关管S_i的驱动信号记为D_i、开关管Q_j的驱动信号为H_j，i＝1，2...6，j＝1，2...6，即开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃、开关管S₄、开关管S₅与开关管S₆的驱动信号分别记为驱动信号D₁、驱动信号D₂、驱动信号D₃、驱动信号D₄、驱动信号D₅和驱动信号D₆，开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃、开关管Q₄、开关管Q₅与开关管Q₆的驱动信号分别记为驱动信号H₁、驱动信号H₂、驱动信号H₃、驱动信号H₄、驱动信号H₅和驱动信号H₆；

步骤2.2，设驱动信号D₁、驱动信号D₂的三角载波为V₁，驱动信号D₃、驱动信号D₄的三角载波为V₂，驱动信号D₅、驱动信号D₆的三角载波为V₃，驱动信号H₁、驱动信号H₂的三角载波为V₄，驱动信号H₃、驱动信号H₄的三角载波为V₅，驱动信号H₅、驱动信号H₆的三角载波为V₆；

对三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃、三角载波V₄、三角载波V₅和三角载波V₆进行如下设置：均为上下计数模式，三角载波频率均为f、三角载波周期

三角载波的波峰值均为PRD；

步骤2.3，设置三角载波V₁、三角载波V₄的初始相位值为Pha₁，此时三角载波V₁、三角载波V₄处于向上计数模式输出；设置三角载波V₂、三角载波V₅的初始相位值为Pha₂，此时三角载波V₂、三角载波V₅处于向上计数模式输出；设置三角载波V₃、三角载波V₆的初始相位值为Pha₃，此时三角载波V₃、V₆处于向下计数模式输出，并令初始相位值Pha₁、Pha₂、Pha₃满足以下公式，

Pha₁＝0

从而使得驱动信号D₁与驱动信号D₃的相位差为120°，驱动信号D₃与驱动信号D₅的相位差为120°，驱动信号D₂与驱动信号D₄的相位差为120°，驱动信号D₄与驱动信号D₆的相位差为120°，驱动信号H₁与驱动信号H₃的相位差为120°，驱动信号H₃与驱动信号H₅的相位差为120°，驱动信号H₂与驱动信号H₄的相位差为120°，驱动信号H₄与驱动信号H₆的相位差为120°；

步骤2.4，设三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃的上升沿比较值为CA₁、下降沿比较值为CA₂，则上升沿比较值CA₁和下降沿比较值CA₂满足下式：

当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向上计数时得到的计数值大于上升沿比较值CA₁时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为高电平，当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向上计数时得到的计数值小于等于上升沿比较值CA₁时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为低电平；当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向下计数时得到的计数值小于下降沿比较值CA₂时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为低电平，当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向下计数时得到的计数值大于等于下降沿比较值CA₂时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为高电平；驱动信号D₂与驱动信号D₁互补，驱动信号D₄与驱动信号D₃互补，驱动信号D₆与驱动信号D₅互补，从而使得驱动信号D₁、驱动信号D₂、驱动信号D₃、驱动信号D₄、驱动信号D₅和驱动信号D₆均是占空比为50％的方波；

步骤2.5，设三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆的上升沿比较值为CB₁、下降沿比较值为CB₂，则上升沿比较值CB₁和下降沿比较值CB₂满足下式：

当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向上计数时得到的计数值大于上升沿比较值CB₁时，相应的驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为高电平，当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向上计数时得到的计数值小于等于上升沿比较值CB₁时，相应的驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为低电平；当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向下计数时得到的计数值小于下降沿比较值CB₂时，驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为低电平，当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向下计数时得到的计数值大于等于下降沿比较值CB₂时，驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为高电平；驱动信号H₂与驱动信号H₁互补，驱动信号H₄与驱动信号H₃互补，驱动信号H₆与驱动信号H₅互补，从而使得驱动信号H₁、驱动信号H₂、驱动信号H₃、驱动信号H₄、驱动信号H₅和驱动信号H₆均是占空比为50％的方波，并同时使得驱动信号H_j与驱动信号D_i之间的相位差为移相角θ；

所述驱动信号H_j与驱动信号D_i之间的相位差为移相角θ指的是：驱动信号D₁与驱动信号H₁、驱动信号D₂与驱动信号H₂、驱动信号D₃与驱动信号H₃、驱动信号D₄与驱动信号H₄、驱动信号D₅与驱动信号H₅、驱动信号D₆与驱动信号H₆之间的相位差均为移相角θ。

优选地，所述高频隔离变压器T_b的绕组匝比为n∶1，其中n为高频隔离变压器的变比,n为正整数。

优选地，所述的TMS320F28335是一款由TI公司生产的高性能TMS320C28x系列32位浮点DSP处理器。

优选地，步骤2所述移相角θ∈(-90°,90°)。

与现有技术相比，本发明的有益的效果包括：

1、本控制方法提出一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法，该方法在双向功率控制中，尤其是方向切换的过程中能够保证移相角度输出稳定，同时正向和反向功率流动的控制模式相同，无需切换，控制过程简单稳定易于实现；

2、本控制方法在保证输出移相角度稳定的同时，控制环路和移相控制器的实现在同一块控制器上，无需附加电路降低系统复杂度与成本，易于工程实践与推广。

附图说明

图1是本发明所涉及的三相双有源桥变换器的拓扑图。

图2是本发明提出的控制方法的控制框图。

图3是本发明控制方法步骤2.3的示意图。

图4是本发明控制方法步骤2.4和2.5的示意图。

图5是根据本发明与本发明的实施例的具体参数在实际实验平台实验得到的直流输入电压U_h、直流输出电压U_l、直流输入电流I_in和移相电感L₁电流I_l1的实验波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的控制方法做进一步详细的描述。

图1是本发明所涉及的三相双有源桥变换器的拓扑图。由附图1可见，本发明所涉及的三相双有源桥变换器包括第一直流电源U_h、一个三相双有源桥和第二直流电源U_l；所述三相双有源桥包括一个输入电容C₁、一个原边三相半桥、三个相同的移相电感，三个相同的高频隔离变压器、一个副边三相半桥和一个输出电容C₂；三个相同的移相电感分别记为L_a，a＝1，2，3，三个相同的高频隔离变压器分别记为T_b，b＝1，2，3；所述输入电容C₁并联在第一直流电源U_h的正直流母线P与负直流母线N之间，输出电容C₂并联在第二直流电源U_l的正直流母线P^*与负直流母线N^*之间。

所述原边三相半桥包括6个带反并联二极管的开关管，将6个带反并联二极管的开关管分别记为开关管S_i，i表示开关管的序号，i＝1，2，…，6，其中，开关管S₁与开关管S₂串联构成原边第一相桥臂，原边第一相桥臂的中点记为点A₁，开关管S₃与开关管S₄串联构成原边第二相桥臂，原边第二相桥臂的中点记为点A₂，开关管S₅与开关管S₆串联构成原边第三相桥臂，原边第三相桥臂的中点记为点A₃；原边第一相桥臂、原边第二相桥臂、原边第三相桥臂相互并联在正直流母线P与负直流母线N之间，即开关管S₁、开关管S₃、开关管S₅的集电极并联后连接至正直流母线P，开关管S₂、开关管S₄、开关管S₆的发射极并联后连接至负直流母线N。

所述副边三相半桥包括6个带反并联二极管的开关管，6个带反并联二极管的开关管分别记为开关管Q_j，j表示开关管的序号，j＝1，2，…，6，其中，开关管Q₁与开关管Q₂串联构成副边第一相桥臂，副边第一相桥臂的中点记为点B₁，开关管Q₃与开关管Q₄串联构成副边第二相桥臂，副边第二相桥臂的中点记为点B₂，开关管Q₅与开关管Q₆串联构成副边第三相桥臂，副边第三相桥臂的中点记为点B₃；副边第一相桥臂、副边第二相桥臂、副边第三相桥臂相互并联在正直流母线P^*与负直流母线N^*之间，即开关管Q₁、开关管Q₃、开关管Q₅的集电极并联后连接至正直流母线P^*，开关管Q₂、开关管Q₄、开关管Q₆的发射极并联后连接至负直流母线N^*。

所述点A₁、点A₂、点A₃分别与三个相同的移相电感L_a串联后与三个相同的高频隔离变压器T_b的输入同名端相连接，高频隔离变压器T_b的输出同名端分别与点B₁、点B₂、点B₃相连接，高频隔离变压器T_b的输入非同名端相连接，高频隔离变压器T_b的输出非同名端相连接。

在本实施例中，所述高频隔离变压器T_b的绕组匝比为n∶1，其中n为高频隔离变压器的变比，n为正整数。

本实施例中的具体电气参数如下：直流电源U_h为600V，输入电容C₁为220uf，输出电容C₂为220uf，三个移相电感L_a均为44uh，高频隔离变压器的变比n＝1，即三个高频隔离变压器T_b的绕组匝比均为1∶1。

图2是本发明提出的控制方法的控制框图。由图2见，本发明提出的一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法的具体实施步骤如下：

步骤1，采样第一直流电源U_h的正直流母线P的输入直流电流I_in，设定输入直流电流的给定值I_{in_ref}，通过电流环控制方程得到移相值Ph，所述的电流控制方程如下：

其中，K_p为电流环的比例控制系数，K_i为电流环的积分控制系数，s为拉普拉斯算子。

在本实施例中，取Ph∈(-1，1)、K_p＝0.72、K_i＝45。

步骤2，根据步骤1得到的移相值Ph，基于移相控制器得到移相角θ，控制原边三相半桥与副边三相半桥的开关管动作，使得输入直流电流稳定在输入直流电流的给定值I_{in_ref}，从而控制功率流动，所述功率流动的方向由输入直流电流的给定值I_{in_ref}决定：

当I_{in_ref}＞0时，功率流动的方向由第一直流电源U_h经过三相双有源桥流入第二直流电源U_l，

当I_{in_ref}＜0，功率流动的方向由第二直流电源U_l经过三相双有源桥流入第一直流电源U_h，

当I_{in_ref}＝0，功率不发生流动。

所述移相控制器是基于TMS320F28335微处理器中的EPWM模块实现的。

在本实施例中，TMS320F28335是一款由TI公司生产的高性能TMS320C28x系列32位浮点DSP处理器。

在本实施例中，移相角θ∈(-90°，90°)。

所述控制过程如下：

步骤2.1，将开关管S_i的驱动信号记为D_i、开关管Q_j的驱动信号为H_j，i＝1，2...6，j＝1，2...6，即开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃、开关管S₄、开关管S₅与开关管S₆的驱动信号分别记为驱动信号D₁、驱动信号D₂、驱动信号D₃、驱动信号D₄、驱动信号D₅和驱动信号D₆，开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃、开关管Q₄、开关管Q₅与开关管Q₆的驱动信号分别记为驱动信号H₁、驱动信号H₂、驱动信号H₃、驱动信号H₄、驱动信号H₅和驱动信号H₆。

步骤2.2，设驱动信号D₁、驱动信号D₂的三角载波为V₁，驱动信号D₃、驱动信号D₄的三角载波为V₂，驱动信号D₅、驱动信号D₆的三角载波为V₃，驱动信号H₁、驱动信号H₂的三角载波为V₄，驱动信号H₃、驱动信号H₄的三角载波为V₅，驱动信号H₅、驱动信号H₆的三角载波为V₆。

对三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃、三角载波V₄、三角载波V₅和三角载波V₆进行如下设置：均为上下计数模式，三角载波频率均为f、三角载波周期

三角载波的波峰值均为PRD。

在本实施例中，取f＝20Khz、T＝0.00005s、PRD值为3750。

步骤2.3，设置三角载波V₁、三角载波V₄的初始相位值为Pha₁，此时三角载波V₁、三角载波V₄处于向上计数模式输出；设置三角载波V₂、三角载波V₅的初始相位值为Pha₂，此时三角载波V₂、三角载波V₅处于向上计数模式输出；设置三角载波V₃、三角载波V₆的初始相位值为Pha₃，此时三角载波V₃、V₆处于向下计数模式输出，并令初始相位值Pha₁、Pha₂、Pha₃满足以下公式，

Pha₁＝0

从而使得驱动信号D₁与驱动信号D₃的相位差为120°，驱动信号D₃与驱动信号D₅的相位差为120°，驱动信号D₂与驱动信号D₄的相位差为120°，驱动信号D₄与驱动信号D₆的相位差为120°，驱动信号H₁与驱动信号H₃的相位差为120°，驱动信号H₃与驱动信号H₅的相位差为120°，驱动信号H₂与驱动信号H₄的相位差为120°，驱动信号H₄与驱动信号H₆的相位差为120°。

在本实施例中，Pha₁＝0，Pha₂＝2500，Pha₃＝1250。

步骤2.4，设三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃的上升沿比较值为CA₁、下降沿比较值为CA₂，则上升沿比较值CA₁和下降沿比较值CA₂满足下式：

当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向上计数时得到的计数值大于上升沿比较值CA₁时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为高电平，当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向上计数时得到的计数值小于等于上升沿比较值CA₁时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为低电平；当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向下计数时得到的计数值小于下降沿比较值CA₂时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为低电平，当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向下计数时得到的计数值大于等于下降沿比较值CA₂时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为高电平；驱动信号D₂与驱动信号D₁互补，驱动信号D₄与驱动信号D₃互补，驱动信号D₆与驱动信号D₅互补，从而使得驱动信号D₁、驱动信号D₂、驱动信号D₃、驱动信号D₄、驱动信号D₅和驱动信号D₆均是占空比为50％的方波。

在本实施例中，CA₁＝CA₂＝1875。

步骤2.5，设三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆的上升沿比较值为CB₁、下降沿比较值为CB₂，则上升沿比较值CB₁和下降沿比较值CB₂满足下式：

当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向上计数时得到的计数值大于上升沿比较值CB₁时，相应的驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为高电平，当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向上计数时得到的计数值小于等于上升沿比较值CB₁时，相应的驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为低电平；当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向下计数时得到的计数值小于下降沿比较值CB₂时，驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为低电平，当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向下计数时得到的计数值大于等于下降沿比较值CB₂时，驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为高电平；驱动信号H₂与驱动信号H₁互补，驱动信号H₄与驱动信号H₃互补，驱动信号H₆与驱动信号H₅互补，从而使得驱动信号H₁、驱动信号H₂、驱动信号H₃、驱动信号H₄、驱动信号H₅和驱动信号H₆均是占空比为50％的方波，并同时使得驱动信号H_j与驱动信号D_i之间的相位差为移相角θ。

在本实施例中，CB₁＝1875+Ph×1875，CB₂＝1875-Ph×1875。

所述驱动信号H_j与驱动信号D_i之间的相位差为移相角θ指的是：驱动信号D₁与驱动信号H₁、驱动信号D₂与驱动信号H₂、驱动信号D₃与驱动信号H₃、驱动信号D₄与驱动信号H₄、驱动信号D₅与驱动信号H₅、驱动信号D₆与驱动信号H₆之间的相位差均为移相角θ。

图3是本发明控制方法步骤2.3的示意图，图中纵坐标1、0分别代表高、低电平，由该图可见驱动信号D₁、D₃、D₅依次相差120°。图4是本发明控制方法步骤2.4和2.5的示意图，图中纵坐标1、0分别代表高、低电平，由该图可见，驱动信号D₁、H₁的占空比为50％，同时驱动信号D₁、H₁之间移相角θ∈(-90°，90°)，满足系统功率传输曲线的要求。

图5是根据本发明与本发明的实施例的具体参数在实际实验平台实验得到的直流输入电压U_h、直流输出电压U_l、直流输入电流I_in和移相电感L₁电流I_l1的实验波形。由图5可见，在正反向功率流动过程中直流输入输出电压分别保持在U_h、U_l。需要说明的是在切换功率流动方向时两个电压会有波动，但很快恢复稳定，当电流给定在I_{in_ref}时，输入电流保持在I_{in_ref}，功率正向流动，当电流给定值变换-I_{in_ref}时，输入电流迅速变换为-I_{in_ref}，功率反向流动，电感电流I_l1也随之发生变换，上述实验结果验证了本发明方法的有效性。

Claims (4)

1.一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法，所述的三相双有源桥变换器包括第一直流电源U_h、一个三相双有源桥和第二直流电源U_l；所述三相双有源桥包括一个输入电容C₁、一个原边三相半桥、三个相同的移相电感，三个相同的高频隔离变压器、一个副边三相半桥和一个输出电容C₂；三个相同的移相电感分别记为L_a，a＝1，2，3，三个相同的高频隔离变压器分别记为T_b，b＝1，2，3；所述输入电容C₁并联在第一直流电源U_h的正直流母线P与负直流母线N之间，输出电容C₂并联在第二直流电源U_l的正直流母线P^*与负直流母线N^*之间；

所述原边三相半桥包括6个带反并联二极管的开关管，将6个带反并联二极管的开关管分别记为开关管S_i，i表示开关管的序号，i＝1，2，…，6，其中，开关管S₁与开关管S₂串联构成原边第一相桥臂，原边第一相桥臂的中点记为点A₁，开关管S₃与开关管S₄串联构成原边第二相桥臂，原边第二相桥臂的中点记为点A₂，开关管S₅与开关管S₆串联构成原边第三相桥臂，原边第三相桥臂的中点记为点A₃；原边第一相桥臂、原边第二相桥臂、原边第三相桥臂相互并联在正直流母线P与负直流母线N之间，即开关管S₁、开关管S₃、开关管S₅的集电极并联后连接至正直流母线P，开关管S₂、开关管S₄、开关管S₆的发射极并联后连接至负直流母线N；

所述副边三相半桥包括6个带反并联二极管的开关管，6个带反并联二极管的开关管分别记为开关管Q_j，j表示开关管的序号，j＝1，2，…，6，其中，开关管Q₁与开关管Q₂串联构成副边第一相桥臂，副边第一相桥臂的中点记为点B₁，开关管Q₃与开关管Q₄串联构成副边第二相桥臂，副边第二相桥臂的中点记为点B₂，开关管Q₅与开关管Q₆串联构成副边第三相桥臂，副边第三相桥臂的中点记为点B₃；副边第一相桥臂、副边第二相桥臂、副边第三相桥臂相互并联在正直流母线P^*与负直流母线N^*之间，即开关管Q₁、开关管Q₃、开关管Q₅的集电极并联后连接至正直流母线P^*，开关管Q₂、开关管Q₄、开关管Q₆的发射极并联后连接至负直流母线N^*；

所述点A₁、点A₂、点A₃分别与三个相同的移相电感L_a串联后与三个相同的高频隔离变压器T_b的输入同名端相连接，高频隔离变压器T_b的输出同名端分别与点B₁、点B₂、点B₃相连接，高频隔离变压器T_b的输入非同名端相连接，高频隔离变压器T_b的输出非同名端相连接；

其特征在于，本控制方法包括以下步骤：

步骤1，采样第一直流电源U_h的正直流母线P的输入直流电流I_in，设定输入直流电流的给定值I_{in_ref}，通过电流环控制方程得到移相值Ph，所述的电流环控制方程如下：

其中，K_p为电流环的比例控制系数，K_i为电流环的积分控制系数，s为拉普拉斯算子；

步骤2，根据步骤1得到的移相值Ph，基于移相控制器得到移相角θ，控制原边三相半桥与副边三相半桥的开关管动作，使得输入直流电流稳定在输入直流电流的给定值I_{in_ref}，从而控制功率流动，所述功率流动的方向由输入直流电流的给定值I_{in_ref}决定：

当I_{in_ref}＞0时，功率流动的方向由第一直流电源U_h经过三相双有源桥流入第二直流电源U_l，

当I_{in_ref}＜0，功率流动的方向由第二直流电源U_l经过三相双有源桥流入第一直流电源U_h，

当I_{in_ref}＝0，功率不发生流动；

所述移相控制器是基于TMS320F28335微处理器中的EPWM模块实现的，所述控制过程如下：

步骤2.1，将开关管S_i的驱动信号记为D_i、开关管Q_j的驱动信号为H_j，i＝1，2...6，j＝1，2...6，即开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃、开关管S₄、开关管S₅与开关管S₆的驱动信号分别记为驱动信号D₁、驱动信号D₂、驱动信号D₃、驱动信号D₄、驱动信号D₅和驱动信号D₆，开关管Q₁、开关管Q₂、开关管Q₃、开关管Q₄、开关管Q₅与开关管Q₆的驱动信号分别记为驱动信号H₁、驱动信号H₂、驱动信号H₃、驱动信号H₄、驱动信号H₅和驱动信号H₆；

步骤2.2，设驱动信号D₁、驱动信号D₂的三角载波为V₁，驱动信号D₃、驱动信号D₄的三角载波为V₂，驱动信号D₅、驱动信号D₆的三角载波为V₃，驱动信号H₁、驱动信号H₂的三角载波为V₄，驱动信号H₃、驱动信号H₄的三角载波为V₅，驱动信号H₅、驱动信号H₆的三角载波为V₆；

对三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃、三角载波V₄、三角载波V₅和三角载波V₆进行如下设置：均为上下计数模式，三角载波频率均为f、三角载波周期

三角载波的波峰值均为PRD；

步骤2.3，设置三角载波V₁、三角载波V₄的初始相位值为Pha₁，此时三角载波V₁、三角载波V₄处于向上计数模式输出；设置三角载波V₂、三角载波V₅的初始相位值为Pha₂，此时三角载波V₂、三角载波V₅处于向上计数模式输出；设置三角载波V₃、三角载波V₆的初始相位值为Pha₃，此时三角载波V₃、V₆处于向下计数模式输出，并令初始相位值Pha₁、Pha₂、Pha₃满足以下公式，

Pha₁＝0

从而使得驱动信号D₁与驱动信号D₃的相位差为120°，驱动信号D₃与驱动信号D₅的相位差为120°，驱动信号D₂与驱动信号D₄的相位差为120°，驱动信号D₄与驱动信号D₆的相位差为120°，驱动信号H₁与驱动信号H₃的相位差为120°，驱动信号H₃与驱动信号H₅的相位差为120°，驱动信号H₂与驱动信号H₄的相位差为120°，驱动信号H₄与驱动信号H₆的相位差为120°；

步骤2.4，设三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃的上升沿比较值为CA₁、下降沿比较值为CA₂，则上升沿比较值CA₁和下降沿比较值CA₂满足下式：

当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向上计数时得到的计数值大于上升沿比较值CA₁时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为高电平，当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向上计数时得到的计数值小于等于上升沿比较值CA₁时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为低电平；当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向下计数时得到的计数值小于下降沿比较值CA₂时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为低电平，当三角载波V₁、三角载波V₂、三角载波V₃在向下计数时得到的计数值大于等于下降沿比较值CA₂时，相应的驱动信号D₁、驱动信号D₃、驱动信号D₅输出为高电平；驱动信号D₂与驱动信号D₁互补，驱动信号D₄与驱动信号D₃互补，驱动信号D₆与驱动信号D₅互补，从而使得驱动信号D₁、驱动信号D₂、驱动信号D₃、驱动信号D₄、驱动信号D₅和驱动信号D₆均是占空比为50％的方波；

步骤2.5，设三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆的上升沿比较值为CB₁、下降沿比较值为CB₂，则上升沿比较值CB₁和下降沿比较值CB₂满足下式：

当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向上计数时得到的计数值大于上升沿比较值CB₁时，相应的驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为高电平，当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向上计数时得到的计数值小于等于上升沿比较值CB₁时，相应的驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为低电平；当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向下计数时得到的计数值小于下降沿比较值CB₂时，驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为低电平，当三角载波V₄、三角载波V₅、三角载波V₆在向下计数时得到的计数值大于等于下降沿比较值CB₂时，驱动信号H₁、驱动信号H₃、驱动信号H₅分别输出为高电平；驱动信号H₂与驱动信号H₁互补，驱动信号H₄与驱动信号H₃互补，驱动信号H₆与驱动信号H₅互补，从而使得驱动信号H₁、驱动信号H₂、驱动信号H₃、驱动信号H₄、驱动信号H₅和驱动信号H₆均是占空比为50％的方波，并同时使得驱动信号H_j与驱动信号D_i之间的相位差为移相角θ；

所述驱动信号H_j与驱动信号D_i之间的相位差为移相角θ指的是：驱动信号D₁与驱动信号H₁、驱动信号D₂与驱动信号H₂、驱动信号D₃与驱动信号H₃、驱动信号D₄与驱动信号H₄、驱动信号D₅与驱动信号H₅、驱动信号D₆与驱动信号H₆之间的相位差均为移相角θ。

2.根据权利要求1所述的一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法，其特征在于，所述高频隔离变压器T_b的绕组匝比为n∶1，其中n为高频隔离变压器的变比，n为正整数。

3.根据权利要求1所述的一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法，其特征在于，所述TMS320F28335微处理器是一款由TI公司生产的高性能TMS320C28x系列32位浮点DSP处理器。

4.根据权利要求1所述的一种三相双有源桥变换器双向功率无缝传输控制方法，其特征在于，步骤2所述移相角θ∈(-90°，90°)。

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