CN110289765B - 一种高功率密度的dab型直流变压器子模块拓扑及其控制方法 - Google Patents

一种高功率密度的dab型直流变压器子模块拓扑及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑，所述子模块拓扑包括两个输入分压电容Cin1和Cin2、变换器原边、变换器副边以及输出电容Co，所述变换器原边的输入端并联于相应的输入分压电容Cin的两端，变换器原边与变换器副边通过磁路耦合连接，变换器副边的输出端并联于输出电容Co的两端。该子模块拓扑输入侧将4个半桥串联以降低每个开关器件的电压应力，副边则是传统的全桥结构。通过原边多个半桥串联，副边共用一个全桥的方式，有效地减少了模块数，降低了整个直流变压器的体积，从而提高了功率密度。

Description

一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑及其控制 方法
技术领域
本发明涉及一种变压器子模块拓扑，具体涉及一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑及其控制方法，属于电力电子技术领域。
背景技术
作为电力电子集成技术的重要分支，多变换器串并联系统一直是近年来研究的热点。由于多模块串并联系统具有降低开发难度、方便扩容、实现系统冗余、可靠性高等优点，其广泛运用于分布式发电、电力电子变压器及不间断电源等系统中。对于多变换器串并联系统，不同串并联组合方式的系统应用于不同的场合。以ISOP系统为例，其适用于高电压输入，大电流输出的场合。例如城市轨道交通、电气化铁路以及船舶供电系统中的大功率直流开关电源。
目前直流变压器的直流变压器大都采用多变换器串并联系统，但是由于开关器件耐压的限制，需要采用较多的模块数串联。这就使得直流变压器的体积过大，功率密度降低，并且结构复杂，成本较高，因此，迫切的需要一种新的方案解决上述技术问题。
发明内容
本发明正是针对现有技术中存在的问题，提供一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑及其控制方法，本发明针对目前直流变压器模块数较多，体积过大，功率密度低的问题，提出了一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑及其控制方式。该子模块应用至直流变压器之中，在同样的器件耐压值的情况下，输入侧能够承受2倍的电压值，所以，能够减少一半的模块数，从而大大降低了直流变压器的体积，提高其功率密度。
为了实现上述目的，本发明的技术方案如下，一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑，其特征在于：所述子模块拓扑包括两个输入分压电容Cin1和Cin2、变换器原边、变换器副边以及输出电容Co，所述变换器原边的输入端并联于相应的输入分压电容Cin的两端，变换器原边与变换器副边通过磁路耦合连接，变换器副边的输出端并联于输出电容Co的两端。
作为本发明的一种改进，所述变换器的原边为4个半桥串联结构，副边为一全桥电路，所述变换器原边包括：第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7、第八开关管Q8，两个飞跨电容Cd1和Cd2，原边电感Ls、隔直电容Cd和原边绕组，第一开关管至第八开关管均反并联一个二极管，所述飞跨电容Cd1正极连接在第一开关管Q1和第二开关管Q2中点，负极连接在第三开关管Q3和第四开关管Q4中点；所述飞跨电容Cd2正极连接在第五开关管Q5和第六开关管Q6中点，负极连接在第七开关管Q7和第八开关管Q8中点，第二开关管Q2和第三开关管Q3中点通过功率传输电感LS连接到原边绕组一端连接；第六开关管Q6和第七开关管Q7中点通过隔直电容Cd连接到原边绕组的另一端。
作为本发明的一种改进，所述变换器副边包括：第九开关管Q9、第十开关管Q10、第十一开关管Q11、第十二开关管Q12和副边绕组，第九开关管至第十二开关管均反并联一个二极管，然后分别设置于变换器副边全桥电路的第一桥臂和第二桥臂；第一桥臂中点与副边绕组同名端连接，第二桥臂中点与副边绕组另一端连接。
一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑控制方法，其特征在于，所述控制方法为：变压器原边侧的开关管驱动波形如下：第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动波形占空比相等均为25％且相位相差半个周期，第四开关管Q4和第三开关管Q3的驱动波形分别和第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动波形互补，同样，第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动波形占空比相等均为25％且相位相差半个周期，第六开关管Q6和第五开关管Q5的驱动波形分别和第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动波形互补，其中，第一开关管Q1和第八开关管Q8的驱动波形是相同的；
变压器副边侧的开关管驱动波形如下：
副边开关管的开关频率为原边开关管的开关频率的两倍，第九开关管Q9和第十开关管Q10的驱动波形互补且占空比均为50％，第十一开关管Q11和第十二开关管Q12驱动波形互补且占空比均为50％，第九开关管Q9和第十二开关管Q12驱动波形相同，第十开关管Q10驱动和第十一开关管Q11驱动波形相同。
作为本发明的一种改进，所述第一开关管Q1的驱动波形和第九开关管Q9的驱动波形之间存在一个移相角，通过对移相角大小的调节控制整个直流变压器功率的传输方向和大小。输入侧由4个半桥串联而成，以降低开关管的电压应力，副边则是传统的全桥结构。通过调节原副边移相角的大小调节传输功率的大小。通过原边多个半桥串联，副边共用一个全桥的方式，有效地减少了模块数，降低了整个直流变压器的体积，从而提高了功率密度。
作为本发明的一种改进，先采得系统的实时输出电压值与系统的电压给定值作差，将差值经过一个PI调节器以及限幅器得到实时的移相角的大小。
相对于现有技术，本发明具有如下优点，1)该子模块拓扑输入侧将4个半桥串联以降低每个开关器件的电压应力，副边则是传统的全桥结构。通过原边多个半桥串联，副边共用一个全桥的方式，有效地减少了模块数，降低了整个直流变压器的体积，从而提高了功率密度；2)该子模块也是通过原副边移相角的调节来控制系统的传输功率。其控制策略上，采用了一种非对称占空比的控制策略，使得变压器原边开关管的开关频率为副边开关管的一半，在一定程度降低了原边的开关频率，降低了损耗；3)该技术方案能够实现所有开关的软开关，效率较高；4)该技术方案中，只需通过采样输出电压或者输出功率进行PI调节获取移相角大小，控制方法简单易实现；5)该方案可以有效减少输入侧开关管的电压应力，有助于减少直流变压器的模块数；变压器原边开关频率仅为副边开关频率的一半，降低了开关频率，减小了开关损耗；6)该技术方案成本较低，便于进一步的推广应用。
附图说明
图1为一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑电路原理图；
图2为一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块系统的控制波形图；
图3为一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块系统的主要工作波形仿真图；
图4为一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块系统的隔直电容的电压波形仿真图；
图5为一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块系统的输出电压波形仿真图；
图6为一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块系统输出功率随移相角大小变化曲线。
具体实施方式：
为了加深对本发明的理解，下面结合附图对本实施例做详细的说明。
实施例1：如图1所示，一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑，该子模块拓扑输入侧将4个半桥串联以降低每个开关器件的电压应力，副边则是传统的全桥结构。通过原边多个半桥串联，副边共用一个全桥的方式，有效地减少了模块数，降低了整个直流变压器的体积，从而提高了功率密度。和传统的DAB变换器一样，该子模块也是通过原副边移相角的调节来控制系统的传输功率。其控制策略上，采用了一种非对称占空比的控制策略，使得变压器原边开关管的开关频率为副边开关管的一半，在一定程度降低了原边的开关频率，降低了损耗。
该方案中，输入侧由4个半桥串联而成，以降低开关管的电压应力，副边则是传统的全桥结构。通过调节原副边移相角的大小调节传输功率的大小。通过原边多个半桥串联，副边共用一个全桥的方式，有效地减少了模块数，降低了整个直流变压器的体积，从而提高了功率密度。
参见图1，该子模块包括两个输入分压电容Cin1和Cin2、变换器原边、变换器副边以及输出电容Co，变换器原边的输入端并联于相应的输入分压电容Cin的两端，变换器原边与变换器副边通过磁路耦合连接，变换器副边的输出端并联于输出电容Co的两端。
子模块的原边为4个半桥串联结构，副边为一全桥电路，其中变换器原边包括：第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7、第八开关管Q8，两个飞跨电容Cd1和Cd2，原边电感Ls、隔直电容Cd和原边绕组，第一开关管至第八开关管均反并联一个二极管。飞跨电容Cd1正极连接在第一开关管Q1和第二开关管Q2中点，负极连接在第三开关管Q3和第四开关管Q4中点；飞跨电容Cd2正极连接在第五开关管Q5和第六开关管Q6中点，负极连接在第七开关管Q7和第八开关管Q8中点。第二开关管Q2和第三开关管Q3中点通过功率传输电感LS连接到原边绕组一端连接；第六开关管Q6和第七开关管Q7中点通过隔直电容Cd连接到原边绕组的另一端。
变换器副边全桥电路包括：第九开关管Q9、第十开关管Q10、第十一开关管Q11、第十二开关管Q12和副边绕组，第九开关管至第十二开关管均反并联一个二极管，然后分别设置于变换器副边全桥电路的第一桥臂和第二桥臂；第一桥臂中点与副边绕组同名端连接，第二桥臂中点与副边绕组另一端连接。
一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑控制方法，变压器原边侧的开关管驱动波形如下：第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动波形占空比相等均为25％且相位相差半个周期。第四开关管Q4和第三开关管Q3的驱动波形分别和第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动波形互补。同样，第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动波形占空比相等均为25％且相位相差半个周期。第六开关管Q6和第五开关管Q5的驱动波形分别和第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动波形互补。其中，第一开关管Q1和第八开关管Q8的驱动波形是相同的；
变压器副边侧的开关管驱动波形如下：
副边开关管的开关频率为原边开关管的开关频率的两倍。第九开关管Q9和第十开关管Q10的驱动波形互补且占空比均为50％，第十一开关管Q11和第十二开关管Q12驱动波形互补且占空比均为50％，第九开关管Q9和第十二开关管Q12驱动波形相同，第十开关管Q10驱动和第十一开关管Q11驱动波形相同；所述第一开关管Q1的驱动波形和第九开关管Q9的驱动波形之间存在一个-π/2～π/2的移相角。通过对移相角大小的调节控制整个直流变压器功率的传输方向和大小。
先采得系统的实时输出电压值与系统的电压给定值作差，将差值经过一个PI调节器以及限幅器得到实时的移相角的大小。
应用实施例：
下面以单个子模块为例，并结合仿真结果来阐述本发明的技术方案的工作原理。仿真参数如下：
仿真主要参数
Figure BDA0002097945750000051
图1中为一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块系统的主电路原理图，参见图2的控制方式，按照前面提出的控制方法给出变换器的驱动信号。
图3给出了系统的主要工作波形仿真图，AB的点的电压为最高电压为100V，最低电压0V的方波。
图4给出了系统的隔直电容的电压仿真图，其电压稳定在-50V，通过叠加隔直容电压以及AB点电压，可以得出正负峰值均为50V的方波波形以加到功率传输电感的一侧。所以在变比为1:1的情况下，其输出电压仅为输入电压的一半。
图5给出了系统的输出电压的仿真图，可以看出，经过短暂的调节之后，系统输出电压能够稳定在给定的50V。
通过改变系统的移相角来控制传输功率的大小和方向，设移相角为
Figure BDA0002097945750000062
若不计损耗，根据DAB变换器单移相控制策略下功率计算公式可以计算出系统的输出功率：
所以，系统的总输入输出功率为：
Figure BDA0002097945750000061
其中，Pin为系统的输入功率，Po为系统的输出功率，Vin为系统的输入电压，Vo为系统的输出电压。
如式(1)，当系统硬件参数设计完毕之后，只有移相角一个参数在变化，所以该变换器的功率传输曲线如图6所示。可以看出，移相角为π/2时，系统的正向输出功率最大；移相角为-π/2时，系统的反向输出功率最大。
总之，本发明的一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑及其控制方式。该直流变压器子模块原边将4个半桥串联以降低每个开关器件的电压应力，副边则是传统的全桥结构。通过原边多个半桥串联，副边共用一个全桥的方式，有效地减少了模块数，降低了整个直流变压器的体积，从而提高了功率密度。和传统的DAB变换器一样，该子模块也是通过原副边移相角的调节来控制系统的传输功率。其控制策略上，采用了一种非对称占空比的控制策略，使得变压器原边开关管的开关频率为副边开关管的一半，在一定程度降低了原边开关管的开关频率，降低了损耗。
需要说明的是上述实施例，并非用来限定本发明的保护范围，在上述技术方案的基础上所作出的等同变换或替代均落入本发明权利要求所保护的范围。

Claims (4)

1.一种高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑，其特征在于：所述子模块拓扑包括两个输入分压电容即第一输入分压电容Cin1和第二输入分压电容Cin2、变换器原边、变换器副边以及输出电容Co，第一输入分压电容Cin1正极与第二输入分压电容Cin2负极组成变换器原边输入端，
变换器原边与变换器副边通过磁路耦合连接，变换器副边的输出端并联于输出电容Co的两端；所述变换器原边为8开关管串联结构，副边为一全桥电路，所述变换器原边包括：第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7、第八开关管Q8，两个飞跨电容Cd1和Cd2，原边电感Ls、隔直电容Cd和原边绕组，第一开关管至第八开关管均反并联一个二极管，所述飞跨电容Cd1正极连接在第一开关管Q1和第二开关管Q2中点，负极连接在第三开关管Q3和第四开关管Q4中点；所述飞跨电容Cd2正极连接在第五开关管Q5和第六开关管Q6中点，负极连接在第七开关管Q7和第八开关管Q8中点，第二开关管Q2和第三开关管Q3中点通过原边电感LS连接到原边绕组一端；第六开关管Q6和第七开关管Q7中点通过隔直电容Cd连接到原边绕组的另一端，第一开关管至第八开关管依次串联，第一开关管集电极连接第一输入分压电容正极，第四开关管发射极连接第一输入分压电容负极；第五开关管集电极连接第二输入分压电容正极，第八开关管发射极连接第二输入分压电容负极；第一输入分压电容负极连接第二输入分压电容正极，所述变换器副边包括：第九开关管Q9、第十开关管Q10、第十一开关管Q11、第十二开关管Q12和副边绕组，第九开关管和第十开关管均反并联一个二极管，然后分别设置于变换器副边全桥电路的第一桥臂，第十一开关管和第十二开关管均反并联一个二极管，然后分别设置于变换器副边全桥电路的第二桥臂，第一桥臂中点与副边绕组同名端连接，第二桥臂中点与副边绕组异名端连接。
2.应用于权利要求1所述高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑的控制方法，其特征在于，所述控制方法为：变压器原边侧的开关管驱动波形如下：第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动波形占空比相等均为25％且相位相差半个周期，第四开关管Q4和第三开关管Q3的驱动波形分别和第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动波形互补，同样，第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动波形占空比相等均为25％且相位相差半个周期，第六开关管Q6和第五开关管Q5的驱动波形分别和第七开关管Q7和第八开关管Q8的驱动波形互补，其中，第一开关管Q1和第八开关管Q8的驱动波形是相同的；变压器副边侧的开关管驱动波形如下：
副边开关管的开关频率为原边开关管的开关频率的两倍，第九开关管Q9和第十开关管Q10的驱动波形互补且占空比均为50％，第十一开关管Q11和第十二开关管Q12驱动波形互补且占空比均为50％，第九开关管Q9和第十二开关管Q12驱动波形相同，第十开关管Q10和第十一开关管Q11驱动波形相同。
3.根据权利要求2所述的应用于高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑的控制方法，其特征在于，所述第一开关管Q1的驱动波形和第九开关管Q9的驱动波形之间存在一个-π/2～π/2的移相角，通过对移相角大小的调节控制整个直流变压器功率的传输方向和大小。
4.根据权利要求3所述的应用于高功率密度的DAB型直流变压器子模块拓扑的控制方法，其特征在于，先将采得系统的实时输出电压值与系统的电压给定值作差，将差值经过一个PI调节器以及限幅器得到实时的移相角的大小。
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