CN104158405A - 一种用于微网的双向dc/dc变换器及偏磁数字抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法，对用于微网的移相式全桥双向DC/DC拓扑的工作模式进行了详细的分析，给出传输功率的推导过程，介绍了能量双向流动的可能性，阐述数字控制本身对偏磁抑制的原理，提出了一种能够对偏磁有效抑制的数字补偿方法，给出了DSP中的移相方法，该方法有效解决了效率降低和占空比减小等问题，同时不会增加额外的硬件，其中变换器数字PWM控制算法电流环和电压环均采用PI调节器进行调节，直流电流的采样为消除尖峰电流等带来的影响，通过二阶模拟低通滤波器滤波。

Description

一种用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法

技术领域

本发明涉及一种用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法，属于微电网技术。

背景技术

开发和利用清洁而又高效的新能源，是21世纪人类面临的重要课题。微电网充分发挥了新能源的特点，是未来能源与环境的钥匙，新能源的利用将使微电网的建设出现高速发展期。储能技术对微电网的实现有重要作用，其应用在很大程度上解决新能源发电的波动性和随机性问题，有效提高间歇性微源的可预测性、确定性和经济性，此外，储能技术在调频调压和改善系统有功、无功平衡水平，提高微电网稳定运行能力方面也具有一定的作用。其中蓄电池作为一种实用、环保、高效的能量存储装置，有着广泛的应用，而BDC变换器在蓄电池的充放电过程中起到了非常重要的作用，因而有着重要的研究价值。

传统单向DC/DC变换器只能将能量从一个方向传送到另一个方向，而BDC变换器，区别于传统的单向DC/DC变换器，能够实现能量的双向传输，即功率不仅能够实现输入端流向输出端，也可以从输出端流向输入端。如BDC的二端口示意图1所示，输入与输出端的电压极性不变，电流方向可以改变。

向DC/DC变换器最显著的优点是其可双象限运行，是典型的“一机两用”设备，不仅是在直流微网蓄电池充放电方面，像在不间断电源、通讯、电动汽车系统、计算机电源、航空航天电源系统等都有广泛的应用。尤其需要能量双向流动的应用场合可以极大的减轻系统的体积、成本和重量，但由于其控制方案的特殊性，存在着不可克服的变压器偏磁问题。变压器偏磁问题通常会造成磁芯损耗增加，降低变换器的转换效率，因此限制了功率等级的提高。此外，由于偏磁问题的存在，容易造成变压器磁通密度的单向饱和，励磁电流瞬间增大，开关管将被烧毁。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法，在有效解决了效率降低和占空比减小等问题，同时不会增加额外的硬件。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法，采用全桥移相式双向DC/DC拓扑结构，并使用数字积分器补偿方法对偏磁进行抑制；

在全桥移相式双向DC/DC拓扑结构中，为实现电压变换及电气隔离，将高频变压器接入到两个全桥变换单元之间，并将电感L与电阻R串联在高频变压器与和一次侧桥臂之间，在高频变压器一次侧直流输入端接蓄电池，在高频变压器二次侧直流输出端接直流微电网母线，其中电感L为串联电感及高频变压器漏感之和，具体结构为：

高频变压器原边侧的全桥变换单元：包括依次串联的功率管S₁、功率管S₂、功率管S₃和功率管S₄；记功率管S₄和功率管S₁之间的连接点为A，功率管S₂和功率管S₃之间的连接点为B，A依次连接电阻R、电感L、高频变压器原边和B，高频变压器的原边电压为V_P；记功率管S₁和功率管S₂之间的连接点为A’，功率管S₃和功率管S₄之间的连接点为B’，蓄电池连接在A’和B’之间，输入电压为V_in；

高频变压器副边侧的全桥变换单元：包括依次串联的功率管S₅、功率管S₆、功率管S₇和功率管S₈；记功率管S₆和功率管S₇之间的连接点为C，功率管S₈和功率管S₅之间的连接点为D，高频变压器副边连接在C和D之间，高频变压器的副边电压为V_P；记功率管S₇和功率管S₈之间的连接点为C’，功率管S₅和功率管S₆之间的连接点为D’，直流微电网母线连接在C’和D’之间，输出电压为V_out；

采用移相PWM方法对高频变压器原边侧的功率管和高频变压器副边侧的功率管进行控制，以实现自动调节正负半周伏秒积以达到抑制变压器直流电流的目的，移相PWM方法即为调节高频变压器直流分量，原边PWM桥臂占空比可在50％区域微调，而副边桥臂的占空比控制为50％不变；具体控制方法为：针对高频变压器原边侧采用电流直流控制，针对高频变压器副边侧采用输出电压控制；

电流直流控制：检测高频变压器原边侧直流电流，首先经过二阶模拟低通滤波器LF滤波，再经过模拟放大后输入到AD转换器，经PI调解得到原边占空比d；由于原边电流为高频交流电流，通过二阶模拟低通滤波器能够将高频电流滤除后得到直流电流，同时也可以消除尖峰电流等带来的影响；

输出电压控制：采用电压外环和电流内环的双闭环模式，电压外环的输出作为电流内环的输入，电流内环的输出为误差e(k)，基于e(k)得到移相角度通过调节移相角度控制输出电压为V_out；由于电流内环响应较慢，电压外环响应较快，因此存在数字精度误差的累积，给高频变压器引入偏磁量，通过数字积分器补偿算法对偏磁量进行补偿，具体为：数字积分器的输入X(n)为积分常数K₁与误差输入e(k)的乘积值累积值，将X(n)分成X_H(n)和X_L(n)两部分，X_H(n)为X(n)的高位部分，X_L(n)为X(n)的低位部分，即：

X_H(n)＝T[X(n)]

X_L(n)＝X(n)-X_H(n)·2^m

其中m为控制器所采用的寄存器的位数，X(n)为2m位，X_H(n)为高m位，X_L(n)为低m位，T为将2m位截取至m位的截取函数；数字积分器的输出Y(n)也由2部分组成，其中Y_H(n)为高位，Y_L(n)为低位，在乘积输出Y_H(n)进行累积的同时将Y_L(n)进行累积，即：

Y_H(n)＝X_H(n)+Y_H(n-1)

Y_L(n)＝X_L(n)+Y_L(n-1)

经过X_L(n)低位累积并进行补偿后，输出Y(n)表示为：

Y(n)＝Y_H(n)+C[Y_L(n)]

其中C为累计补偿，数字积分器采用正反馈方式，实现对小于输出Y(n)最低有效位的丢失数据补偿。

有益效果：本发明提供的用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法，具有如下特点：1、通过检测原边直流电流进行控制，直流电流通过二阶模拟低通滤波器滤波后得到；由于原边电流为高频交流电流，因此通过二阶模拟低通滤波器将高频电流滤除后得到直流电流，同时也可以消除尖峰电流等带来的影响；2、对偏磁有效抑制的数字补偿方法，给出了DSP中的移相方法，该方法有效解决了效率降低和占空比减小等问题，同时不会增加额外的硬件。

附图说明

图1为单相BDC拓扑结构图；

图2为非对称移相原理图；

图3为偏磁抑制的数字控制框图；

图4为输出电压控制；

图5为数字积分器的补偿算法；

图6为PWM中的移项原理。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法，采用全桥移相式双向DC/DC拓扑结构，并使用数字积分器补偿方法对偏磁进行抑制。

如图1所示，在全桥移相式双向DC/DC拓扑结构(即BDC变换器)中，为实现电压变换及电气隔离，将高频变压器接入到两个全桥变换单元之间，并将电感L与电阻R串联在高频变压器与和一次侧桥臂之间，在高频变压器一次侧直流输入端接蓄电池，在高频变压器二次侧直流输出端接直流微电网母线，其中电感L为串联电感及高频变压器漏感之和。

高频变压器原边侧的全桥变换单元：包括依次串联的功率管S₁、功率管S₂、功率管S₃和功率管S₄；记功率管S₄和功率管S₁之间的连接点为A，功率管S₂和功率管S₃之间的连接点为B，A依次连接电阻R、电感L、高频变压器原边和B，高频变压器的原边电压为V_P；记功率管S₁和功率管S₂之间的连接点为A’，功率管S₃和功率管S₄之间的连接点为B’，蓄电池连接在A’和B’之间，输入电压为V_in。

高频变压器副边侧的全桥变换单元：包括依次串联的功率管S₅、功率管S₆、功率管S₇和功率管S₈；记功率管S₆和功率管S₇之间的连接点为C，功率管S₈和功率管S₅之间的连接点为D，高频变压器副边连接在C和D之间，高频变压器的副边电压为V_P；记功率管S₇和功率管S₈之间的连接点为C’，功率管S₅和功率管S₆之间的连接点为D’，直流微电网母线连接在C’和D’之间，输出电压为V_out。

BDC变换器的工作原理如下：由于功率管非常短的开关间隔，因此会对功率管的电流/电压开关应力造成较大影响。本文忽略功率管开关应力，主要对电路工作原理以及整个系统的稳态性、动态特性进行重点分析。

图2为BDC变换器理想工作波形，其原理如图3所示，其中：为移相角；a为原边正半周导通时间；d＝a/2π为原边桥臂占空比，ω为频率系数。电路一共有正向工作模式四个和反向工作模式四个。正向工作时变换器四个子电路状态为STATE1、STATE2、STATE3和STATE4。功率管S₁和S₃、S₂和S₄、S₅和S₇、S₆和S₈具有相同的驱动脉冲；同一桥臂的上下两个功率管的脉冲是互补的且具有50％的占空比。为控制输入端与输出端直流源之间的能量流动的大小与方向，可采取通过改变两个变换单元功率管之间的相角差(即功率管S₁和S₅)的方法。正向流动的四个状态的稳态关系分别为：

STATE 1：

STATE 2：

STATE 3：

STATE 4：

平均功率是由一个周期内四种模态下的电压值乘以对应时间的瞬时电流积分值所得，即平均功率的表达式如下：

当a＝π，即占空比为固定的50％时，由式(5)可得

由公式(6)可得，可以通过调节角控制功率双向流动。当驱动信号S₂(S₄)超前S₆(S₈)时，蓄电池处于充电状态，能量由V₁向V₂传递。当驱动信号S₁(S₃)超前S₅(S₇)时，蓄电池处于放电状态，能量由V₂向V₁传递。

最大功率点满足条件：当时：

正向最大功率点满足条件：当时：

正向最大功率点满足条件：

由于诸多不对称因素造成变压器的正负半周伏秒面积不等是产生偏磁现象产生的主要原因，从而使得变压器出现了直流分量，同时出现尖峰电流，传统的偏磁抑制方法釆用对原边电流正负半波峰值的检测方法，根据正负半周电流峰值之间的差值对脉宽进行调节。但由于尖峰电流的存在造成控制上存在误差。本案通过检测原边直流电流进行控制，直流电流通过二阶模拟低通滤波器滤波后得到。由于原边电流为高频交流电流，因此通过二阶模拟低通滤波器将高频电流滤除后得到直流电流，同时也可以消除尖峰电流等带来的影响。控制系统应能自动调节正负半周伏秒积以达到抑制变压器直流电流的目的，本文采用移相PWM方法，即为调节变压器直流分量，原边PWM桥臂占空比可在50％附近微调，而副边桥臂的占空比控制为50％不变，原理如图2所示。其中二阶滤波器的设计如下，设二阶滤波器为Q(s)：

一般取阻尼比Q(s)的带宽w_h应当根据系统要求的最大带宽确定。

运用平均法对正向运行过程进行分析，得出四个模态的原边电流微分方程：

模态1 $L\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_1+(V_1+V_2)$

模态2 $L\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_2+(V_1-V_2)$

模态3 $L\frac{{\mathrm{di}}_3}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_3+({-V}_1-V_2)$

模态4 $L\frac{{\mathrm{di}}_4}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_4+({-V}_1+V_2)$

四个模态持续的时间分别为根据平均分析法原理，四个模态分别乘以其对应持续时间可以得到一个周期的原边电流的平均值i_pv的微分方程。

$L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{pv}}}{\mathrm{dt}}=-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{pv}}+\frac{V_1}{\mathrm{\π}}(a-\mathrm{\π})---\left(9\right)$

由公式(9)可得，当空比d＝0.5即a＝π时，公式(9)可简化为：Ldi_pv/dt＝-Ri_pv，通过增加R，可以提高直流分量的衰减速度，但会系统损耗增加。公式(9)表明当a≠π时，通过对a进行调节可实现对直流分量的抑制。具体方法为对变压器原边电流采集，随后通过二阶模拟低通滤波器滤波后得到低频直流分量。

图3为偏磁抑制的控制原理，控制部分由输出电压控制与原边电流直流控制两部分组成。原边电流传感器釆集到的电流直流分量经二阶模拟低通滤波器滤波后得到，再经模拟放大后传输到AD转换器，最后经PI调节得到原边占空比d。输出电压的控制采用电压外环和电流内环的双闭环模式，具体原理如图4所示，电压外环的输出作为电流内环的输入，电流内环的输出为误差e(k)，基于e(k)得到移相角度通过调节角控制输出电压。电流环响应较慢，而电压环响应较快。由于数字精度误差的积累，将给变压器引入不可估计的偏磁量，因此本案提出数字积分补偿器对偏磁量进行补偿。

图5为数字积分器补偿器原理图。数字积分器的输入X(n)为积分常数K₁与误差输入e(k)的乘积值累积值；乘积值积累时，误差也会逐渐累积，对PWM造成了一定程度上的直流偏置误差。因此需要对图5中的X(n)进行误差补偿。

假设本系统采用16位寄存器的控制器，误差积分输出32位，在寄存器数字化截取时高16位则积累，低16位被消去。如图5所示，其补偿算法的输入端由2部分组成，即：

X_H(n)＝T[X(n)]  (10)

X_L(n)＝X(n)-X_H(n)·2¹⁶  (11)

式中，T为将32位截取至16位的截取函数，X_H(n)与X_L(n)分别为X(n)的高16位和低16位。数字积分器的输出端Y(n)也由2部分组成，其中Y_H(n)为高位，Y_L(n)为低位，在乘积输出Y_H(n)进行累积的同时将Y_L(n)进行累积，即

Y_H(n)＝X_H(n)+Y_H(n-1)  (12)

Y_L(n)＝X_L(n)+Y_L(n-1)  (13)

最后，经过X_L(n)低位累积并进行进位补偿后，输出Y(n)可表示为：

Y(n)＝Y_H(n)+C[YL(n)]  (14)

其中C为累计补偿。综上所述，补偿算法采用正反馈方式，实现对小于输出Y(n)最低有效位的丢失数据补偿。

PSIM(数字处理软件)中通过设置比较值1与比较值2，通过两者的比较可以获得一个等脉宽的方波，两个比较值可以得一个等脉宽的方波，其中比较值2＝1-比较值1。通过改变比较值1和2的大小即可实现移相，其波形如图6所示。设移相值为X个周期，当2X在0～1之间时，三角波处于上升沿时，比较值为2X，处于下降沿时，比较值为1～2X；当2X在1～2之间时，三角波处于上升沿时，比较值为2X-1，处于下降沿时，比较值为2-2X。通过比较器与微分器对三角波的上升沿与下降沿进行判断，处于上升沿时通过微分器的值大于零，处于下降沿时通过微分器的值小于零，通过比较器与零比较后的值来选择相应多路开关的通道。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种用于微网的双向DC/DC变换器及偏磁数字抑制方法，其特征在于：采用全桥移相式双向DC/DC拓扑结构，并使用数字积分器补偿方法对偏磁进行抑制；

在全桥移相式双向DC/DC拓扑结构中，为实现电压变换及电气隔离，将高频变压器接入到两个全桥变换单元之间，并将电感L与电阻R串联在高频变压器与和一次侧桥臂之间，在高频变压器一次侧直流输入端接蓄电池，在高频变压器二次侧直流输出端接直流微电网母线，其中电感L为串联电感及高频变压器漏感之和，具体结构为：

高频变压器原边侧的全桥变换单元：包括依次串联的功率管S₁、功率管S₂、功率管S₃和功率管S₄；记功率管S₄和功率管S₁之间的连接点为A，功率管S₂和功率管S₃之间的连接点为B，A依次连接电阻R、电感L、高频变压器原边和B，高频变压器的原边电压为V_P；记功率管S₁和功率管S₂之间的连接点为A’，功率管S₃和功率管S₄之间的连接点为B’，蓄电池连接在A’和B’之间，输入电压为V_in；

高频变压器副边侧的全桥变换单元：包括依次串联的功率管S₅、功率管S₆、功率管S₇和功率管S₈；记功率管S₆和功率管S₇之间的连接点为C，功率管S₈和功率管S₅之间的连接点为D，高频变压器副边连接在C和D之间，高频变压器的副边电压为V_P；记功率管S₇和功率管S₈之间的连接点为C’，功率管S₅和功率管S₆之间的连接点为D’，直流微电网母线连接在C’和D’之间，输出电压为V_out；

采用移相PWM方法对高频变压器原边侧的功率管和高频变压器副边侧的功率管进行控制，具体为：针对高频变压器原边侧采用电流直流控制，针对高频变压器副边侧采用输出电压控制；

电流直流控制：检测高频变压器原边侧直流电流，首先经过二阶模拟低通滤波器LF滤波，再经过模拟放大后输入到AD转换器，经PI调解得到原边占空比d；

输出电压控制：采用电压外环和电流内环的双闭环模式，电压外环的输出作为电流内环的输入，电流内环的输出为误差e(k)，基于e(k)得到移相角度通过调节移相角度控制输出电压为V_out；由于电流内环响应较慢，电压外环响应较快，因此存在数字精度误差的累积，给高频变压器引入偏磁量，通过数字积分器补偿算法对偏磁量进行补偿，具体为：数字积分器的输入X(n)为积分常数K₁与误差输入e(k)的乘积值累积值，将X(n)分成X_H(n)和X_L(n)两部分，X_H(n)为X(n)的高位部分，X_L(n)为X(n)的低位部分，即：

X_H(n)＝T[X(n)]

X_L(n)＝X(n)-X_H(n)·2^m

其中m为控制器所采用的寄存器的位数，X(n)为2m位，X_H(n)为高m位，X_L(n)为低m位，T为将2m位截取至m位的截取函数；数字积分器的输出Y(n)也由2部分组成，其中Y_H(n)为高位，Y_L(n)为低位，在乘积输出Y_H(n)进行累积的同时将Y_L(n)进行累积，即：

Y_H(n)＝X_H(n)+Y_H(n-1)

Y_L(n)＝X_L(n)+Y_L(n-1)

经过X_L(n)低位累积并进行补偿后，输出Y(n)表示为：

Y(n)＝Y_H(n)+C[Y_L(n)]

其中C为累计补偿，数字积分器采用正反馈方式，实现对小于输出Y(n)最低有效位的丢失数据补偿。