CN104539146A - 抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于高频隔离型全桥电路控制技术领域，特别涉及一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构及控制方法。电路由交错并联BuckBoost电路、高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路组成。方法包括：当变换器电路的电流指令的变化率小于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路工作在电流闭环状态下，而交错并联BuckBoost电路工作在50％占空比开环运行状态下；当变换器电路的电流指令的变化率大于等于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路维持在当前占空比下开环工作，而交错并联BuckBoost电路工作在电流快速闭环状态下。

Description

抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构及控制方法

技术领域

本发明属于高频隔离型全桥电路控制技术领域，特别涉及一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构及控制方法。

背景技术

高频变压器是工作频率超过10kHz的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器。高频变压器可以高效地实现电能传输、升压降压和电气隔离的功能，是电力电子变换器中的重要能量转换器件。高频变压器的能量传输有两种方式，一种是变压器传输方式又称作正激方式，即加在一次绕组上的电流，引起磁芯中的磁通变化，使二次绕组感应出电压，从而使电能从一次侧传送到二次侧；另一种是电感器传输方式又称作反激方式，即在一次绕组施加电压，产生励磁电流使磁芯磁化，将电能变为磁能存储起来，然后通过去磁使二次绕组感应电压，将磁能变为电能释放给负载。

双向全桥DC/DC电路作为一种基本正激式电路拓扑结构，常用于隔离型电力电子变换器中。随着半导体器件性能的提高以及高频软磁材料的出现，高频隔离型全桥电路由于其功率密度高、体积重量小、电能传输效率高等优点，引起大家的广泛关注。但是，由于铁芯磁化曲线的非线性，使得出现高频变压器的饱和及偏磁现象，饱和偏磁严重会使得激磁电感迅速减小，单相磁化电流剧增，从而损坏全桥电路的功率开关管，这也成为限制高频隔离全桥电路性能的主要问题。

而目前已展开的针对高频隔离型双向全桥电路中变压器偏磁的研究，都集中在因开关周期内正反方向微小的伏秒积不平衡经时间积分效应后导致的稳态偏磁方面，而对于因开关管连续两组正负周期的占空比改变过大导致的动态偏磁的问题未做深入分析及实验研究。

如图1所示为高频变压器的动态偏磁状态图。正常工况下，高频变压器工作在第一类工作状态，即图中实线部分，若一个恒定幅值、恒定占空比但方向相反的脉冲方波电压分别加载到变压器初级绕组一个工作周期的正、负半周中，方波电压引起变压器初级绕组内的激磁电流在两个半周期内大小相同，方向相反。由图1可知变压器磁芯中产生的磁通以零点为中心运行轨迹成一个180度对称的曲线，即磁滞回线。在一个周期中，磁通密度从正向最大值变化到负向最大值，磁芯中的直流磁化分量大部分被抵消。但是，当开关管连续两组正负周期的占空比改变过大时，即前一次正负交变周期中，铁芯状态停留在临界饱和点A，若下一周期的正向占空比很小，会使得变压器电流未退至零点，且由于变压器工作在高频开关状态下，变压器的阻感衰减时间与开关频率接近，也无法完全衰减该偏置电流，当与其脉宽一样的负向脉冲再作用在变压器两端，会使得变压器仅在两个开关周期内就发生较大幅度的平衡点偏移，从而出现动态偏磁现象，高频变压器工作状态变为图中虚线部分。而一旦偏磁出现，变压器激磁电感迅速减小，励磁电流急剧上升，其效果相当于对管直通短路烧毁。

因此，通过分析高频变压器动态偏磁的机理，提出一种可有效抑制双向全桥变换器中高频变压器动态偏磁的电路结构及相应控制方法。通过限制双向全桥电路占空比的变换率从而抑制动态偏磁，同时通过增加交错并联BuckBoost电路弥补双向全桥动态调节速度的不足，在稳态工况下以较小的直流滤波装置实现变换器的最小电流纹波输出特性。

发明内容

针对因开关管连续两组正负周期的占空比改变过大导致的动态偏磁的问题，提出一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构及控制方法。

一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构，由交错并联BuckBoost电路、高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路组成；其中，交错并联BuckBoost电路包含电容C1和C2、电感L1和L2、开关管S1至S4、二极管D1至D4；高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路为在高频变压器T1的初级端连接接成桥式结构的自带反并二极管的开关管Sa1至Sa4，次级端连接接成桥式结构的自带反并二极管的开关管Sb1至Sb4；次级端连接的桥式结构的上下桥臂之间并联高压直流母线电容C3。

所述交错并联BuckBoost电路中的电容C1的一端与电感L1和L2的一端相连，电感L1的另一端与开关管S2的源极以及开关管S4的漏极相连，S4的源极与电容C2的一端相连，电感L2的另一端与开关管S1的源极以及开关管S3的漏极相连，开关管S3的源极与电容C2的一端相连，电容C1的另一端与开关管S1的漏极、开关管S2的漏极以及电容C2的另一端相连，电容C2与高频变压器T1的初级端连接的桥式结构的上下桥臂并联。

一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的控制方法，包括：

步骤1、启动高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路时采用固定2％的小占空比开环方式为高频变压器T1做磁锻炼，使其剩磁趋于零；

步骤2、连续采样高频变压器T1的电流信号并对其做时间积分，从而避免因开关周期内正反方向微小的伏秒积不平衡经时间积分效应后导致的稳态偏磁；

步骤3、当变换器电路的电流指令的变化率小于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路工作在电流闭环状态下，而交错并联BuckBoost电路工作在50％占空比开环运行状态下，并能实现最小电流纹波输出；

步骤4、当变换器电路的电流指令的变化率大于等于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路维持在当前占空比下开环工作，而交错并联BuckBoost电路工作在电流快速闭环状态下，从而快速改变变换器电路的输出功率。

本发明的有益效果在于：高频变压器动态偏磁阀值内的电流变化率可以保证高频变压器不会瞬时因前后两次开光管占空比相差过大导致工作在饱和点附近的情况。同时，控制系统依然会采样变压器电流信号并对其做时间积分，从而避免因开关周期内正反方向微小的伏秒积不平衡经时间积分效应后导致的稳态偏磁。并且在变换器启动时采用固定2％的小占空比开环方式为高频变压器做磁锻炼，使其剩磁趋于零后，再进入闭环运行。

附图说明

图1为高频变压器的动态偏磁状态图；

图2为抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构；

图3为常规控制方法得到的实验波形图；

图4为本发明控制方法得到的实验波形图。

具体实施方式

下面结合附图，对优选实施例作详细说明。

一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构，如图2所示，由交错并联BuckBoost电路、高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路组成；其中，交错并联BuckBoost电路包含电容C1和C2、电感L1和L2、开关管S1至S4、二极管D1至D4；高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路为在高频变压器T1的初级端连接接成桥式结构的自带反并二极管的开关管Sa1至Sa4，次级端连接接成桥式结构的自带反并二极管的开关管Sb1至Sb4；次级端连接的桥式结构的上下桥臂之间并联高压直流母线电容C3。

所述交错并联BuckBoost电路中的电容C1的一端与电感L1和L2的一端相连，电感L1的另一端与开关管S2的源极以及开关管S4的漏极相连，S4的源极与电容C2的一端相连，电感L2的另一端与开关管S1的源极以及开关管S3的漏极相连，开关管S3的源极与电容C2的一端相连，电容C1的另一端与开关管S1的漏极、开关管S2的漏极以及电容C2的另一端相连，电容C2与高频变压器T1的初级端连接的桥式结构的上下桥臂并联。

一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的控制方法，包括：

步骤1、启动高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路时采用固定2％的小占空比开环方式为高频变压器T1做磁锻炼，使其剩磁趋于零；

步骤2、连续采样高频变压器T1的电流信号并对其做时间积分，从而避免因开关周期内正反方向微小的伏秒积不平衡经时间积分效应后导致的稳态偏磁；

步骤3、当变换器电路的电流指令的变化率小于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路工作在电流闭环状态下，而交错并联BuckBoost电路工作在50％占空比开环运行状态下，并能实现最小电流纹波输出；

步骤4、当变换器电路的电流指令的变化率大于等于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路维持在当前占空比下开环工作，而交错并联BuckBoost电路工作在电流快速闭环状态下，从而快速改变变换器电路的输出功率。

为进一步说明本发明的有益效果，进行了对比试验，实验中使用的高频变压器铁芯材料为纳米晶，额定工作频率20kHz，变压器变比为1:6，重量：425g，尺寸：铁芯宽度29.mm，外圆直径92.1mm，圆环宽34.5mm。

如图3所示，隔离型DC/DC变换器进行快速闭环调制时，使得变压器原边电压占空比突然由45％降低至5％时，变压器电流则会突然偏向一侧使得磁芯处于偏磁工作状态，对于高频变压器来说，工作在磁芯饱和点附近会使得变压器的集磁电感迅速变小，极易导致原边全桥的桥臂间接直通，烧毁开关管。

如图4所示，采用本发明的控制方法，一个控制周期内的占空比仅允许变化10％，图中占空比在0.016s时由45％变为35％，可以发现变压器电流能较快恢复至平衡状态，不会产生动态偏磁问题。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (3)

1.一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的电路结构，其特征在于，由交错并联BuckBoost电路、高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路组成；其中，交错并联BuckBoost电路包含电容C1和C2、电感L1和L2、开关管S1至S4、二极管D1至D4；高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路为在高频变压器T1的初级端连接接成桥式结构的自带反并二极管的开关管Sa1至Sa4，次级端连接接成桥式结构的自带反并二极管的开关管Sb1至Sb4；次级端连接的桥式结构的上下桥臂之间并联高压直流母线电容C3。

2.根据权利要求1所述的电路结构，其特征在于，所述交错并联BuckBoost电路中的电容C1的一端与电感L1和L2的一端相连，电感L1的另一端与开关管S2的源极以及开关管S4的漏极相连，S4的源极与电容C2的一端相连，电感L2的另一端与开关管S1的源极以及开关管S3的漏极相连，开关管S3的源极与电容C2的一端相连，电容C1的另一端与开关管S1的漏极、开关管S2的漏极以及电容C2的另一端相连，电容C2与高频变压器T1的初级端连接的桥式结构的上下桥臂并联。

3.一种抑制高频隔离型全桥电路动态偏磁的控制方法，其特征在于，包括：

步骤1、启动高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路时采用固定2％的小占空比开环方式为高频变压器T1做磁锻炼，使其剩磁趋于零；

步骤2、连续采样高频变压器T1的电流信号并对其做时间积分，从而避免因开关周期内正反方向微小的伏秒积不平衡经时间积分效应后导致的稳态偏磁；

步骤3、当变换器电路的电流指令的变化率小于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路工作在电流闭环状态下，而交错并联BuckBoost电路工作在50％占空比开环运行状态下，并能实现最小电流纹波输出；

步骤4、当变换器电路的电流指令的变化率大于等于高频变压器动态偏磁阀值时，高频隔离双向全桥DC/DC变换器电路维持在当前占空比下开环工作，而交错并联BuckBoost电路工作在电流快速闭环状态下，从而快速改变变换器电路的输出功率。