CN113949302A - 一种非隔离型耦合电感z源倍频并网逆变器 - Google Patents

一种非隔离型耦合电感z源倍频并网逆变器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，属于逆变器技术领域，该非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器包括RD缓冲直路、耦合电感线圈L、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、滤波电容C1、高性能二极管D1、高性能二极管D2、光伏直流电源Udc、网侧对称滤波电路；该逆变器在工频周期内具有相同的共模电压，且共模电压只含有直流和低频分量，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器在实现了2倍等效开关频率的同时，可有效抑制高频共模漏电流。在非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器中合理地插入直通矢量，使Z源网络可以有效的提升直流母线电压，进而有效提高并网逆变器的直流电压利用率。此外，当接入电网时无需安装体积较大的隔离变压器，且只需要一颗磁芯和一只电容，可有效减少逆变器的重量和体积。

Description

一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器
技术领域
本发明属于逆变器技术领域，尤其涉及一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器。
背景技术
并网逆变器(Grid-connected Inverter，GCI)作为光伏发电设备的核心电力变换装置，要求GCI具有较高电能质量和可靠性。非隔离型光伏并网逆变器 (non-isolatedphotovoltaic grid-connected inverter，NPGCI)具有体积小、成本低和效率高等优点。但由于NPGCI光伏直流侧与交流侧无隔离变压器，直流侧与地之间又存在寄生电容，当寄生电容、直流输入电压和交流电网电压构成回路时，共模电压作用于寄生电容上将产生共模漏电流。德国VDE-0126-1-1标准规定当GCI的漏电流大于300mA时，GCI须在0.3s内与电网断开，因此漏电流的抑制是GCI必须解决的关键问题之一。
传统桥式GCI需要为同桥臂的开关管设置死区时间以避免发生桥臂直通，但死区的引入会增大并网电流的谐波，降低其电能质量。由于倍频并网逆变器在一个开关周期内实现了一次充电、两次放电的三种工作模态。因此，与桥式并网逆变器相比，具有更小的纹波电流，且倍频并网逆变器的等效开关频率为实际开关频率的两倍，进而可有效降低逆变器的THD和滤波电感体积。文献LIU Yushan,GE Baoming,ABU-RUB H,et al.Modelling andcontroller design of quasi-Z-source inverter with battery based photovoltaicpower system[J].IET Power Electronics,2014,7(7):1665-1674.提出一种准Z源桥式并网逆变器，该逆变器在输入电源与逆变桥之间添加了特有的阻抗网络打破了传统桥式并网逆变器的工作模式，从而存在允许上下桥臂同时导通的直通状态。
同DC-DC升压变换器与双降压式逆变器相比，在准Z源逆变桥中合理的插入直通矢量，准Z源逆变器网络可以有效的提升直流母线电压，进而提高逆变器直流电压的利用率。与传统两级式逆变器拓扑相比，准Z源桥式逆变器可有效提高逆变器系统效率，增强可靠性，降低成本。但传统准Z源桥式并网逆变器共模电压高频变化，存在较大的共模漏电流，难以满足VDE-0126-1-1的标准。若要并入电网需加入隔离变压器，但又会增大逆变器系统的体积和成本，降低了系统的功率密度。此外，桥式并网逆变器由于续流阶段要通过性能较差的开关管体二极管，造成逆变器不仅可靠性较差，且存在较大的反向恢复损耗。
发明内容
本发明的目的在于提供一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，该逆变器在工频周期内具有相同的共模电压，且共模电压只含有直流和低频分量，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器可有效抑制高频共模漏电流，当接入电网时无需安装体积较大的隔离变压器，具有较低的成本和较高的功率密度。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，该非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器包括RD缓冲直路、耦合电感线圈L、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、滤波电容C1、高性能二极管D1、高性能二极管D2、光伏直流电源 Udc、网侧对称滤波电路；
所述耦合电感线圈L共设有两个，两个耦合电感线圈L异名端并接，两个所述耦合电感线圈L绕在同一颗磁芯上，其中一个耦合电感线圈L的同名端连接在所述光伏直流电源Udc阳极，另一个耦合电感线圈L的异名端连接在光伏直流电源Udc阴极，光伏直流电源Udc阴极接地，与所述光伏直流电源Udc阳极连接的耦合电感线圈L两端连接所述RD缓冲直路，该耦合电感线圈L的异名端与所述开关管S5的集电极连接，开关管S5的发射极与另一个所述耦合电感线圈L 的同名端之间连接所述开关管S1、高性能二极管D1、高性能二极管D2、开关管S2、开关管S3、高性能二极管D3、开关管S4、高性能二极管D4；
开关管S1、高性能二极管D1阴极之间通过桥臂中点A串接，高性能二极管 D2阳极、开关管S2之间通过桥臂中点B串接，开关管S3、高性能二极管D3阴极之间桥臂中点B串接，开关管S4、高性能二极管D4阳极之间通过桥臂中点A 串接，上述四个串接路完成后与网侧对称滤波电路并接，并接在开关管S5发射极和开关管S6发射极之间；
所述高性能二极管D1阳极连接至所述开关管S1的集电极；所述高性能二极管D2阳极连接至所述开关管S2的集电极；所述高性能二极管D3阳极连接至所述开关管S3的集电极；所述高性能二极管D4阳极连接至所述开关管S4的集电极端。
优选的，所述RD缓冲直路包括电阻Rd和高性能二极管D3，电阻Rd一端连接在所述耦合电感线圈L的异名端，电阻Rd另一端连接在高性能二极管D3的阳极，高性能二极管D3的阴极连接在所述耦合电感线圈L的同名端。
优选的，所述网侧对称滤波电路包括电网电压ug、滤波电感L3、滤波电感 L4所述电网电压ug阴极接地，阳极连接滤波电感L3，滤波电感L3另一端连接至开关管S1发射极和高性能二极管D4阳极，电网电压ug阴极还与滤波电感L4 连接，滤波电感L4另一端连接至开关管S2集电极和高性能二极管D3阴极，电网电压ug所提供的电流为电网电流ig。
优选的，两个所述耦合电感线圈L之间同侧并接所述滤波电容C1。
优选的，采用该逆变器电路工作时的工作模态I为：开关管S1、开关管S2、开关管S5和开关管S6导通，开关管S3、开关管S4、高性能二极管D1、高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0。
优选的，采用该逆变器电路工作时的工作模态II为：开关管S2、开关管 S5导通，高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4、开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S6关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0。
优选的，采用该逆变器电路工作时的工作模态III为：开关管S1、开关管 S6导通，高性能二极管D1、高性能二极管D3、高性能二极管D4、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0。
优选的，采用该逆变器电路工作时的工作模态IV为：开关管S3、开关管 S4、开关管S5、开关管S6导通，开关管S1、开关管S2、高性能二极管D1、高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压 ug所提供的电网电流ig＜0。
优选的，采用该逆变器电路工作时的工作模态V为：开关管S3、开关管S6、高性能二极管D4导通，开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0。
优选的，采用该逆变器电路工作时的工作模态VI为：开关管S4、开关管 S5、续流二极管D5和高性能二极管D3导通，开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S6、高性能二极管D1、高性能二极管D2、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0。
本发明的有益效果是：
1、与桥式并网逆变器相比，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器无需设置死区时间，并网电流低频谐波分量较少，因此具有较高的电能质量。
2、非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器等效开关频率为实际开关频率的一倍，可有效减小滤波电感的体积；且在一个开关周期内一次充电、两次放电，实现了较小的并网电流纹波和总谐波畸变率。
3、同DC-DC升压变换器与双降压式逆变器相比，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器可有效的提升直流母线电压，提高直流电压的利用率。
4、新型双极性倍频SPWM调制策略使开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗；且续流回路电网电流不经过性能较差的开关管体二极管。因此，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器不仅无需设置死区，具有较高的效率和可靠性。
5、同传统准Z源逆变器相比，只需要一颗磁芯和一只电容，可有效减少逆变器的重量和体积，降低逆变器的成本。
6、非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器在工频周期内具有相同的共模电压，且共模电压只含有直流和低频分量，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器可有效抑制高频共模漏电流，当接入电网时无需安装体积较大的隔离变压器，因此非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器具有较低的成本和较高的功率密度。
附图说明
图1是本发明提供的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器的电路连接示意图；
图2是本发明实施例中的采用的半周期调制及其驱动波形。
图3是本发明提供的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器的各个模态的等效电路图；
图4是本发明提供的直接电流控制非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器系统实例示意图；
图5是本发明实施例中的ig和ug的仿真波形图；
图6是本发明实施例中的ig及其FFT分析图；
图7是本发明实施例中的共模电压VNG的仿真波形图；
图8是本发明实施例中的共模漏电流itcm的仿真波图；
具体实施方式
为能进一步了解本发明的发明内容、特点及功效，兹例举以下实施例，并配合附图详细说明如下。
请同时参考图1至图8，下面将结合附图对本发明实施例的非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器作详细说明。
该非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器的电路连接示意图如图1所示，包括RD缓冲直路、耦合电感线圈L、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、滤波电容C1、高性能二极管D1、高性能二极管D2、光伏直流电源Udc、网侧对称滤波电路；
所述耦合电感线圈L共设有两个，两个耦合电感线圈L异名端并接，两个所述耦合电感线圈L绕在同一颗磁芯上，其中一个耦合电感线圈L的同名端连接在所述光伏直流电源Udc阳极，另一个耦合电感线圈L的异名端连接在光伏直流电源Udc阴极，光伏直流电源Udc阴极接地，与所述光伏直流电源Udc阳极连接的耦合电感线圈L两端连接所述RD缓冲直路，该耦合电感线圈L的异名端与所述开关管S5的集电极连接，开关管S5的发射极与另一个所述耦合电感线圈L 的同名端之间连接所述开关管S1、高性能二极管D1、高性能二极管D2、开关管S2、开关管S3、高性能二极管D3、开关管S4、高性能二极管D4；
开关管S1、高性能二极管D1阴极之间通过桥臂中点A串接，高性能二极管 D2阳极、开关管S2之间通过桥臂中点B串接，开关管S3、高性能二极管D3阴极之间桥臂中点B串接，开关管S4、高性能二极管D4阳极之间通过桥臂中点A 串接，上述四个串接路完成后与网侧对称滤波电路并接，并接在开关管S5发射极和开关管S6发射极之间；
所述高性能二极管D1阳极连接至所述开关管S1的集电极；所述高性能二极管D2阳极连接至所述开关管S2的集电极；所述高性能二极管D3阳极连接至所述开关管S3的集电极；所述高性能二极管D4阳极连接至所述开关管S4的集电极端。
具体的，RD缓冲直路包括电阻Rd和高性能二极管D3，电阻Rd一端连接在所述耦合电感线圈L的异名端，电阻Rd另一端连接在高性能二极管D3的阳极，高性能二极管D3的阴极连接在所述耦合电感线圈L的同名端。
具体的，网侧对称滤波电路包括电网电压ug、滤波电感L3、滤波电感L4所述电网电压ug阴极接地，阳极连接滤波电感L3，滤波电感L3另一端连接至开关管S1发射极和高性能二极管D4阳极，电网电压ug阴极还与滤波电感L4连接，滤波电感L4另一端连接至开关管S2集电极和高性能二极管D3阴极，电网电压 ug所提供的电流为电网电流ig。
具体的，两个所述耦合电感线圈L之间同侧并接所述滤波电容C1。
该非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器采用双极性倍频SPWM调制策略，开关管S1～S6的驱动波形与其输出端电压UAB的波形如图2所示。其中，uc为双极性三角载波，ug1、ug2为两个相位相差180°的正弦调制波，uc与ug1调制产生 S1和S3的驱动信号，uc与ug2调制产生S2和S4的驱动信号，驱动信号S5＝ (S2||S4)，S6＝(S1||S3)。非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器采用半周期调制策略，使得开关损耗与导通损耗减小，除S5和S6工作在整个工频周期外， S1、S3和S2、S4分别工作于正半周期和负半周期。
基于上述，设ig的从桥臂中点A流向B点为正，根据ig的方向和图2中 S1～S6的开关情况，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器可分为六种工作模态如图3(a)-(f)所示。在正半周期，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器在工作模态I和工作模态II、工作模态III循环方式下工作；在负半周期，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器在工作模态IV和工作模态V、工作模态VI循环方式下工作。
模态I：采用该逆变器电路工作时的工作模态I为：开关管S1、开关管S2、开关管S5和开关管S6导通，开关管S3、开关管S4、高性能二极管D1、高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0，其等效电路如图3(a)所示。从图3(a)可以看出， Udc、L、S5、S1、L3、ug、L4、S2和S6构成正向充电闭合回路，ig正向增加； D5承受反向电压关断。进一步地，根据图3(a)和基尔霍夫电压定律可得：
Figure BDA0003316497800000071
Figure BDA0003316497800000072
式(1-1)和式(1-2)中VNG为分布电容CG两端电压即有效共模电压；ω SW＝2πfg，Ig为ig的有效值。当令L3＝L4＝L1时，根据式(1-1)和式(1-2) 可得非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器工作模态I的分布电容CG两端电压即共模电压VNG为：
Figure BDA0003316497800000081
模态Ⅱ：采用该逆变器电路工作时的工作模态II为：开关管S2、开关管S5导通，高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4、开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S6关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0，其等效电路如图3(b)所示。Rd，D5，L构成正向Z源网络续流回路，快速耗散Z源网络能量；L3、ug、L4、S2和D1构成正向放电续流回路，ig正向减小。该续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，可提高逆变器效率和可靠性。从图3(b)可知，当S1、S3与S6为相同类型的开关管时，S1、S3与S6的电压应力相同，即
Figure BDA0003316497800000086
式(1-4)中，Vs1、Vs3和Vs6分别为开关管S1、S3与S6两端电压。根据图 3(b)和基尔霍夫电压定律可得：
Figure BDA0003316497800000087
Figure BDA0003316497800000088
联立(1-4)式和(1-5)式可得：
Figure BDA0003316497800000082
进一步地，根据图3(b)和基尔霍夫电压定律可得：
Figure BDA0003316497800000083
Figure BDA0003316497800000084
同理，当令L3＝L4＝L1时，根据式(1-6)、式(1-7)和式(1-8)可得非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器模态II的共模电压VNG：
Figure BDA0003316497800000085
模态Ⅲ：采用该逆变器电路工作时的工作模态III等效电路图为：开关管S1、开关管S6导通，高性能二极管D1、高性能二极管D3、高性能二极管D4、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig>0，其等效电路如图3(c)所示。Rd，D5，L构成正向Z源网络续流回路，快速耗散Z源网络能量；L3、ug、L4、D2和S1构成正向放电续流回路，ig进一步正向减小。该续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，可提高逆变器效率和可靠性。从图3(c)可知，当S2、S4与S5为相同类型的开关管时，S2、S4与S5的电压应力相同，即
Figure BDA0003316497800000096
式(1-10)中，Vs2、Vs4和Vs5分别为开关管S2、S4与S5两端电压。根据图3(c)和基尔霍夫电压定律可得
Figure BDA0003316497800000091
联立(1-10)式和(1-11)式可得:
Figure BDA0003316497800000092
进一步地，根据图3(c)和基尔霍夫电压定律可得:
Figure BDA0003316497800000093
Figure BDA0003316497800000094
同理当令L3＝L4＝L1时，根据式(1-12)、式(1-13)和式(1-14)可得非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器模态III的共模电压VNG:
Figure BDA0003316497800000095
模态Ⅳ：采用该逆变器电路工作时的工作模态IV等效电路图为：开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6导通，开关管S1、开关管S2、高性能二极管 D1、高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0，其等效电路如图3(d)所示。Udc、L、S5、S3、L4、ug、L3、S4及L构成反向充电闭合回路，ig负向增加；D5承受反向电压关断。进一步从图3(d)可以看出，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器模态III的共模电压VNG:
Figure BDA0003316497800000101
Figure BDA0003316497800000102
同理当令L3＝L4＝L1时，根据式(1-16)和式(1-17)可得非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器模态IV的共模电压VNG:
Figure BDA0003316497800000103
模态Ⅴ：采用该逆变器电路工作时的工作模态IV等效电路图为：开关管S3、开关管S6、高性能二极管D4导通，开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管 S5关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0，其等效电路如图3(e) 所示。S3、D4、L3、ug和L4构成反向放电续流回路；Rd，D3，L构成负向Z源网络续流回路；ig负向减小。与模态II分析类似，根据基尔霍夫电压定律可得：
Figure BDA0003316497800000104
Figure BDA0003316497800000105
同理当令L3＝L4＝L1时，根据式(1-19)和式(1-20)可得非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器模态V的共模电压VNG：
Figure BDA0003316497800000106
模态VI：采用该逆变器电路工作时的工作模态VI等效电路图为：开关管 S5、开关管S4、高性能二极管D3导通；开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S6关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0，其等效电路如图3 (f)所示。S4、D3、L3、ug和L4构成反向放电续流回路；Rd，D5，L构成负向Z源网络续流回路；ig负向减小。与模态III分析类似，根据基尔霍夫电压定律可得：
Figure BDA0003316497800000111
Figure BDA0003316497800000112
同理当令L3＝L4＝L1时，根据式(1-19)和式(1-20)可得非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器模态VI的共模电压VNG：
Figure BDA0003316497800000113
从上述分析可得非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器的工作模态与共模电压VNG如表1所示：
Figure BDA0003316497800000114
表1非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器工作模态及VNG
由表1可知，当令L3＝L4＝L1时，模态I、II、III、IV、V和VI的共模电压VNG相同，为：
Figure BDA0003316497800000115
实施例
采用本发明的非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器系统，利用直接电流控制，如图4所示。锁相电路获取ug的相位角θ，通过DSP程序查询对应正弦表数据sinθ，ig的参考信号则为iref＝Iref×sinθ。ig与iref比较后的偏差值，通过PI调节器得到调制信号uc，即可实现ug与ig的同相位。非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器的电路仿真参数如表2所示。
Figure BDA0003316497800000121
表2电路仿真参数
利用上述的电路仿真参数，可得出ug与ig的波形图，如图5所示，ug与ig保持同相位，说明本发明提出的非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器具有高的功率因数。
针对于ig及其FFT分析波形，如图6所示，ig为正弦波形，且波形畸变较小，总谐波畸变率THD为1.86％。由于非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器电路仿真中无需设置死区时间，图中示出，谐波主要在集中在2倍开关频率10kHZ 附近，低频谐波分量较少，因此本发明提出的非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器具有高的等效开关频率和并网电能质量。
对于有效共模电压VNG的波形，如图7所示，共模电压VNG只含有工频和直流分量，不含高频分量，验证了对非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器共模电压分析的正确性。
对于共模漏电流itcm波形，如图8所示，本发明提供的非隔离型耦合电感Z 源倍频并网逆变器在一个工频周期内峰值约为120mA，满足VDE-0126-1-1标准对并网逆变器漏电流的规定。由此，验证了非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器电路拓扑设计及其共模漏电流分析的正确性。
从上述分析可以看出，在工频周期内，非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器四种工作模态的共模电压VNG相同，只含直流分量和低频分量，不含高频分量。
本发明提出的非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器将两组电感线圈绕在同一颗磁芯上，相比传统逆变器不仅可以省去一颗磁芯，还可以通过正确的线圈绕向使两组线圈形成的磁场相互增强，从而增加电感的有效感量。当两组线圈匝数相同且和原设计保持一致时，忽略漏感影响，磁耦合后的线圈感量将增加一倍。若保持耦合后的电感与原设计感量相同，则线圈匝数可减少30％。同时在采用空心电感线圈条件下，通过磁耦合能减少约25％的电感重量。采用磁芯电感将可以减少更多的重量，因为还可省去一颗磁芯。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (10)

1.一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，该非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器包括RD缓冲直路、耦合电感线圈L、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6、滤波电容C1、高性能二极管D1、高性能二极管D2、光伏直流电源Udc、网侧对称滤波电路；
所述耦合电感线圈L共设有两个，两个耦合电感线圈L异名端并接，两个所述耦合电感线圈L绕在同一颗磁芯上，其中一个耦合电感线圈L的同名端连接在所述光伏直流电源Udc阳极，另一个耦合电感线圈L的异名端连接在光伏直流电源Udc阴极，光伏直流电源Udc阴极接地，与所述光伏直流电源Udc阳极连接的耦合电感线圈L两端连接所述RD缓冲直路，该耦合电感线圈L的异名端与所述开关管S5的集电极连接，开关管S5的发射极与另一个所述耦合电感线圈L的同名端之间连接所述开关管S1、高性能二极管D1、高性能二极管D2、开关管S2、开关管S3、高性能二极管D3、开关管S4、高性能二极管D4；
开关管S1、高性能二极管D1阴极之间通过桥臂中点A串接，高性能二极管D2阳极、开关管S2之间通过桥臂中点B串接，开关管S3、高性能二极管D3阴极之间桥臂中点B串接，开关管S4、高性能二极管D4阳极之间通过桥臂中点A串接，上述四个串接路完成后与网侧对称滤波电路并接，并接在开关管S5发射极和开关管S6发射极之间；
所述高性能二极管D1阳极连接至所述开关管S1的集电极；所述高性能二极管D2阳极连接至所述开关管S2的集电极；所述高性能二极管D3阳极连接至所述开关管S3的集电极；所述高性能二极管D4阳极连接至所述开关管S4的集电极端。
2.根据权利要求1所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，所述RD缓冲直路包括电阻Rd和高性能二极管D3，电阻Rd一端连接在所述耦合电感线圈L的异名端，电阻Rd另一端连接在高性能二极管D3的阳极，高性能二极管D3的阴极连接在所述耦合电感线圈L的同名端。
3.根据权利要求1所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，所述网侧对称滤波电路包括电网电压ug、滤波电感L3、滤波电感L4，所述电网电压ug阴极接地，阳极连接滤波电感L3，滤波电感L3另一端连接至开关管S1发射极和高性能二极管D4阳极，电网电压ug还与滤波电感L4连接，滤波电感L4另一端连接至开关管S2集电极和高性能二极管D3阴极，电网电压ug所提供的电流为电网电流ig。
4.根据权利要求1所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，两个所述耦合电感线圈L之间同侧并接所述滤波电容C1。
5.根据权利要求3所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，采用该逆变器电路工作时的工作模态I为：开关管S1、开关管S2、开关管S5和开关管S6导通，开关管S3、开关管S4、高性能二极管D1、高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0。
6.根据权利要求3所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，采用该逆变器电路工作时的工作模态II为：开关管S2、开关管S5导通，高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4、开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S6关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0。
7.根据权利要求3所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，采用该逆变器电路工作时的工作模态III为：开关管S1、开关管S6导通，高性能二极管D1、高性能二极管D3、高性能二极管D4、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＞0。
8.根据权利要求3所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，采用该逆变器电路工作时的工作模态IV为：开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6导通，开关管S1、开关管S2、高性能二极管D1、高性能二极管D2、高性能二极管D3、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0。
9.根据权利要求3所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，采用该逆变器电路工作时的工作模态V为：开关管S3、开关管S6、高性能二极管D4导通，开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0。
10.根据权利要求3所述的一种非隔离型耦合电感Z源倍频并网逆变器，其特征在于，采用该逆变器电路工作时的工作模态VI为：开关管S4、开关管S5、续流二极管D5和高性能二极管D3导通，开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S6、高性能二极管D1、高性能二极管D2、高性能二极管D4关断，其中所述电网电压ug所提供的电网电流ig＜0。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN118017861A (zh) * 2024-04-09 2024-05-10 湖南大学 一种低共模电压的宽调压耦合电感型升降压逆变器

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