JP2019208316A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置に適用される制御装置において、交流電流の歪みを抑制しつつ、入力信号に対する制御装置のフルスケールの増加を抑制することができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】制御装置３０は、交流電圧に基づいて、リアクトル１３に流れるリアクトル電流の電流検出値を補正する電流補正値を設定する。制御装置３０は、取得された電流検出値から補正値を減算することにより電流検出値を算出する。制御装置３０は、算出した電流検出値を指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する。【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に適用される制御装置に関する。

例えば特許文献１には、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、交流電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換装置が開示されている。この電力変換装置に適用される制御装置は、リアクトルに流れるリアクトル電流を指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する。また、制御装置は、補正値を指令値に加算することにより駆動スイッチの１スイッチング周期に対するオン操作期間の比を示すデューティ比を調整し、交流電流の歪みを低減している。

特開２０１５−１９８４６０号公報

指令値に補正値を加算することにより交流電流の歪みを抑制する場合、補正後の指令値を考慮して、この指令値が入力される制御装置のフルスケールを予め大きな値に設定しておく必要がある。そのため、制御装置のフルスケールの増加により電流指令値の分解能が低くなることが懸念される。

本発明は上記課題に鑑みたものであり、電力変換装置に適用される制御装置において、交流電流の歪みを抑制しつつ、入力信号に対する制御装置のフルスケールの増加を抑制することができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明では、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置に適用される電力変換装置の制御装置に関するものである。制御装置は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流の検出値である電流検出値を取得する検出値取得部と、前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、取得された電流検出値から補正値を減算することにより、補正後検出値を算出する補正部と、前記補正後検出値を前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部とを備える。

ピーク電流モード制御では、駆動スイッチのデューティ比は、１スイッチング周期においてリアクトル電流が指令値に達するまでの時間により設定される。そのため、指令値又は電流検出値を調整することにより、駆動スイッチのデューティ比を調整でき、ひいては交流電流の歪みを抑制することができる。ここで、発明者は、電流指令値に補正値を加算するのではなく、電流検出値から補正値を減算することにより、駆動スイッチのデューティ比を調整しつつ、入力信号に対する制御装置のフルスケールが増加するのを抑制できることに着目した。

そこで、上記構成では、電流検出値から補正値を減算することにより、補正後検出値が算出される。そして、算出された補正後検出値を指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチが操作される。この場合、交流電流の歪みを抑制しつつ、入力信号に対する制御装置のフルスケールの増加を抑制することができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 交流電圧、指令電流、及びリアクトル電流の平均値の推移を示す図。 電流補正部の構成図。 高調波補正値を説明する図。 乖離幅を説明する図。 ピーク電流モード制御を用いた第５スイッチＳＷ５の操作手順を示すフローチャート。 電力変換装置のタイミングチャート。 本実施形態の効果を説明する図。 本実施形態の効果を説明する図。 第２実施形態に係る制御装置の機能ブロック図。 第３実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 電力変換装置のタイミングチャート。 第３実施形態の変形例１に係る電力変換装置の構成図。 第４実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 電力変換装置のタイミングチャート。 第５実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 高調波補正値を説明する図。 電力変換装置のタイミングチャート。 第６実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置、及び電力変換装置に適用される制御装置の一態様について図を用いて説明する。

本実施形態の電力変換装置１００は、直流電圧を交流電圧に変換する。図１に示す電力変換装置１００は、ＤＣ・ＡＣ変換器１０を備えている。ＤＣ・ＡＣ変換器１０は、第１交流端子ＴＡ１及び第２交流端子ＴＡ２を介して交流電源２００に接続され、第１直流端子ＴＤ１及び第２直流端子ＴＤ２を介して不図示の機器に接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源である。機器には、例えば、バッテリ等の直流電源及びＤＣ・ＤＣコンバータのうち少なくとも一方が含まれる。

ＤＣ・ＡＣ変換器１０は、フルブリッジ回路１２と、リアクトル１３と、ハーフブリッジ回路１５と、コンデンサ１６と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。

ハーフブリッジ回路１５は、第５スイッチＳＷ５と、第６スイッチＳＷ６とを備えている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５スイッチＳＷ５のソースと第６スイッチＳＷ６のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ５のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第６スイッチＳＷ６のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第５スイッチＳＷ５が駆動スイッチに相当する。

第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６の第１接続点Ｋ１は、第３配線ＬＰ３の第１端に接続されている。第３配線ＬＰ３の一部にはリアクトル１３が設けられている。また、第６スイッチＳＷ６のソースは、第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路１２に接続されている。

フルブリッジ回路１２は、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＳＷ３のソースと、第４スイッチＳＷ４のドレインとが接続されている。第１スイッチＳＷ１のソースと、第２スイッチＳＷ２のドレインとが接続されている。第１，第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３それぞれのドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第２，第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４それぞれのソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。

第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との第２接続点Ｋ２は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第３スイッチＳＷ３と第４スイッチＳＷ４との第３接続点Ｋ３は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。コンデンサ１６は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されている。

電力変換装置１００は、直流電圧センサ３１と、電流センサ３２と、交流電圧センサ３３とを備えている。直流電圧センサ３１は、第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間に接続されており、コンデンサ１６の端子間電圧を直流電圧Ｖｄｃとして検出する。電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れるリアクトル電流を電流検出値ＩＬｒとして検出する。交流電圧センサ３３は、第５配線ＬＰ５と第６配線ＬＰ６との間に接続されており、交流電源２００の電圧を交流電圧Ｖａｃとして検出する。

本実施形態では、交流電流Ｉａｃが、第１交流端子ＴＡ１からフルブリッジ回路１２の向きに流れる場合を正極性し、第２交流端子ＴＡ２からフルブリッジ回路１２の向きに流れる場合を負極性とする。リアクトル１３に実際に流れる電流と、電流検出値ＩＬｒとを区別するために、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬと記載する。

電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

図２は、本実施形態に係る制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、ピーク電流モード制御により第５スイッチＳＷ５をオフ状態又はオン状態に操作する。本実施形態では、制御装置３０は、波形生成部３４と、乗算器３５と、絶対値算出部３６と、補正値設定部４０と、電流制御部５０と、補正部２０とを備えている。本実施形態では、波形生成部３４と、乗算器３５と、絶対値算出部３６とが指令値算出部に相当する。

波形生成部３４は、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す基準波形ｓｉｎωｔを算出する。例えば、波形生成部３４は、交流電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが０となるタイミングをゼロクロスタイミングとして検出し、交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロスタイミングから次のゼロクロスタイミングまで変化する期間を、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）として設定する。そして、波形生成部３４は、周期Ｔから交流電源２００の角速度ω（＝２π×（１／Ｔ））を算出する。波形生成部３４は、振幅が１の正弦波信号の角速度を、算出した角速度ωに設定することにより、交流電圧Ｖａｃと同位相となる基準波形ｓｉｎωｔを算出する。

乗算器３５は、振幅指令値Ｉａ＊と基準波形ｓｉｎωｔとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル１３に流れるリアクトル電流の振幅を定める指令値であり、例えば、出力電圧である交流電圧Ｖａｃの指令値に基づいて定められる。絶対値算出部３６は、乗算器３５からの出力値の絶対値｜Ｉａ＊×ｓｉｎωｔ｜を指令電流ＩＬ＊として設定する。本実施形態では、指令電流ＩＬ＊がリアクトル電流の指令値に相当する。

補正値設定部４０は、電流検出値ＩＬｒを補正する電流補正値Ｉｃを設定する。電流補正値Ｉｃは交流電流Ｉａｃの歪みを抑制するための補正値である。補正部２０は、電流補正値Ｉｃにより電流検出値ＩＬｒを補正し、補正後の値を電流制御部５０に出力する。以下では、補正部２０による補正後の検出値を補正後検出値ＩＬａｒと称す。

電流制御部５０は、補正後検出値ＩＬａｒと指令電流ＩＬ＊とに基づいて、第５スイッチＳＷ５を操作する第５ゲート信号ＧＳ５を出力する。本実施形態では、電流制御部５０は周知のピーク電流モード制御により第５ゲート信号ＧＳ５を出力する。

電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ量設定部５１と、を備えている。指令電流ＩＬ＊は、ＤＡ変換器３５１によりデジタル値からアナログ値に変換される。アナログ値に変換された指令電流ＩＬ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、補正後検出値ＩＬａｒと、スロープ量設定部５１により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬ＊とスロープ補償後の補正後検出値ＩＬａｒとを比較し、スロープ補償後の補正後検出値ＩＬａｒが指令電流ＩＬ＊より小さい期間において、ローレベルの信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、スロープ補償後の補正後検出値ＩＬａｒが指令電流ＩＬ＊より大きい期間において、ハイレベルの信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号がハイレベルに切り替えられてから、クロック信号が次回ハイレベルに切り替えられるまでの期間が、スイッチＳＷの１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。

電流制御部５０の出力端子は、第５スイッチＳＷ５のゲートに接続されており、第５ゲート信号ＧＳ５を出力する。また、電流制御部５０の出力端子は、反転器５２を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに接続されている。そのため、反転器５２を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに出力される信号が、第６スイッチＳＷ６を操作する第６ゲート信号ＧＳ６となる。

切替部５５は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、出力信号をハイレベルにし、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、出力信号をローレベルにする。切替部５５は、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の各ゲートに接続されており、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４を操作する第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４を出力する。また、切替部５５は、反転器５３を介して第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の各ゲートに接続されており、反転器５３を介して第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３を操作する第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３を出力する。第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３を反転させた値となる。

図３（ａ）は、交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図３（ｂ）は、指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図３（ｃ）は、リアクトル電流の平均値Ｉａｖｅの推移を示す。図３では、力率を１とする場合の各値の推移を示している。

図３（ａ），（ｂ）に示すように、指令電流ＩＬ＊は、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。また、図３（ｃ）に示すように、歪みのないリアクトル電流では、平均値Ｉａｖｅが指令電流ＩＬ＊と同様、交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波の正の半波が繰り返されるように推移する。

一方、実際には、リアクトル電流に歪みが生じる場合があり、この場合、平均値Ｉａｖｅが図３（ｃ）に示した波形とならない場合がある。ピーク電流モード制御では、リアクトル電流が適正な値とならないことにより交流電流Ｉａｃに歪みが生じる。具体的には、ＤＣ・ＡＣ変換器１０が直流電圧を交流電圧に変換する場合、歪みが生じているリアクトル電流の平均値Ｉａｖｅと指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅は、ゼロクロスタイミング（ｔ１，ｔ３，ｔ５）付近において最も小さくなる。また、乖離幅は交流電圧Ｖａｃのピークタイミング（ｔ２，ｔ４）付近において最も大きくなる。そこで、制御装置３０は、乖離幅の変化傾向に応じて、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期に対するオン操作期間の比を示すデューティ比（Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を設定することで、リアクトル電流の歪みを抑制している。

具体的には、ピーク電流モード制御では、第５スイッチＳＷ５のデューティ比は、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいてスロープ補償後の電流検出値ＩＬｒが指令電流ＩＬ＊に達するまでの時間により設定される。そのため、指令電流ＩＬ＊及び電流検出値ＩＬｒのいずれかを調整することにより、第５スイッチＳＷ５のデューティ比を調整でき、リアクトル電流の歪みを抑制することができる。ここで、指令電流ＩＬ＊に補正値を加算することにより第５スイッチＳＷ５のデューティ比を調整する場合、補正後の指令電流ＩＬ＊が入力されるコンパレータ３５２のフルレンジが補正値による増加分だけ大きくなることが想定される。コンパレータ３５２のフルレンジが大きくなることにより、例えば、コンパレータ３５２の分解能が低下し、指令電流ＩＬ＊のＳ／Ｎ比が低下することも懸念される。

一方、指令電流ＩＬ＊に補正値を加算するのではなく、電流検出値ＩＬｒから補正値を減算することでも、デューティ比を調整することができる。この場合、指令電流ＩＬ＊は増加せず、また、電流検出値ＩＬｒも増加しないため、コンパレータ３５２のフルスケールの増加を抑制することができる。そこで、本実施形態では、補正部２０は、コンパレータ３５２のフルスケールの増加を抑制すべく、電流検出値ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算した値をコンパレータ３５２に出力している。

次に、本実施形態に係る補正値設定部４０の構成について説明する。図４に示す補正値設定部４０は、高調波成分生成部４１と、係数設定部４２と、積算部４３と、を備えている。

高調波成分生成部４１は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、高調波補正値Ｉｈを設定する。図５（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図５（ｂ）は高調波補正値Ｉｈの推移を示している。本実施形態では、交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１及び交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２それぞれで極大値を１つ取り、第１期間Ｐ１での極大値となるタイミングと第２期間Ｐ２での極大値となるタイミングとの間に極小値を１つ取るように高調波補正値Ｉｈを設定している。具体的には、高調波成分生成部４１は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングにおいて、電流検出値ＩＬｒから減算する高調波補正値Ｉｈが最も小さな値となり、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングにおいて、高調波補正値Ｉｈが最も大きな値となるように高調波補正値Ｉｈを設定する。

本実施形態では、高調波成分生成部４１は、高調波補正値Ｉｈを０以上の値に設定している。また、電流検出値ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを引いた値が負の値となると、コンパレータ３５２のフルスケールを負の範囲まで設定しておく必要が生じる。そこで、高調波成分生成部４１は、高調波補正値Ｉｈが交流電圧Ｖａｃに応じて想定される電流検出値ＩＬｒよりも小さな値となるように、高調波補正値Ｉｈの値を設定している。

本実施形態では、制御装置３０の記憶部には、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとに対応付けられて高調波補正値Ｉｈが規定された情報である補正値マップが記憶されている。そのため、高調波成分生成部４１は、補正値マップを参照することにより交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃに応じた高調波補正値Ｉｈを設定することができる。なお、記憶部には、各国の商用電源の実効値毎に補正値マップを記憶しておいてもよい。この場合、高調波成分生成部４１は、交流電圧Ｖａｃの最大値に応じて実効値を判定し、判定した実効値に応じた補正値マップを参照することができる。

図４に戻り、係数設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊と交流電圧Ｖａｃとに基づいて、高調波補正値Ｉｈに乗算する係数βを設定する。本実施形態では、係数βを、０より大きく、１以下の値に定めている。振幅指令値Ｉａ＊が小さい場合、リアクトル１３に断続的に電流が流れる不連続モードとなるため、電流補正値Ｉｃにより補正すべき電流検出値ＩＬｒは小さくなる。そのため、係数設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊が閾値ＴＨ１より小さい場合、振幅指令値Ｉａ＊が小さいほど係数βを小さな値に設定し、閾値ＴＨ１以上の場合、係数βを１に設定する。上記構成により、不連続モード時に、電流検出値ＩＬｒが過剰に減算されることにより、リアクトル１３に過剰に電流が流れるのを抑制することができる。

制御装置３０は、メモリ等の記憶部を備え、記憶部には、交流電圧Ｖａｃ及び各振幅指令値Ｉａ＊に対応付けられて係数βが規定された情報である制限値マップが記憶されている。例えば、制限値マップは、各国の商用電源の実効値毎に記憶部に記憶されている。例えば、係数設定部４２は、交流電圧Ｖａｃの最大値に応じて実効値Ｖｒｍｓを判定し、判定した実効値Ｖｒｍｓ及び振幅指令値Ｉａ＊に応じた係数βを設定することができる。

積算部４３は、高調波補正値Ｉｈに係数βを乗算した値を電流補正値Ｉｃとして出力する。そのため、振幅指令値Ｉａ＊が閾値ＴＨ１よりも小さい範囲において、振幅指令値Ｉａ＊が小さな値であるほど電流補正値Ｉｃが小さな値に設定される。振幅指令値Ｉａ＊が閾値ＴＨ１以上となる場合、電流補正値Ｉｃは高調波補正値Ｉｈと同じ値となる。

次に、振幅指令値Ｉａ＊と高調波補正値Ｉｈとの対応関係を示す補正値マップの作成方法について図６を用いて説明する。

図６は、乖離幅Δｉを説明する図である。本実施形態では、乖離幅Δｉを、リアクトル電流の平均値Ｉａｖｅと指令電流ＩＬ＊との差として定義している。そのため、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるリアクトル電流の最大増加分をΔＩＬとすると、乖離幅Δｉは、平均値Ｉａｖｅと最大増加分ΔＩＬとの差（＝ΔＩＬ／２）に、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分ΔＳｌｏｐｅを加えた値となる。また、本実施形態では、乖離幅Δｉを高調波補正値Ｉｈとして設定しており、高調波補正値Ｉｈは、リアクトル電流の増加時の傾きｍｂと、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きを示すスロープ量ｍｓとを用いた下記式（１）により算出される。下記式（１）において、Ｄは第５スイッチＳＷ５のデューティ比である。

Δｉ＝Ｉｈ＝ｍｂ×Ｄ×Ｔｓｗ／２＋ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ … （１）
リアクトル電流の増加時の傾きｍｂは、「ｍｂ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ」の関係があり、この関係性を上記式（１）に代入することにより、高調波補正値Ｉｈは下記式（２）により算出される。

電力変換装置１００が直流電圧を交流電圧に変換する場合、デューティ比Ｄは下記式（３）により算出される。

本実施形態では、上記式（２），（３）を用いて、様々な交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとに応じた高調波補正値Ｉｈを算出する。そして、算出した高調波補正値Ｉｈを、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとの組合せ毎に対応付けることにより補正値マップを作成する。

次に、図７を用いて、ピーク電流モード制御を用いた第５スイッチＳＷ５の操作手順を説明する。図７に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１１では、電流センサ３２により検出された電流検出値ＩＬｒを取得する。ステップＳ１１が検出値取得部に相当する。ステップＳ１２では、交流電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃを取得する。ステップＳ１２が交流電圧取得部に相当する。

ステップＳ１３では、振幅指令値Ｉａ＊に交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎωｔを乗算し、その乗算値の絶対値を指令電流ＩＬ＊として算出する。ステップＳ１３が指令値算出部に相当する。

ステップＳ１４では、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃに基づいて、先の図４，図５に示したように、電流補正値Ｉｃを設定する。具体的には、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃに基づいて、高調波補正値Ｉｈを設定し、設定した高調波補正値Ｉｈに係数βを積算することにより電流補正値Ｉｃを算出する。

ステップＳ１５では、電流検出値ＩＬｒからステップＳ１４で設定した電流補正値Ｉｃを減算することにより、補正後検出値ＩＬａｒを算出する。

ステップＳ１６では、図２を用いて説明したように、補正後検出値ＩＬａｒに基づいてピーク電流モード制御を実施する場合の第５,第６ゲート信号ＧＳ５,ＧＳ６を出力する。これにより、リアクトル電流がステップＳ１３で設定した指令電流ＩＬ＊に制御される。その結果、リアクトル１３には交流電流Ｉａｃの歪みが抑制されたリアクトル電流が流れる。ステップＳ１６の処理が終了すると、図７の処理を一旦終了する。

次に、図８及び図９を用いて、本実施形態の作用効果を説明する。

図８（ａ）は交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示し、図８（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示す。図８（ｃ）は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示す。図８（ｄ）は、第５ゲート信号ＧＳ５の推移を示し、図８（ｅ）は第６ゲート信号ＧＳ６の推移を示す。図８（ｆ）は電流補正値Ｉｃの推移を示し、図８（ｇ）は指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図８（ｈ）は、リアクトル電流ＩＬの推移を示し、図８（ｉ）は交流電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図８（ａ）において、ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ１２，ｔ１４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示す。

交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイレベルとなることにより、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態となる。第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がローレベルとなることにより、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態となる。そのため、第１期間Ｐ１において、電流制御部５０が実施するピーク電流モード制御により、第５ゲート信号ＧＳ５のデューティ比に応じたリアクトル電流ＩＬが流れる。また、第１期間Ｐ１では、電力変換装置１００には、正極性の交流電流Ｉａｃが流れる。

交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がローレベルとなることにより、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフ状態となる。また、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイレベルとなることにより、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態となる。そのため、第２期間Ｐ２において、電流制御部５０が実施するピーク電流モード制御により第５ゲート信号ＧＳ５のデューティ比に応じたリアクトル電流ＩＬが流れる。また、第２期間Ｐ２では、電力変換装置１００には、負極性の交流電流Ｉａｃが流れる。

第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、電流補正値Ｉｃは、ゼロクロスタイミング（ｔ１１，ｔ１３，ｔ１５）で極小値を取り、ピークタイミング（ｔ１２，ｔ１４）で極大値を取るように変化する。即ち、乖離幅Δｉが最も小さくなるゼロクロスタイミングでは、電流補正値Ｉｃが他のタイミングでの電流補正値Ｉｃよりも小さくなる。また、乖離幅Δｉが最も大きくなるピークタイミング付近では、電流補正値Ｉｃが他のタイミングでの電流補正値Ｉｃよりも大きくなる。そのため、乖離幅の変化傾向に応じて、第５スイッチＳＷ５のデューティ比が変化し、交流電流Ｉａｃの歪みが好適に抑制される。

図９（ａ）は、本実施形態に係るコンパレータ３５２に入力される指令電流ＩＬ＊の推移を示し、図９（ｂ）は、比較例に係るコンパレータに入力される指令電流ＩＬ＊の推移を示す。

比較例では、コンパレータには、指令電流ＩＬ＊に補正値が加算された値が入力される。そのため、図９（ｂ）に示すように、コンパレータのフルスケールは、補正値による増加分を考慮した範囲で設定されている。

これに対して、本実施形態では、コンパレータ３５２には、電流検出値ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算した値が入力される。そのため、図９（ａ）に示すように、コンパレータ３５２のフルスケールは、比較例と比べて小さな値に設定されている。

入力信号に対するコンパレータ３５２のフルスケールの増加を抑制することにより、出力電圧の範囲（例えば、０Ｖ〜５Ｖ）に対応する指令電流ＩＬ＊の範囲が小さくなるため、比較例と比べてコンパレータ３５２の分解能が高い値となる。

図１０（ａ）は、本実施形態において、ランダム雑音を重畳した電流検出値ＩＬｒを用いてピーク電流モードを実施した場合の交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図１０（ｂ）は、比較例において、ランダム雑音を重畳した電流検出値ＩＬｒを用いてピーク電流モード制御を実施した場合の交流電流Ｉａｃの推移を示す図である。図１０（ａ），（ｂ）共に、交流電流Ｉａｃは交流電圧Ｖａｃの変化に同期して正弦波状に変化している。

比較例では、交流電流Ｉａｃの電流歪み率ＴＨＤは２．３パーセントであった。これに対して、本実施形態では、交流電流Ｉａｃの電流歪み率ＴＨＤは、１．４パーセントであった。すなわち、本実施形態では、コンパレータ３５２の分解能が比較例と比べて高くなっているため、交流電流Ｉａｃの電流歪み率ＴＨＤが比較例と比べて低減されている。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

・制御装置３０は、電流検出値ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算することにより補正後検出値ＩＬａｒを算出する。そして、制御装置３０は、補正後検出値ＩＬａｒを、指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第５スイッチＳＷ５を操作する。この場合、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制しつつ、指令電流ＩＬ＊に対するコンパレータ３５２のフルスケールの増加を抑制することができる。

・電力変換装置１００が直流電圧を交流電圧に変換する場合、交流電流の歪みの要因となる乖離幅は交流電圧のゼロクロスタイミングで最も小さくなり、ピークタイミングで最も大きくなる傾向がある。そこで、制御装置３０は、電流補正値Ｉｃを、交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２それぞれで極大値を１つ取り、かつ第１期間Ｐ１での極大値となるタイミングと、第２期間Ｐ２での極大値となるタイミングとの間で極小値を１つ取るように設定する。この場合、電流検出値ＩＬｒから減算する電流補正値Ｉｃが、ゼロクロスタイミングで最も小さな値となり、ピークタイミングで最も大きな値となる。その結果、乖離幅の変化傾向に応じて第５スイッチＳＷ５のデューティ比が設定されるため、交流電流Ｉａｃの歪みが好適に抑制される。

＜第１実施形態の変形例１＞
電流センサ３２を、第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとの間の内、第１接続点Ｋ１よりも第５スイッチＳＷ５側に設けてもよい。この場合、第５スイッチＳＷ５に流れる電流がリアクトル電流の電流検出値ＩＬｒとして取得される。

＜第１実施形態の変形例２＞
制御装置３０は、第６スイッチＳＷ６が常時オフ状態となるように、第６ゲート信号ＧＳ６をローレベルに維持してもよい。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

スロープ量ｍｓを一定とした状態で、電流検出値ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算するだけでは、高調波補正値Ｉｈが交流電流Ｉａｃの歪みを好適に低減することができる値とならない場合がある。例えば、ゼロクロスタイミングの電流検出値ＩＬｒは他のタイミングの電流検出値ＩＬｒよりも小さな値となるため、電流補正値Ｉｃを電流検出値ＩＬｒよりも小さな値に設定すると、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングでの電流補正値Ｉｃは他のタイミングでの電流補正値Ｉｃよりも小さくなる。この場合、ゼロクロスタイミングにおいて、交流電流Ｉｃの歪みを好適に低減できるデューティ比を設定できない場合がある。そこで、本実施形態では、スロープ量設定部５１は、補正後検出値ＩＬａｒを補償するスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きであるスロープ量ｍｓを可変設定する。そして、補正値設定部４０は、設定されたスロープ量ｍｓと、交流電圧Ｖａｃとに基づいて高調波補正値Ｉｈを設定する。

図１１は、第２実施形態に係る制御装置３０の機能ブロック図である。本実施形態では、スロープ量設定部５１は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとに基づいてスロープ量ｍｓを設定する。

補正値設定部４０には、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃに加えて、スロープ量設定部５１により設定されたスロープ量ｍｓが入力される。補正値設定部４０は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとスロープ量ｍｓとに基づいて高調波補正値Ｉｈを設定する。そして、高調波補正値Ｉｈに係数βを積算した値を電流補正値Ｉｃとして出力する。本実施形態では、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと、スロープ量ｍｓと、高調波補正値Ｉｈとの関係を示す補正値マップを記憶部に記憶している。例えば、上記式（２），（３）を用いて、様々な交流電圧Ｖａｃ、直流電圧Ｖｄｃ及びスロープ量ｍｓに応じた高調波補正値Ｉｈを算出する。そして、算出した高調波補正値Ｉｈを、交流電圧Ｖａｃとスロープ量ｍｓとの組合せ毎に対応付けることにより補正値マップを作成する。

以上説明した本実施形態では、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとに基づいてスロープ量ｍｓを設定する。そして、制御装置３０は、設定したスロープ量ｍｓに基づいて、電流補正値Ｉｃを設定する。この場合、交流電圧Ｖａｃに応じて、スロープ量ｍｓと電流補正値Ｉｃとを調整することができるため、制御装置３０のフルスケールの低減と、交流電流Ｉａｃの歪みの低減とを好適に両立させることができる。

＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、第１実施形態に示すＤＣ・ＡＣ変換器１０と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０は、第１実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。

図１２は、第３実施形態に係る電力変換装置１００を示す図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路１２ａとは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路１２ａとは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。

フルブリッジ回路１２ａは、第１〜第４スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４は、第１実施形態で示した第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に相当するためその説明を省略する。

第３スイッチＳＷ１３と第４スイッチＳＷ１４との第４接続点Ｋ４は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。第１スイッチＳＷ１１と第２スイッチＳＷ１２との第５接続点Ｋ５は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第６配線ＬＰ６の一部には、リアクトル１３が設けられている。

本実施形態では、フルブリッジ回路１２ａには、第１期間Ｐ１におけるリアクトル電流の電流検出値を第１検出値ＩＬ１ｒとして検出する第１電流センサ６１と、第２期間Ｐ２におけるリアクトル電流ＩＬの電流検出値を第２検出値ＩＬ２ｒとして検出する第２電流センサ６２とが設けられている。第１電流センサ６１は、第３，第４スイッチＳＷ１３，ＳＷ１４のソースとドレインとを接続する配線において、第４接続点Ｋ４よりも第４スイッチＳＷ１４のドレイン側に設けられている。第１電流センサ６１は、第４スイッチＳＷ１４に流れる電流を第１検出値ＩＬ１ｒとして検出する。第２電流センサ６２は、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のソースとドレインとを接続する配線において、第５接続点Ｋ５よりも第２スイッチＳＷ１２のドレイン側に設けられている。第２電流センサ６２は、第２スイッチＳＷ１２に流れる電流を第２検出値ＩＬ２ｒとして検出する。

図１３は、第３実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御によりＤＣ・ＡＣ変換器１０を制御する。

制御装置３０は、第１補正部２０ａと、第２補正部２０ｂと、第１電流制御部５０ａと、第２電流制御部５０ｂとを備えている。第１補正部２０ａは、第１検出値ＩＬ１ｒから電流補正値Ｉｃを減算することにより第１補正後検出値ＩＬ１ａｒを算出する。第２補正部２０ｂは、第２検出値ＩＬ２ｒから電流補正値Ｉｃを減算することにより第２補正後検出値ＩＬ２ａｒを算出する。

第１電流制御部５０ａは、第１期間Ｐ１において第１補正後検出値ＩＬ１ａｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第３，第４スイッチＳＷ１３，ＳＷ１４を操作する。第２電流制御部５０ｂは、第２期間Ｐ２において第２補正後検出値ＩＬ２ａｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を操作する。本実施形態では、第１，第２電流制御部５０ａ，５０ｂは、第１，第２補正部２０ａ，２０ｂから出力される第１，第２補正後検出値ＩＬ１ａｒ，ＩＬ２ａｒの下限値を制限するリミッタ３５４を備えている。第１，第２電流制御部５０ａ，５０ｂは、リミッタ３５４以外の構成が第１実施形態の電流制御部５０と同様であるため、その説明を省略する。

第１電流制御部５０ａの出力は、第１ＡＮＤ回路３８２の一方の入力端子に接続されており、第２電流制御部５０ｂの出力は、第２ＡＮＤ回路３８３の一方の入力端子に接続されている。切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の他方の入力端子と、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子は、第１ＡＮＤ回路３８２の他方の入力端子に接続されている。

本実施形態では、切替部５５は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、ローレベルの出力信号を出力し、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、ハイレベルの出力信号を出力する。

第１ＡＮＤ回路３８２には、第１電流制御部５０ａからの出力信号と、切替部５５からの出力信号とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２は、第４スイッチＳＷ１４のゲートに接続されており、第４ゲート信号ＧＳ１４を出力する。また、第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、反転器３６１を介して第３スイッチＳＷ１３のゲートに接続されている。第１ＡＮＤ回路３８２から反転器３６１を介して第３スイッチＳＷ１３のゲートに出力される信号が、第３スイッチＳＷ１３の開閉を操作する第３ゲート信号ＧＳ１３となる。第３ゲート信号ＧＳ１３は、第４ゲート信号ＧＳ１４を反転させたものとなる。

第２ＡＮＤ回路３８３には、第２電流制御部５０ｂからの出力信号と、切替部５５からの出力信号とが入力される。第２ＡＮＤ回路３８３は、第２スイッチＳＷ１２のゲートに接続されており、第２ゲート信号ＧＳ１２を出力する。また、第２ＡＮＤ回路３８３の出力端子は、反転器３６２を介して第１スイッチＳＷ１１のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３から反転器３６２を介して第１スイッチＳＷ１１のゲートに出力される信号が、第１スイッチＳＷ１１の開閉を操作する第１ゲート信号ＧＳ１１となる。第１ゲート信号ＧＳ１１は、第２ゲート信号ＧＳ１２を反転させたものとなる。

第１ＡＮＤ回路３８２に、切替部５５からのハイレベルの出力信号と第１電流制御部５０ａからのハイレベルの出力信号とが入力されることで、第４ゲート信号ＧＳ１４がハイレベルとなり、第３ゲート信号ＧＳ１３がローレベルとなる。また、第２ＡＮＤ回路３８３に、切替部５５からのハイレベルの出力信号と第２電流制御部５０ｂからのハイレベルの出力信号とが入力されることで、第２ゲート信号ＧＳ１２がハイレベルとなり、第１ゲート信号ＧＳ１１がローレベルとなる。

図１４は、第３実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０のタイミングチャートである。図１４（ａ）は、直流電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図１４（ｂ）は、第１ゲート信号ＧＳ１１の推移を示し、図１４（ｃ）は、第２ゲート信号ＧＳ１２の推移を示す。図１４（ｄ）は、第３ゲート信号ＧＳ１３の推移を示し、図１４（ｅ）は、第４ゲート信号ＧＳ１４の推移を示す。図１４（ｆ）は、電流補正値Ｉｃの推移を示し、図１４（ｇ）は、指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図１４（ｈ）はリアクトル電流ＩＬの推移を示し、図１４（ｉ）は交流電流Ｉａｃの推移を示す。

交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第１ゲート信号ＧＳ１１がハイレベルとなることにより第１スイッチＳＷ１１がオン状態となり、第２ゲート信号ＧＳ１２がローレベルとなることにより第２スイッチＳＷ１２がオフ状態となる。第１期間Ｐ１では、リアクトル電流ＩＬが第１補正後検出値ＩＬ１ａｒとして検出され、第１検出値ＩＬ１ｒから電流補正値Ｉｃが減算された値が第１補正後検出値ＩＬ１ａｒとなる。第１電流制御部５０ａは、第１補正後検出値ＩＬ１ａｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、第４ゲート信号ＧＳ１４をハイレベルとローレベルとに変化させる。なお、第３ゲート信号ＧＳ１３は第４ゲート信号ＧＳ１４を反転させた値となるように制御される。

第１期間Ｐ１では、電流補正値Ｉｃはゼロクロスタイミング（ｔ２１，ｔ２３）において極小値を取り、ピークタイミング（ｔ２２）において極大値を取る。そのため、電流補正値Ｉｃによる第１検出値ＩＬ１ｒの減算量は、ピークタイミングにおいて最も小さな値となり、ゼロクロスタイミングにおいて最も大きな値となる。その結果、第１電流制御部５０ａにより設定される第４スイッチＳＷ１４のデューティ比は、乖離幅の変化傾向に応じて設定される。

交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、フルブリッジ回路１２では、第３ゲート信号ＧＳ１３がハイレベルとなることにより第３スイッチＳＷ１３がオン状態となり、第４ゲート信号ＧＳ１４がローレベルとなることにより第４スイッチＳＷ１４がオフ状態となる。第２期間Ｐ２では、リアクトル電流ＩＬが第２補正後検出値ＩＬ２ａｒとして検出され、第２検出値ＩＬ２ｒから電流補正値Ｉｃが減算された値が、第２補正後検出値ＩＬ２ａｒとなる。第２電流制御部５０ｂは、第２補正後検出値ＩＬ２ａｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、第２ゲート信号ＧＳ１２をハイレベルとローレベルとに変化させる。なお、第１ゲート信号ＧＳ１１は第２ゲート信号ＧＳ１２を反転させた値となるように制御される。

第２期間Ｐ２では、電流補正値Ｉｃはゼロクロスタイミング（ｔ２５）において極小値を取り、ピークタイミング（ｔ２４）において極大値を取る。そのため、第２検出値ＩＬ２ｒから減算する電流補正値Ｉｃは、ピークタイミングにおいて最も大きな値となり、ゼロクロスタイミングにおいて最も小さな値となる。その結果、第２電流制御部５０ｂにより設定される第２スイッチＳＷ１２のデューティ比は、乖離幅の変化傾向に応じて設定される。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第３実施形態の変形例１＞
図１５は、第３実施形態の変形例１に係る電力変換装置１００の構成図である。本実施形態では、第１電流センサ６１は、第１スイッチＳＷ１１のドレイン側に設けられており、第１スイッチＳＷ１１に流れる電流を第１検出値ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２電流センサ６２は、第１，第２スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２間のソースとドレインとを接続する配線において、第５接続点Ｋ５よりも第２スイッチＳＷ１２側に設けられている。第２電流センサ６２は、第２スイッチＳＷ１２に流れる電流を第２検出値ＩＬ２ｒとして検出する。

本実施形態においても、交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第１電流センサ６１により検出された第１検出値ＩＬ１ｒから電流補正値Ｉｃを減算することにより、第１補正後検出値ＩＬ１ａｒが算出される。そして、第１期間Ｐ１では、第１補正後検出値ＩＬ１ａｒを用いたピーク電流モード制御により、第１スイッチＳＷ１１のデューティ比が設定される。交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第２電流センサ６２により検出された第２検出値ＩＬ２ｒから電流補正値Ｉｃを減算することにより、第２補正後検出値ＩＬ２ａｒが算出される。そして、第２期間Ｐ２では、第２補正後検出値ＩＬ２ａｒを用いたピーク電流モード制御により、第２スイッチＳＷ１２のデューティ比が設定される。

以上説明した本実施形態においても第３実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第３実施形態の変形例２＞
第１電流センサ６１が、第１スイッチＳＷ１１のドレイン側に設けられ、第２電流センサ６２が、第３スイッチＳＷ１３のドレイン側に設けられていてもよい。この場合、第１電流センサ６１は、第１スイッチＳＷ１１に流れる電流を第１検出値ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２電流センサ６２は、第３スイッチＳＷ１３に流れる電流を第２検出値ＩＬ２ｒとして検出する。

以上説明した本実施形態においても第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第３実施形態の変形例３＞
第３実施形態において、第１期間Ｐ１で、第３スイッチＳＷ１３が常時オフ状態とされ、第２期間Ｐ２で、第１スイッチＳＷ１１が常時オフ状態に維持されてもよい。この場合、図１４で示したタイミングチャートにおいて、制御装置３０は、第１期間Ｐ１での第３ゲート信号ＧＳ１３をローレベルに維持し、第２期間Ｐ２での第１ゲート信号ＧＳ１１をローレベルに維持すればよい。

＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第３実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

図１６は、第４実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０では、第１，第２交流端子ＴＡ１，ＴＡ２と、フルブリッジ回路１２ｂとの間に、第５スイッチＳＷ２５と、第６スイッチＳＷ２６とが接続されている。具体的には、第５スイッチＳＷ２５のソースに、第６スイッチＳＷ２６のドレインが接続されている。また、第５スイッチＳＷ２５のドレインが第５配線ＬＰ５のうち、リアクトル１３とフルブリッジ回路１２ｂとの間に接続され、第６スイッチＳＷ２６のドレインが第６配線ＬＰ６に接続されている。第５，第６スイッチＳＷ２５，ＳＷ２６それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。なお、第１〜第４スイッチＳＷ２１〜ＳＷ２４は、第３実施形態の第１スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４に相当するため説明を省略する。

図１７は、第４実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、ＤＣ・ＡＣ変換器１０を制御する。

第１補正後検出値ＩＬ１ａｒは、第１補正部２０ａにより電流補正値Ｉｃが減算された後、第１電流制御部５０ａに入力される。第２補正後検出値ＩＬ２ａｒは、第２補正部２０ｂにより電流補正値Ｉｃが減算された後、第２電流制御部５０ｂに入力される。

切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の入力端子と、第６スイッチＳＷ２６のゲートと、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子側は、第１ＡＮＤ回路３８２の入力端子と第５スイッチＳＷ２５のゲートとに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第１，第４スイッチＳＷ２１，ＳＷ２４のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第２，第３スイッチＳＷ２２，ＳＷ２３のゲートに接続されている。

図１８は、第４実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０のタイミングチャートである。図１８（ａ）は直流電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図１８（ｂ）は第１，第４ゲート信号ＧＳ２１，ＧＳ２４の推移を示し、図１８（ｃ）は第２，第３ゲート信号ＧＳ２２，ＧＳ２３の推移を示す。図１８（ｄ）は第５ゲート信号ＧＳ２５の推移を示し、図１８（ｅ）は第６ゲート信号ＧＳ２６の推移を示す。図１８（ｆ）は電流補正値Ｉｃの推移を示し、図１８（ｇ）は指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図１８（ｈ）は電流検出値ＩＬｒの推移を示し、図１８（ｉ）は交流電流Ｉａｃの推移を示す。

交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第６ゲート信号ＧＳ２６がハイレベルとなることにより第６スイッチＳＷ２６がオン状態となり、第５ゲート信号ＧＳ２５がローレベルとなることにより第５スイッチＳＷ２５がオフ状態となる。第１期間Ｐ１では、第１電流制御部５０ａは、第１補正後検出値ＩＬ１ａｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、第１，４ゲート信号ＧＳ２１，ＧＳ２４をハイレベル又はローレベルに変化させる。

本実施形態においても、第１期間Ｐ１では、ゼロクロスタイミング（ｔ３１，ｔ３３）において電流補正値Ｉｃが極小値を取り、ピークタイミング（ｔ３２）において電流補正値Ｉｃが極大値を取る。そのため、第１電流制御部５０ａにより設定される第１，第４スイッチＳＷ２１，ＳＷ２４のデューティ比は、乖離幅の変化傾向に応じた値に設定される。

交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、第６ゲート信号ＧＳ２６がローレベルとなることで第６スイッチＳＷ２６がオフ状態となり、第５ゲート信号ＧＳ２５がハイレベルとなることで第５スイッチＳＷ２５がオン状態となる。第２期間Ｐ２では、第２電流制御部５０ｂは、第２補正後検出値ＩＬ２ａｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、第２，３ゲート信号ＧＳ２１，ＧＳ２３をハイレベル又はローレベルに変化させる。

本実施形態においても、第２期間Ｐ２では、ゼロクロスタイミング（ｔ３５）において電流補正値Ｉｃが極小値を取り、ピークタイミング（ｔ３４）において電流補正値Ｉｃが極大値を取る。そのため、第２電流制御部５０ｂにより設定される第２，第３スイッチＳＷ２２，ＳＷ２３のデューティ比は、乖離幅の変化傾向に応じた値に設定される。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第５実施形態＞
第５実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

本実施形態では、図１９に示す電力変換装置１００は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ・ＤＣ変換器８０を備えている。ＡＣ・ＤＣ変換器８０は、フルブリッジ回路１２ｃと、ハーフブリッジ回路１５ａとを備えている。

フルブリッジ回路１２ｃは、第１〜第４ダイオードＤ１〜Ｄ４により構成されている。第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとが接続され、第３ダイオードＤ３のアノードと、第４ダイオードＤ４のカソードとが接続されている。第１，第３ダイオードＤ１，Ｄ３の各カソードが第３配線ＬＰ３の第１端に接続され、第２，第４ダイオードＤ２，Ｄ４の各アノードが第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。

フルブリッジ回路１２ｃにおいて、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２との第１接続点Ｋ１１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第３ダイオードＤ３と第４ダイオードＤ４との第２接続点Ｋ１２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。

ハーフブリッジ回路１５ａは、第５ダイオードＤ５とスイッチＳＷ３１とを備えている。スイッチＳＷ３１は、電圧駆動型のスイッチであり本実施形態ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５ダイオードＤ５のアノードと、スイッチＳＷ３１のドレインとが接続されている。第５ダイオードＤ５のカソードが第１配線ＬＰ１の第１端に接続され、第１配線ＬＰ１の第２端が第１直流端子ＴＤ１に接続されている。スイッチＳＷ３１のソースが第２配線ＬＰ２の第１端に接続され、第２配線ＬＰ２の第２端が第２直流端子ＴＤ２に接続されている。スイッチＳＷ３１は、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

第５ダイオードＤ５とスイッチＳＷ３１との第３接続点Ｋ１３は、第３配線ＬＰ３の第２端に接続されている。第３配線ＬＰ３にはリアクトル１３が設けられている。また、スイッチＳＷのソースは、第４配線ＬＰ４の第２端に接続されている。

図２０は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。本実施形態においても、制御装置３０は、電流検出値ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算して補正後検出値ＩＬａｒを算出する補正部２０を備えている。

電流制御部５０は、補正後検出値ＩＬａｒと、指令電流ＩＬ＊とを用いたピーク電流モード制御により、スイッチＳＷ３１を操作するゲート信号ＧＳ３１を出力する。

電流制御部５０の出力端子は、スイッチＳＷ３１のゲートに接続されている。そのため、電流制御部５０からスイッチＳＷ３１のゲートに出力される信号がゲート信号ＧＳ３１となる。

次に、電力変換装置１００の動作を説明する。交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、第１，第４ダイオードＤ１，Ｄ４が導通する。また、第２期間Ｐ２では、第２，第３ダイオードＤ２，Ｄ３が導通する。第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、電流制御部５０が実施するピーク電流モード制御により、ゲート信号ＧＳ３１がハイレベルとローレベルとの間で変化し、デューティ比が制御される。スイッチＳＷ３１がオン状態となる期間では、リアクトル１３に電流が流れ、リアクトル１３に磁気エネルギが蓄えられる。また、スイッチＳＷ３１がオフ状態となる期間では、リアクトル１３に蓄えられた磁気エネルギにより、第５ダイオードＤ５を通じて第１直流端子ＴＤ１に電流が流れる。

図２１（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図２１（ｂ）は高調波補正値Ｉｈの推移を示す。電力変換装置１００が、交流電圧を直流電圧に変換する場合、歪みが生じているリアクトル電流の平均値Ｉａｖｅと指令電流ＩＬ＊との差を示す乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃが０となるゼロクロスタイミング（ｔ４１，ｔ４３，ｔ４５）付近において最も大きな値となる。また、乖離幅Δｉは交流電圧Ｖａｃのピークタイミング（ｔ４２，ｔ４４）付近において最も小さな値となる。

本実施形態では、補正値設定部４０は、高調波補正値Ｉｈを、交流電圧の１周期において正極性となる第１期間Ｐ１及び負極性となる第２期間Ｐ２それぞれで極小値を１つ取り、かつ第１期間Ｐ１での極小値となるタイミングと第２期間Ｐ２での極小値となるタイミングとの間で極大値を１つ取るように設定する。補正値設定部４０は、設定した高調波補正値Ｉｈに係数βを積算することにより電流補正値Ｉｃを算出する。そのため、電流検出値ＩＬｒから減算する電流補正値Ｉｃは、ゼロクロスタイミングにおいて最も大きくなり、ピークタイミングにおいて最も小さな値となる。

本実施形態においても、制御装置３０の記憶部には、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃに対応付けられて高調波補正値Ｉｈが規定された情報である補正値マップが記憶されている。そのため、補正値設定部４０は、補正値マップを参照することにより交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃに応じた高調波補正値Ｉｈを設定する。

次に、本実施形態に係る補正値マップの作成方法について説明する。

ＡＣ・ＤＣ変換器８０が交流電圧を直流電圧に変換する場合、デューティ比Ｄは下記式（４）により算出される。

リアクトル電流の増加時の傾きｍｂ（すなわち、リアクトル電流の増加速度）は、「ｍｂ＝｜Ｖａｃ｜／Ｌ」の関係があり、この関係性を、上記式（１）に代入することにより、乖離幅Δｉは下記式（５）により算出される。

本実施形態では、上記式（４），（５）を用いて、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃを様々な値に変化させた場合の高調波補正値Ｉｈを算出する。そして、算出した高調波補正値Ｉｈを交流電圧Ｖａｃに対応付けることにより補正値マップを作成することができる。

次に、図２２を用いて、本実施形態の作用効果を説明する。

図２２（ａ）は交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示し、図２２（ｂ）は、ゲート信号ＧＳ３１の推移を示す。図２２（ｃ）は電流補正値Ｉｃの推移を示し、図２２（ｄ）は指令電流ＩＬ＊の推移を示す。図２２（ｅ）は、リアクトル電流ＩＬの推移を示し、図２２（ｆ）は交流電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図２２（ａ）において、ｔ５１，ｔ５３，ｔ５５は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを示し、ｔ５２，ｔ５４は、交流電圧Ｖａｃが正，負のピーク値となるピークタイミングを示す。

第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、電流補正値Ｉｃは、ゼロクロスタイミング（ｔ５１，ｔ５３，ｔ５５）それぞれで極大値を取り、ピークタイミング（ｔ５２，ｔ５４）の付近で極小値を取るように変化する。即ち、乖離幅Δｉが大きくなるゼロクロスタイミングでは、電流検出値ＩＬｒから減算する電流補正値Ｉｃが最も大きな値となる。また、乖離幅Δｉが大きくなる交流電圧Ｖａｃのピークタイミング付近では、電流検出値ＩＬｒから減算する電流補正値Ｉｃが最も小さな値となる。その結果、スイッチＳＷ３１のデューティ比は、乖離幅の変化傾向に応じた値に設定される。

以上説明した本実施形態においても、制御装置３０は、電流検出値ＩＬｒから電流補正値Ｉｃを減算した値によりピーク電流モード制御を実施する。また、制御装置３０は、交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極小値を１つ取り、かつ正極性での極小値と負極性での極小値との間で極大値を１つ取るように電流補正値Ｉｃを設定する。この場合、スイッチＳＷ３１のデューティ比が、乖離幅Δｉの傾向に応じた値に設定される。その結果、交流電流Ｉａｃの歪みを抑制しつつ、指令電流ＩＬ＊に対するコンパレータ３５２のフルスケールの増加を抑制することができる。

＜第５実施形態の変形例＞
第５実施形態において、制御装置３０は、第２実施形態のように、スロープ量ｍｓを交流電圧Ｖａｃに基づいて可変設定してもよい。この場合において、制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃに加えて、スロープ量ｍｓにより電流補正値Ｉｃを設定してもよい。

＜第６実施形態＞
第６実施形態では、第５実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第５実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、第５実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第５実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。

図２３は、第２実施形態に係る電力変換装置１００を示す図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路１２ｄとは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路１２ｄとは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。

フルブリッジ回路１２ｄは、第１スイッチＳＷ４１及び第２スイッチＳＷ４２と、第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２とを備えている。第１，第２スイッチＳＷ４１，ＳＷ４２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１ダイオードＤ１１のアノードと第１スイッチＳＷ４１のドレインとが接続されている。第２ダイオードＤ１２のアノードと第２スイッチＳＷ４２のドレインとが接続されている。第１，第２ダイオードＤ１１，Ｄ１２それぞれのカソードが、第１配線ＬＰ１に接続され、第１，第２スイッチＳＷ４１，ＳＷ４２それぞれのソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＳＷ４１，ＳＷ４２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

第１ダイオードＤ１１と第１スイッチＳＷ４１との第１接続点Ｋ１１は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。第２ダイオードＤ１２と第２スイッチＳＷ４２との第２接続点Ｋ１２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。

第１ダイオードＤ１１のアノードと第１スイッチＳＷ４１のドレインとの間には、第１期間Ｐ１におけるリアクトル電流を検出する第１電流センサ６５が設けられている。第１電流センサ６５は、第１スイッチＳＷ４１に流れる電流を第１検出値ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２ダイオードＤ１２のアノードと第２スイッチＳＷ４２のドレインとの間には、第２期間Ｐ２におけるリアクトル電流を検出する第２電流センサ６６が設けられている。第２電流センサ６６は、第２スイッチＳＷ４２に流れる電流を第２検出値ＩＬ２ｒとして検出する。

図２４は、第６実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。制御装置３０は、第１電流制御部５０ｃと、第２電流制御部５０ｄと、切替部１５５とを備えている。

第１電流制御部５０ｃは、スロープ補償後の第１検出値ＩＬ１ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部５０ｄは、スロープ補償後の第２検出値ＩＬ２ｒを指令電流ＩＬ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第１，第２電流制御部５０ｃ，５０ｄの構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。

切替部１５５は、交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、第１ゲート信号ＧＳ４１又は第２ゲート信号ＧＳ４２の出力を切り替える。切替部１５５の出力端子は、第１，第２ＡＮＤ回路３８６，３８７それぞれの入力端子に接続されている。第１ＡＮＤ回路３８６の他方の入力端子は、第１電流制御部５０ｃの出力端子に接続されている。第２ＡＮＤ回路３８７の他方の入力端子は、第２電流制御部５０ｄの出力端子に接続されている。

切替部１５５は、交流電圧Ｖａｃを正極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路３８６に出力する第１切替信号をハイレベルにし、第２ＡＮＤ回路３８７に出力する第２切替信号をローレベルにする。一方、切替部１５５は、交流電圧Ｖａｃを負極性と判定した場合に、第１ＡＮＤ回路３８６に出力する第１選択信号をローレベルにし、第２ＡＮＤ回路３８７に出力する第２切替信号をハイレベルにする。

第１ＡＮＤ回路３８６は、第１スイッチＳＷ４１のゲートに接続されており、第１スイッチＳＷ４１を操作する第１ゲート信号ＧＳ４１を出力する。第２ＡＮＤ回路３８７は、第２スイッチＳＷ４２のゲートに接続されており、第２スイッチＳＷ４２を操作する第２ゲート信号ＧＳ４２を出力する。

交流電圧Ｖａｃが正極性となる第１期間Ｐ１では、切替部１５５からの第１切替信号ＡＱ１がハイレベルとなり、第２切替信号ＡＱ２がローレベルとなる。また、第１期間Ｐ１では、第１電流制御部５０ｃにより第１スイッチＳＷ４１のゲートに出力される第１ゲート信号ＧＳ４１がハイレベルとローレベルとの間で変化する。このとき、第１補正部２０ａにより第１検出値ＩＬ１ｒから電流補正値Ｉｃが減算された値が第１電流制御部５０ｃに入力する。

交流電圧Ｖａｃが負極性となる第２期間Ｐ２では、第１切替信号ＡＱ１がローレベルとなり、第２切替信号ＡＱ２がハイレベルとなる。また、第２期間Ｐ２では、第２電流制御部５０ｄが実施するピーク電流モード制御により第２スイッチＳＷ４２が操作される。このとき、第２補正部２０ｂにより第２検出値ＩＬ２ｒから電流補正値Ｉｃが減算された値が第２電流制御部５０ｄに入力する。

第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、電流補正値Ｉｃは、ゼロクロスタイミングで極大値を取り、ピークタイミングで極小値を取るように変化する。その結果、第１，第２期間Ｐ１，Ｐ２において、スイッチＳＷ３１のデューティ比は、乖離幅の変化傾向に応じた値に設定される。

以上説明した本実施形態によれば、第５実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜その他の実施形態＞
・電力変換装置１００により直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合の高調波補正値Ｉｈは、上記式（２），（３）により算出されるものに限られない。例えば、直流電圧Ｖｄｃが固定値に設定される場合、交流電圧Ｖａｃのみに基づいて高調波補正値Ｉｈが設定されてもよい。

・電力変換装置１００により交流電圧Ｖａｃを直流電圧Ｖｄｃに変換する場合の高調波補正値Ｉｈは、上記式（４），（５）により算出されるものに限られない。例えば、直流電圧Ｖｄｃが固定値に設定される場合、交流電圧Ｖａｃのみに基づいて高調波補正値Ｉｈが設定されてもよい。

・各実施形態では、力率を１とする場合を例に説明を行った。これに換えて、力率が１未満の場合においても、本実施形態を適用することができる。この場合、波形生成部３４は、力率に応じて、交流電圧Ｖａｃから所定量αだけ位相がずれた基準波形（＝ｓｉｎ（ωｔ＋α））を生成する。そして、生成した基準波形に基づいて、指令電流ＩＬ＊を算出すればよい。この場合においても、力率に応じて設定された指令電流ＩＬ＊とリアクトル電流の平均値Ｉａｖｅとの乖離幅を算出し、この乖離幅に応じて高調波補正値Ｉｈを設定すればよい。

・電力変換装置１００は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとの間で双方向での電力変換を行う装置であってもよい。

１３…リアクトル、２０…補正部、３０…制御装置、３４…波形生成部、３５…乗算器、３６…絶対値算出部、４０…補正値設定部、５０…電流制御部、１００…電力変換装置、ＳＷ…スイッチ。

Claims (4)

1. リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（ＳＷ〜ＳＷ４２）とを有し、交流電圧及び直流電圧のうち、入力される一方の電圧を他方の電圧に変換して出力する電力変換装置（１００）に適用される電力変換装置の制御装置（３０）であって、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流の検出値である電流検出値を取得する検出値取得部と、
   前記交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
   取得した前記交流電圧に基づいて、正弦波状のリアクトル電流の指令値を算出する指令値算出部（３４，３５，３６）と、
   前記交流電圧に基づいて、取得された前記電流検出値の補正値を設定する補正値設定部（４０）と、
   取得された前記電流検出値から前記補正値を減算することにより、補正後検出値を算出する補正部（２０，２０ａ，２０ｂ）と、
   前記補正後検出値を前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する電流制御部（５０，５０ａ〜５０ｄ）と、を備える電力変換装置の制御装置。
2. 前記電流検出値に加算されるスロープ補償信号の傾きを可変設定するスロープ量設定部（５１）を備え、
   前記補正値設定部は、前記交流電圧及び設定された前記スロープ補償信号の傾きに基づいて、前記補正値を設定し、
   前記電流制御部は、前記補正後検出値に前記スロープ補償信号を加算した値を前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記電力変換装置は、前記直流電圧を前記交流電圧に変換し、
   前記補正値設定部は、前記補正値を、前記交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極大値を１つ取り、かつ前記正極性での極大値となるタイミングと前記負極性での極大値となるタイミングとの間で極小値を１つ取るように設定する請求項１又は２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記電力変換装置は、前記交流電圧を前記直流電圧に変換し、
   前記補正値設定部は、前記補正値を、前記交流電圧の１周期において正極性及び負極性となる期間それぞれで極小値を１つ取り、かつ前記正極性での極小値となるタイミングと前記負極性での極小値となるタイミングとの間で極大値を１つ取るように設定する請求項１又は２に記載の電力変換装置の制御装置。

Images