KR100221811B1 - 전력 변환기 - Google Patents

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KR100221811B1
KR100221811B1 KR1019960021288A KR19960021288A KR100221811B1 KR 100221811 B1 KR100221811 B1 KR 100221811B1 KR 1019960021288 A KR1019960021288 A KR 1019960021288A KR 19960021288 A KR19960021288 A KR 19960021288A KR 100221811 B1 KR100221811 B1 KR 100221811B1
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까즈아끼 유끼
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니시무로 타이죠
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Abstract

변환기; 포지티브 전위, 네거티브 전위 및 중성점 전위를 발생하기 위하여 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원; 3-레벨 NPC 인버터; 쵸퍼 회로 및 쵸퍼 제어 회로를 포함하는 전력 변환기. 쵸퍼 회로는 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로, 제1 및 제2 스위칭 소자와 역병렬로 각각 접속된 제1 및 제2 다이오드, 및 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 중성 전위점 과 접속점 간에 접속된 리액터를 포함하고 있다. 쵸퍼 제어 회로는 커패시터 양단의 제1 및 제2 전압을 검출하는 제1 및 제2 전압 검출기; 제1 전압과 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하고 전압차가 영으로 되도록 전압 제어 출력 신호를 발생하는 전압 제어기; 및 전압 제어 출력 신호에 근거하여 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하는 제어 회로를 포함하고 있다. 이와 같이 함으로써, 3-레벨 DC 전원의 중성점 전위의 변동이 억제된다.

Description

전력 변환기
제1도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제2도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제3도는 본 발명의 제3 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제4a도는 본 발명의 제4 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제4b도는 제4도에 도시된 전력 변환기 내의 쵸퍼 제어기의 시스템 구성도.
제5a도는 제4도에 도시된 전력 변환기의 동작의 시뮬레이션 결과를 도시한 파형도.
제5b도는 제4도에 도시된 전력 변환기의 동작을 시뮬레이션 결과를 도시한 파형도.
제5c도는 제4도에 도시된 전력 변환기의 동작의 시뮬레이션 결과를 도시한 파형도.
제5d도는 제4도에 도시된 전력 변환기의 동작의 시뮬레이션 결과를 도시한 파형도.
제6도는 본 발명의 제5 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제7도는 본 발명의 제6 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제8도는 본 발명의 제7 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제9도는 본 발명의 제8 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제10도는 본 발명의 제9 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제11도는 본 발명의 제10 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제12도는 본 발명의 제11 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제13도는 본 발명의 제12 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제14도는 본 발명의 제13 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
제15도는 본 발명의 제14 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1; 변환기 2; NPC 인버터
2; AC 모터 4, 5; 커패시터
6; 리액터 7, 8; 스위칭 소자
본 발명은 NPC 인버터(Neutral Point Clamped Inverter)에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 3-레벨 DC 전압원(three-level DC voltage source)의 중성점 전위(neutral potential)의 변동을 억제할 수 있는 전력 변환기(power converter)에 관한 것이다.
NPC 인버터(중성점 클램프 타입 neutral point clamped type)를 사용하는 종래의 전력 변환기의 주 회로의 한 예가 제15도에 도시되어 있다. 제15도에서, 3-상 AC 전원(41)으로부터 공급된 AC 전압은 변환기(1)에 의해 DC 전압으로 변환되고, 커패시터(4, 5)에 의해 분할된다. 여기서, 커패시터(4,5)는 3-레벨 DC 전압원을 형성하며, 포지티브측 전위 VP, 중성점 전위 VO, 및 네거티브 측 전위 VN을 갖는 DC전압들이 출력된다. 이 중성점 전위 VO를 갖는 DC 전압은 AC 모터(3)를 구동하기 위한 NPC 인버터(2)에 의해 소정 주파수의 3-상 AC 전압으로 변환된다. NPC 인버터(2)는 중성점 전위 VO를 갖는 DC 전압을 고조파가 거의 없는 AC 전원으로 변환하는 인버터이다.
이 경우에, NPC 인버터(2)에 의해 포지티브 측 전압(VP-VO) 및 네거티브 측 전압(VO-VN)으로부터 AC모터(3)에 공급된 AC 전원은 어느 순간에 동일하지 않으며, NPC 인버터(2)의 출력 주파수의 3배의 주파수로 변동한다. 변환기(1)는 포지티브-네거티브 전압(VP-VN)만을 제어할 수 있으며, 따라서 중성점 전위 VO도 출력 주파수의 3배로 변동한다. 중성점 전압VO가 변동할 때, 고조파를 억제하는 NPC인버터의 특성을 잃게 되며, 따라서 중성점 전위 VO의 변동을 억제하기 위한 여러 가지 방법들이 연구되고 있다,
예를 들어, 이러한 제어 시스템은 중성점 전위 VO의 변동을 억제하기 위하여 이하에서와 같이 1994년, 일본국 전기공학 협회의 국내 회의에서 개시한 산업 응용 섹션 제85호의 "3-레벨 GTO 인버터의 PWM 시스템"으로서 사용된다. 즉, 3가지 위상의 전압들은 3-상 NPC 인버터의 선간 전압(line voltage)을 불변으로 한 채로 바이어스되며, 포지티브 측 전압(VP-VO)과 네거티브 측 전압(VO-VN)으로부터 공급된 전원은 이 바이어스 전압을 짧은 사이클내에 네거티브 및 포지티브 측으로 시프트함으로써 평형을 이루게 된다.
구체적으로, 이러한 3-레벨 DC 전압원의 중성점 전위의 변동에 대처하기 위하여, 지금까지 NPC 인버터의 출력 기준 전압에 바이어스를 인가하는 방법을 사용하였다. 예를 들어, DC 전압원의 포지티브 측 전압이 네거티브 측 전압보다 더 큰 경우에는, 포지티브 바이어스가 기준 전압에 인가된다. 그 결과, 포지티브 측 DC전력 소모가 네거티브 DC 전력 소모보다 더 증가하게 되며, 따라서 포지티브 및 네거티브 측 DC 전압이 평형을 이룰 수 있다.
제15도를 참조하면서 구체적인 구성에 대해 설명하기로 한다. 포지티브 측 커패시터(4)의 전압을 검출하기 위한 포지티브 측 전압 검출기(20)와 네거티브 측 커패시터(5)의 전압을 검출하기 위한 네거티브 측 DC전압검출기(21)로부터 각각 얻은 포지티브 측 전압(Vd1)과 네거티브 측 전압(Vd2)간의 차로부터 포지티브-네거티브 차분 전압이 얻어져서 바이어스 조절기(bias regulator)(44)에 입력된다. 중성점 전위의 변동은 이 포지티브-네거티브 차분 전압과 3-상 기준 전압 계산 유닛(40)에 의해 계산된 3-상 기준 전압 VU*, VV*, 및 VW*와의 합에 근거하여 NPC인버터(2)를 제어함으로써 억제되었다.
그러나, 이 종래의 방법에 따르면, 바이어스가 NPC인버터(2)의 출력 전압에 인가되기 때문에, 과부하가 걸려 있을 때(과전류가 인가될 때), 전압이 제한될 수 있으며, 어떤 경우에는 바이어스가 보상되지 않을 수도 있다. 이러한 경우에는, 중성점 전위 변동의 보상이 우선적으로 제어되지 않고 충분한 출력 전압이 있을 경우에만 효과적으로 제어되는 문제점이 있으며, 부하의 급격한 변동등으로 인하며 큰 부하 전류가 순간적으로 흐르게 되며, 중성점 전위가 크게 변동하여 과전압/과전류가 야기된다.
게다가, 3-상 기준 전압에 바이어스를 걸어서 포지티브 및 네거티브 측 전압 소모의 불평형으로 인한 중성점 전위 변동을 억제하는 이러한 시스템에 의하면, 실제로 3-상 선간 전압으로서 기하는 전압은 DC 링크 전압보다 바이어스만큼 더 작게된다. 그 결과, 전력 변환기 시스템의 전체적으로 대형화 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 3-레벨 DC 전압원의 중성점 전위의 변동을 억제할 수 있는 NPC 인버터를 사용하는 전력 변환기를 제공하는데 있다.
본 발명의 이들 및 다른 목적들은 변환기; 포지티브 전원, 네거티브 전원 및 중성점 전원을 발생하기 위하여 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원; 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터; 쵸퍼회로(chopper circuit); 및 쵸퍼 회로를 포함하는 전력 변환기를 제공함으로써 달성될 수 있다. 쵸퍼 회로는 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로, 제1 스위칭 소자와 역병렬(antiparallel)로 접속된 제1 다이오드, 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드, 및 리액터(reactor)를 포함하고 있다. 제1 스위칭 소자의 양극은 3-레벨 전압원의 포지티브 측 전위점에 접속되어 있고, 제1 스위칭 소자의 음극은 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 제2 스위칭 소자의 음극은 3-레벨 DC 전압원의 네거티브 측 전위점에 접속되어 있고, 리액터는 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점간에 접속되어 있다. 쵸퍼 제어 회로는 커패시터 중 한 커패시터 양단의 제1 전압을 검출하는 제1 전압 검출기; 커패시터 중 다른 커패시터 양단의 제2 전압을 검출하는 제2 전압 검출기; 제1 전압과 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하고 전압 제어 출력 신호를 발생함으로써 전압차가 영으로 되도록 하기 위해 제1 전압과 제2 전압을 수신하도록 접속된 전압 제어기; 및 전압 제어 출력 신호를 근거하며 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위하여 전압 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 회로를 포함하고 있다. 이와 같이 함으로써, 3-레벨 DC 전원의 중성점 전위의 변동이 억제된다.
본 발명의 한 특징에 따르면, 변환기; 포지티브 전원, 중성점 전원 및 네거티브 전원을 발생하기 위하여 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터; 쵸퍼 회로(chopper circuit); 및 쵸퍼 회로를 제어하기 위한 쵸퍼 제어 회로를 포함하는 전력 변환기가 제공된다. 쵸퍼 회로는 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속되 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬회로; 제1 스위칭 소자와 역병렬(antiparallel)로 접속된 제1 다이오드; 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드; 및 리액터(rector)를 포함하고 있다. 제1 스위칭 소자의 양극(anode)은 3-레벨 전압원의 포지티브 측 전위점에 접속되어 있고, 제1 스위칭 소자의 음극(cathod)은 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 제2 스위칭 소자의 음극은 3-레벨 DC 전압원의 네거티브 측 전위점에 접속되어 있고, 리액터는 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속되어 있다. 쵸퍼 제어 회로는 리액터를 통해 흐르는 쵸퍼 전류를 검출하기 위한 제1 전류 검출기; 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 3-레벨 NPC 인버터의 중성 전위점 간을 흐르는 인버터 중성점 전류를 검출하기 위한 제2전류검출기; 인버터 중성점 전류와 쵸퍼 전류를 비교하여 그들 간의 전류차를 발생하는 비교기; 전류차가 영이 되도록 전류 제어 출력 신호를 발생하기 위하여 전류차를 수신하도록 접속된 전류 제어 회로; 및 전류 제어 출력 신호에 근거하여 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위하여 전류 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 회로를 포함한다.
본 발명의 다른 특징에 따르면, 변환기; 포지티브 전원, 중성점 전원 및 네거티브 전원을 발생하기 위하여 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원; 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터; 쵸퍼회로(chopper circuit); 및 쵸퍼 회로를 제어하기 위한 쵸퍼 제어 회로를 포함하는 전력 변환기가 제공된다. 쵸퍼 회로는 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로, 제1 스위칭 소자와 역병렬(antiparallel)로 접속된 제1 다이오드, 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드, 및 리액터(reactor)를 포함하고 있다. 제1 스위칭 소자의 양극은 3-레벨 전압원의 포지티브 측 전위점에 접속되어 있고, 제1 스위칭 소자의 음극은 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 제2 스위칭 소자의 음극은 3-레벨 DC 전압원의 네거티브 측 전위점에 접속되어 있고, 리액터는 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속되어 있다.
쵸퍼 제어 회로는 커패시터 중 한 커패시터 양단의 제1 전압을 검출하는 제1 전압 검출기; 커패시터 중 다른 커패시터 양단의 제2 전압을 검출하는 제2 전압 검출기; 제1 전압과 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하고 전압 제어 출력 신호를 발생함으로써 전압차가 영으로 되도록 하기 위해 제1 전압과 제2 전압을 수신하도록 접속된 전압 제어기; 및 전압 제어 출력 신호에 근거하여 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위하여 전압 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 회로를 포함하고 있다.
첨부된 도면과 관련하여 이하의 상세한 설명을 참조하면 본 발명을 보다 잘 이해할 수 있으며, 또한 부수하는 장점들에 대해서도 보다 완벽하게 이해될 것이다.
이제부터 몇몇 도면에 걸쳐 유사한 참조 번호는 동일 또는 대응 부분을 표시 하고 있는 도면을 참조하면서, 본 발명의 실시예들을 이하에서 설명한다.
제1도는 본 발명의 제1 실시예에 따른 전력 증폭기의 시스템 구성도이다.
제1도에서, 3-상 AC 전원(41), 변환기(1), 커패시터(4,5), NPC 인버터(2), 및 AC 모터(3)은 제15도에 도시된 것과 동일하다. 여기서, 커패시터(4,5)는 NPC인버터(2)에 대한 3-레벨 DC전압원을 구성한다,
참조번호 7,8은 변환기(1)에 의해 출력된 DC 전압의 포지티브 및 네거티브 측 간에 직렬로 접속된 GTO, IGBT, 트랜지스터 등의 스위칭 소자이다. 9,10 은 스위칭 소자(7,8)에 각각 역병렬로 접속된 다이오드이다. 6은 커패시터(4, 5)의 직렬 접속점과 스위칭 소자(7, 8)의 직렬 접속점 간에 접속된 리액터이다. 스위칭 소자(7), 리액터(6) 및 다이오드(10)는 제1 쵸퍼 회로로서 가능하는 반면, 스위칭 소자(8), 리액터(6) 및 다이오드(9)는 제2 쵸퍼 회로로서 가능한다. 46은 커패시터(4, 5)의 전압(Vp, Vn)의 절대값을 비교하여 그들 간의 차이를 감소시키도록 전압 제어 신호를 출력하기 위한 전압 제어기이다. 48은 전압 제어 신호 Vc를 규정된 값으로 제한하기 위한 출력 리미터(output limiter)이다. 49는 출력 리미터(48)을 통해 출력된 전압 제어 신호 Vc에 따라 쵸퍼 제어 신호 CH1 또는 CH2 중 어느 하나를 출력하기 위한 계산 유닛이다. 50은 펄스 폭 변조를 위해 삼각파 신호 TRS를 출력하기 위한 변조 신호 발생기이다. 51, 52는 쵸퍼 제어 신호 CH1, CH2를 삼각파 신호 TRS와 각각 비교함으로써 스위칭 신호 G1, G2를 출력하기 위한 비교기이다.
상기한 바와 같은 구성에서, 커패시터(4, 5)의 전압 Vp와 Vn 간에 편차가 발생된 경우에, 전압 제어 신호 Vc가 전압 제어기(46)으로부터 출력되어 출력 리미터(48)를 통해 계산 유닛(49)으로 입력된다. 계산 유닛(49)은 전압 제어 신호 Vc의 극성에 따라 쵸퍼 제어 신호 CH1 또는 CH2 중 어느 하나를 출력하여 비교기 (51,52)중 어느 하나를 통해 스위칭 소자(7,8)중 어느 하나의 스위칭을 제어한다.
예를 들어, 커패시터(4)의 전압 Vp가 커패시터(5)의 전압Vn보다 더 높고 전압 제어 신호 Vc의 극성이 포지티브(Vc > 0)일 때, 계산 유닛(49)은 쵸퍼 제어 신호 CH1으로서 전압 제어 신호 Vc를 출력하고 쵸퍼 제어 신호 CH2를 영으로 만든다.
그 결과, 비교기(51)은 쵸퍼 제어 신호 CH1을 삼각파 신호 TRS와 비교함으로써 스위칭 신호를 출력하고 스위칭 소자(7)의 ON/OFF를 제어한다. 쵸퍼 신호 CH2가 영이기 때문에, 비교기(52)는 스위칭 신호 G2를 출력하지 않는다. 스위칭 소자(7)이 ON으로 되면, 커패시터(4)의 전압이 리액터(6)에 인가되고 리액터(6)을 통해 전류가 흐르게 되고, 스위칭 소자(7)이 OFF로 되면, 방전 전류가 커패시터(5)와 다이오드(10)을 통해 리액터(6)으로부터 흐르게 되고, 커패시터(4)의 전하는 부분적으로 커패시터(5)로 이동한다. 그 결과, 커패시터(4)의 전압 Vp는 강하하고, 커패시터(5)의 전압 Vn은 증가하고, Vp와 Vn간의 편차가 감소한다.
또한, 커패시터(4)의 전압 Vp가 Vn보다 더 낮고 전압 제어 신호 Vc의 극성이 네거티브(VC < 0)일 때, 계산 유닛(49)은 제어 신호 Vc의 극성을 반전시켜 이를 쵸퍼 제어 신호 CH2로서 출력하고 쵸퍼 제어 신호 CH1을 영으로 만든다. 그 결과, 비교기(52)는 쵸퍼 제어 신호 CH2를 삼각파 신호 TRS와 비교하여 스위칭 신호 G2를 출력하고, 스위칭 소자(8)의 ON/OFF를 제어한다. 쵸퍼 제어 신호 CH1이 영이기 때문에, 비교기(51)은 스위칭 신호 G1을 출력하지 않는다. 스위칭 소자(8)이 ON으로 되면, 커패시터(5)의 전압이 리액터(6)에 인가되고 리액터(6)을 통해 전류가 흐르게 되며, 스위칭 소자(8)이 OFF로 되면, 다이오드(9) 및 커패시터(4)를 통해 리액터(6)으로부터 방전 전류가 흐르게 되고 커패시터(5)의 전하는 부분적으로 커패시터(4)로 이동된다. 그 결과, 커패시터(4)의 전압Vp는 증가하게 되고, 커패시터(5)의 전압은 강하하게 되며, 이들 사이의 편차가 따라서 감소한다.
따라서 커패시터(4, 5)의 전압은 Vp, Vn 간의 편차가 생기는 경우에, 이러한 제어를 행하여 고전압측에서 저전압측으로 에너지를 직접이동시키는 쵸퍼 기능에 의해 중성점 전위 변동이 신속히 억제되도록 한다.
게다가, 출력 리미터(48)는 펄스 변조의 듀티 비(duty ratio)가 다섯째 %를 초과하지 않고, 전압 편차가 비정상적으로 크게 될 때 리액터(6)으로 전류가 변조기간내에 거의 영으로 복귀하도록, 전압 제어 신호 Vc를 제어한다.
제2도는 본 발명의 제2 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
본 실시예는 제1 쵸퍼 회로와 제2 쵸퍼 회로에 대해 별도로 리액터가 제공되어 이 두 개의 쵸퍼 회로가 독립적으로 동작할 수 있는 구성으로 되어있다. 즉, 제1 쵸퍼 회로는 DC전압원의 포지티브 측 VP와 중성점 VO사이의 리액터(6A)와 스위칭 소자(7)의 직렬 회로를 접속하고 DC 전압원의 네거티브 측 VN과 중성점 VO사이의 리액터(6B)와 스위칭 소자(8)의 직렬 회로를 접속함으로써 구성되어 있다. 게다가 제2쵸퍼 회로는 DC 전압원의 네거티브 측 VN과 중성점 VO사이의 21액터(6B)와 스위칭 소자(8)의 직렬 회로를 접속하고 DC 전압원의 포지티브 측 VP와 중성점 VO 사이의 리액터(6A) 와 리액터(6B) 및 스위친 소자(8)의 직렬 회로의 직력 접속점 간의 다이오드를 접속함으로써 구성되어 있다. 그 밖의 것은 제1도에 도시한 것과 동일하다.
상기한 구성에 있어서, 편차가 커패시터(5, 6)의 전압 Vp, Vn간에 발생된 경우에, 전압 제어 신호 Vc는 전압 제어기(46)으로부터 출력되어 리미터(48)를 통해 계산 유닛(49)에 입력된다. 계산 유닛(49)은 전압 제어 신호 Vc의 극성에 따라 쵸퍼 제어 신호 CH1 또는 CH2 중 어느 하나를 출력하여 제1도에 도시한 것과 동일한 방식으로 커패시터(4, 5)의 고전압측에서 저전압측으로 에너지를 직접 이동시키기 위해 비교기(51,52)중 어느 하나를 통해 스위칭 소자(7,8)중의 어느 하나의 스위칭을 제어한다. 따라서, 중성점 전위 변동이 이 쵸퍼 기능에 의해 신속히 억제된다.
게다가 본 실시예에서는 2개의 쵸퍼 회로가 독립적으로 제어될 수 있기 때문에, 전압 편차의 극성이 변조 기간내에 부하 전류의 급격한 변화로 인해 반전될 때, 반대측에 있는 쵸퍼 회로를 곧바로 동작시킴으로써 중성점 전위 변동을 억제하기 위해 제어를 행할 수 있다. 예를 들어, Vp가 전압 Vn보다 더 크고 제1 쵸퍼 회로가 동작하고 있을 때, 전압 Vp, Vn이 변하여 펄스 폭 변조 기간내에 부하 전류의 급격한 변화로 인해 전압 Vp가 전압 Vn보다 더 작게 되는 경우, 제2 쵸퍼 회로를 곧바로 동작시킬 수 있다. 그러므로, 전압 편차의 극성이 변조 기간에 반전되도록 중성점 전위 변동을 제어하기 위해 고속으로 응답하는 것도 가능하다.
제3도는 본 발명의 제3실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
본 실시예는 커패시터 중 하나의 에너지의 일부가 리액터로 이동된 다음에 다른 커패시터로 이동되는 구성으로 되어있다.
즉, 각각 역병렬로 접속된 스위칭 소자(7, 61) 및 다이오드(9,63)가 직렬로 접속되어 있는 제1 아암(arm)과 각각 역병렬로 접속된 스위칭 소자(8,62) 및 다이오드(10,64)가 직렬로 접속되어 있는 제2 아암(arm)이 제공된다. 제1 아암 및 제2 아암은 직렬 접속되어 있고 DC 전압원의 포지티브 및 네거티브 측 VP, VN간에 접속되어 있다. 제2 다이오드(65, 66)는 2개의 스위칭 소자(7, 61과 8, 62)의 직렬 접속점과 중성 전위점 VO사이에 각각 접속되어 있다. 리액터(6)는 제1 및 제2아암의 직렬 접속점과 중성전위점VO간에 접속되어 있다. 이 구성은 NPC 인버터의 주 회로의 단상의 구성과 동일하며, 이 회로는 제1 및 제2 쵸퍼 회로로서 사용된다. 게다가, 스위칭 신호 G1, G2가 ON-커맨드일 때 곧바로 ON-커맨드가 되고 스위칭 신호 G1, G2가 OFF-커맨드일 때 일정 시간 후에 OFF-커맨드로 되는 출력 신호 G1A, G2A를 출력하는 OFF지연 회로(53, 54)가 제공된다. 그외의 것은 제1도에 도시된 것과 동일하다.
상기한 구성에서, 커패시터(4, 5)의 전압 Vp, Vn 간에 편차가 발생한 경우에, 전압 제어 신호 Vc가 전압 제어기(46)로부터 출력되어 출력 리미터(48)를 거쳐 계산 유닛(49)에 입력된다. 계산 유닛(48)는 전압 제어 신호 Vc의 극성에 따라 쵸퍼 제어 신호 CH1 또는 CH2 중 어느 하나를 출력하고 비교기(51 또는 52)를 통해 스위칭 신호G1 또는 G2중 어느 하나를 출력하며, 이와 같이 에너지는 제1도에 도시된 것과 동일하게 커패시터(4, 5)의 고전압측으로부터 저전압측으로 직접 이동된다. 따라서, 중성점 전위 변동이 이 쵸퍼 기능으로 신속하게 억제된다.
예를 들어, 커패시터(4)의 전압Vp가 커패시터(5)의 전압 Vn보다 더 높고 전압 제어 Vc의 극성이 포지티브(Vc > 0) 일 때, 계산 유닛(49)은 쵸퍼 제어 신호 CH1으로서 전압 제어 신호 Vc를 출력하고 쵸퍼 제어 신호 CH2를 영으로 만든다. 그 결과, 비교기(51)는 쵸퍼 제어 신호 CH1과 삼각파 신호 TRS를 비교하여 ON/OFF 스위칭 신호G1을 출력한다. 쵸퍼 제어 신호 CH2가 영이기 때문에, 비교기(52)는 스위칭 신호 G2를 출력하지 않ㄴ는다. OFF 지연 회로(53)는 스위칭 신호 G1이 ON으로 될 때 곧바로 스위칭 신호 G1A를 출력하기 때문에, 스위칭 소자(7, 61)는 스위칭 신호 G1이 ON으로 되는 것과 동시에 ON으로 된다. 그결과, 커패시터(4)의 전압이 리액터(6)에 인가되고 전류가 리액터(6)을 통해 흐르게 되며 커패시터(4)의 에너지가 일부 리액터(6)으로 이동된다. 스위칭 신호 G1이 OFF로 될 때, OFF지연회로(53)는 일정 시간후에 스위칭 신호 G1A를 OFF 시키며, 따라서 스위칭 소자(7)는 곧바로 OFF 되지만 스위칭 소자(61)는 일정 시간 후에 OFF로 된다. 따라서, 리액터(6)의 전류가 순환하여 리액터(6), 다이오드(65)와 스위칭 소자(61)의 폐회로를 통해 이 일정 시간 기간동안 저장되며, 일정 시간 후에 스위칭 소자(61)은 OFF로 된다. 스위칭 소자(61)가 OFF 될 때 리액터(6) 내의 전류는 커패시터(5)와 다이오드(10, 64)를 통해 흐르며, 리액터(6)의 에너지가 커패시터(5)로 이동된다. 따라서, 커패시터(4)의 전하는 일부가 커패시터(5)로 이동된다. 그 결과ㅡ 커패시터(4)의 전압 Vp가 강하하며, 커패시터(5)의 전압 Vn은 증가하고 전압 Vp와 Vn간의 전압차가 감소된다.
게다가, 커패시터(4)의 전압 Vp가 커패시터(5)의 전압 Vn보다 더 낮고 전압제어 신호 Vc의 극성이 네거티브(Vc < 0)일 때 , 계산 유닛(49)은 전압 제어 신호 Vc의 극성을 반전시켜 이를 쵸퍼 제어 신호 CH2로서 출력하며 쵸퍼 제어 신호 CH1은 영으로 만든다. 그다음에, 비교기(52)는 쵸퍼 제어 신호 CH2와 삼각파 신호 TRS를 비교하여 ON/OFF스위칭 신호 G2를 출력한다. 쵸퍼 제어 신호 CH1이 영이기 때문에, 비교기(51)는 스위칭 신호 G1을 출력하지 않는다. OFF 지연 회로(54)는 스위칭 신호 G2가 ON일 때 곧바로 스위칭 신호 G2A를 출력하기 때문에, 스위칭소자(8, 62)는 스위칭 신호 G2가 ON으로 됨과 동시에 ON으로 된다. 그 결과, 커패시터(5)의 전압이 리액터(6)에 인가되며, 전류가 리액터(6)을 통해 흐르게 되고 커패시터(5)의 에너지는 일부가 리액터(6)로 이동된다. 스위칭 신호 G2가 OFF로 될 때, OFF 지연 회로(54)는 일정 시간후에 스위칭 신호 G2A를 OFF시키며, 따라서 스위칭 소자(8)는 곧바로 OFF로 되지만 스위칭 소자(62)는 일정 시간 후에 OFF로 된다. 따라서, 리액터(6)의 전류가 순환되어 리액터(6), 스위칭 소자(62)와 다이오드(66)의 폐회로를 통해 이 일정 시간 기간동안 저장되며ㅡ 일정 시간이 경과하면, 스위칭 소자(62)는 OFF로 된다. 스위칭 소자(62)가 OFF로 될 때, 리액터(6)의 전류는 다이오드(9, 63)와 커패시터(4)를 통해 흐르게 되며, 리액터(6)의 에너지는 커패시터(4)로 이동된다. 따라서, 커패시터(5)의 전하는 일부가 커패시터(4)로 이동된다. 그 결과, 커패시터(5)의 전압 Vn이 강하되고, 커패시터(4)의 전압 Vp는 증가하며, 전압차가 감소된다.
게다가, 다이오드와 저항기의 병렬 회로와 상기 병렬 회로에 직렬로 접속된 스너버 커패시터(snubber caacitor)로 구성된 스너버 회로(snuvver circuit, 도시안됨)가 스위칭 소자(7, 8, 61, 62) 각각에 접속된다. 이들 스위칭 소자(7, 8)가 각각 OFF로 될 때, 이들 스위칭 소자(7, 8)에 접속된 스너버 커패시터의 충전 전압이 거의 회복되는 시간 기간으로 OFF 지연 회로(53, 54)의 일정 시간 기간을 설정하면 충분하다.
본 실시예에 따르면, OFF로 된 한 스위칭 소자에 인가된 전압이 완전히 회복된 후에 상기 아암중의 하나의 다른 스위칭 소자를 OFF시키는 모드가 있는 반면, 상기 한 아암의 스위칭 소자 중 하나가 OFF로 되고 리액터 전류가 순환하여 폐회로에 저장된다. 따라서, 각 스위칭 소자에 인가된 전압은 포지티브 측 전압 Vp 또는 네거티브 측 전압 Vn으로 한정된다. 그러므로, 본 실시예에서는 DC 전압(Vp-Vn)의 1/2인 내전압을 갖는 스위칭 소자를 사용할 수 있으며, 따라서 본 실시예는 DC 고전압 시스템에도 양호하게 적용된다. 게다가, 펄스 폭 변조의 듀티 비를 50%이상으로 설정함으로써 한 사이클에 이동되는 에너지를 크게 할 수도 있다,
제4도는 본 발명의 제4 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제4도에서, 커패시터(4, 5)는 2-레벨 변환기(1)의 출력측에 직렬로 접속되어 있으며, 3-레벨 전위; 포지티브, 중성, 및 네거티브 전위를 발생하기 위하여 3-레벨 DC 전압원을 형성한다. 3-레벨 NPC 인버터(2)는 부하로서 변환기(1)의 출력측에 접속되어 있다. 3-레벨 NPC 인버터(2)는 인버터 제어기(15)에 의해 제어되며 AC 모터(3)를 구동한다. 2개의 스위칭 소자(7, 8)는 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위 버스와 네거티브 전위 버스 간에 직렬로 접속되어 있으며, 2개의 다이오드(9, 10)는 스위칭 소자(7, 8)와 각각 역병렬로 접속되어 있다. 2개의 스위칭 소자(7, 8)의 접속점과 2개의 다이오드(9, 10)의 접속점이 단락되어 있으며, 또한 리액터(6)를 통해 2개의 DC커패시터(4, 5)의 중성점에 접속되어 있다. 이 회로는 2개의 DC 커패시터(4, 5)에 대한 스텝-업/스텝-다운 쵸퍼 회로(step-up/step down chopper circut)로서 기능한다. DC커패시터(4)가 입력 커패시터로서 사용되고, 커패시터(5)가 출력 커패시터로서 사용될 때 스텝-업/스텝-다운 쵸퍼 회로는 스위칭 소자(7), 리액터(6) 및 다이오드(10)에 의해 구성된다. 게다가, DC 커패시터(5)가 입력 커패시터로서 사용되고 DC 커패시터(4)가 출력 커패시터로서 사용될때, 스텝-업/스텝-다운 쵸퍼 회로는 스위칭 소자(8), 리액터(6) 및 다이오드(9)에 의해 구성된다.
이제, 쵸퍼의 동작 원리에 대해 이하에서 설명한다. 제4도에서 화살표 방향으로 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP를 포지티브로 한다. 스위칭 소자(7)가 ON이고 스위칭 소자(8)가 OFF일 때, 전류는 커패시터(4), 스위칭 소자(7) 및 리액터(6)를 통해 흐른다. 이 기간 동안에, 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP가 증가한다. 즉, 이것은 커패시터(4)의 에너지가 리액터(6)로 이동되고 커패시터(4)의 전압이 감소됨을 나타낸다. 스위칭 소자(7)가 OFF이고, 스위칭 소자(8)가 ON일 때, 전류는 커패시터(5), 다이오드(10) 및 리액터(6)를 통해 흐른다. 이 기간 동안에, 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP가 감소한다. 즉 이것은 리액터(6)를 통해 에너지가 커패시터(5)로 이동되고 커패시터(5)의 전압이 증가함을 나타낸다. 이것은 쵸퍼 전류 I.CHP가 포지티브일 때의 쵸퍼 동작이다. 쵸퍼 전류 I.CHP가 네거티브일 때도 이와 유사하게 생각할 수 있으며, 따라서 그 상세한 설명은 생략한다. 주 회로의 구성은 이상 설명한 바와 같다.
쵸퍼 제어기는 이하에 설명한 구성으로 되어 있다. 쵸퍼 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP를 검출하는 전류 검출기(13)가 제공된다. 게다가, DC 전원의 중성 전위점으로부터 NPC 인버터(2)의 중성점으로 흐르는 인버터 중성점 전류 I.INV를 검출하는 전류 검출기(14)가 제공된다. 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV로부터 감산되고, 그 편차가 전류 제어기(12)에 입력된다. 이 전류 제어기(12)는 입력, 2개의 전류 I.CHP, I.INV의 편차를 영으로 제어하기 위해 제공되며, 예를 들어 비례 적분 보상기(proportional intergrating compensator)등으로 구성된다. 전류 제어기(12)의 출력은 쵸퍼 제어기(11)에 입력되어 삼각파 비교 PWM 방법에 의해 그의 쵸퍼 듀티를 변경하며, 2개의 스위칭 소자(7, 8)의 접속점에서의 평균 전압을 제어한다.
쵸퍼 제어기(11)의 구성의 일례가 제4a도에 도시되어 있다. 전류 제어기(12)의 출력이 되는 쵸퍼 제어기(11)로의 입력은 삼각파 비교기(35)에 입력되며, 삼각파 PWM파가 그로부터 출력된다. 삼각파 비교기(35)의 출력은 게이트 구동기(37)에 입력되어 스위칭 소자(7)에 대한 게이트 신호로 된다. 게다가, 삼각파 비교기(35)의 출력은 또한 인버터(36)에 입력되고 그곳에서 반전된다. 인버터(36)의 출력은 게이트 구동기(38)에 입력되어 스위칭 소자(8)에 대한 게이트 신호로 된다. 따라서, 스위칭 소자(7)가 ON 상태에 있을 때, 스위칭 소자(8)는 OFF 상태에 있고, 스위칭 소자(7)가 OFF 상태에 있을 때, 스위칭 소자(8)는 OFF 상태에 있다. 그러므로, 스위칭 소자(7, 8) 중 어느 하나가 ON인 경우에, 다른 것은 OFF 상태에 있으며, 따라서 DC 단락 회로는 스위칭 소자(7, 8)의 직렬 회로에서 절대로 일어나지 않는다.
이상 설명한 구성의 제4 실시예에 따르면, 이하에 설명할 작용 및 효과가 달성된다. 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압이 서로 일치하지 않는 중성점 전위 변동은 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 접속점이 되는 중성점으로 흘러들어가고 흘러나오는 전류에 의해 야기된다. 제4도에 도시된 회로에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 중성점으로 흐르고 인버터 중성점 전류 I.INV는 그로부터 흘러나온다. 따라서, 전력 변환기를 제어하여 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV로부터 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP를 감산함으로써 얻어진 전류 편차를 영으로 만들면, 중성점으로부터 DC 커패시터(4, 5)로 흐르는 전류가 작게 된다. 그 결과, 중성점 전위 변동을 작게 하는 것이 가능하다. 쵸퍼 전류 I.CHP 및 인버터 중성점 전류 I.INV가 각각 제4도의 호살표와 반대 방향으로 흐르는 경우에, 동일 작용 및 효과를 달성할 수 있다.
이후에, 제4도에 도시된 전력 변환기의 동작의 시뮬레이션 결과를 설명한다.
먼저, 이 전력 변환기는 5,000KW의 제련소용 주 기계를 구동하기 위해 설계된 것이다.
커패시터(4, 5)의 커패시터스는 10mF이고, 리액터(6)의 인덕턴스는 0.5m이며 커패시터(4, 5)의 전압 V-C1과 V-C2의 기준 전압 V-C1*과 V-C2*는 3,000볼트(초기값)이다. 표처 회로의 스위칭 주파수는 512Hz이고, 인버터 중성점 전류 I.INV는 2,000 ×sin (2π·Finv·t)암페어이며, 여기서 Finv는 NPC 인버터(2)의 주파수이다.
시뮬레이션 결과는 제5a도, 제5b도, 제5c도 및 제5d도에 도시되어 있다.
제5a도 및 제5b도는 인버터 주파수가 Finv가 50Hz이면서 쵸퍼 제어가 있는 경우와 쵸퍼 제어가 없는 경우를 나타낸 것이다. 제5a에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 영이고, 전압 V-C1과 V-C2가 변동하는 것을 알 수 있다. 이것은 3-레벨 DC전압원의 중성점 전위가 변롱하는 것을 의미한다. 제5b에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 인버터 중성점 전류 I.INV에 이어 흐르게 되고, 전압 V-C1과 V-C2는 변동하지 않는 것을 알 수 있다. 이것은 3-레벨 DC 전압원의 중성점 전위의 변동이 양호하게 억제되는 것을 의미한다.
제5c도 및 제5d도는 각각 인버터 주파수가 Finv가 150Hz이면서 쵸퍼 제어가 있는 경우와 쵸퍼 제어가 없는 경우를 도시한 것이다. 동 도면으로부터, 쵸퍼 제어를 갖는 제5d도에 도시된 경우에, 3-레벨 DC 전압원의 중성점 전위의 변동이 양호하게 억제되는 것은 분명하다.
게다가, 상기와 바와 같이 전력 변환기를 구성함으로써, 전력 변환기 내의 변환기 및 인버터의 전압 활용 계수(voltage utilization factor)를 개선하는 것이 가능하며, 또한 전력 변환기의 다운 사이징 또는 저가화를 달성할 수 있다.
제6도는 본 발명의 제5 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제6도에 도시된 구성에서, 주 회로부는 제4도에 도시한 제4 실시예와 동일하며, 따라서 쵸퍼 제어기만을 설명한다. 이 쵸퍼 제어기는 이하에 설명하는 구성으로 되어 있다.
3-레벨 NPC 인버터(2)의 3가지 위상, MU*, MV*, MW*의 전압 변조 계수(voltage modulation factor)는 3-레벨 NPC 인버터(2)를 제어하는 인버터 제어 유닛(15)으로부터 인버터 중성점 저뉼 계산 유닛(16)으로 입력된다. NPC 인버터(2)로부터 모터(3)로 흐르는 3상 전류 IU, IV, 및 IW를 검출하기 위해 전류 검출기(19)가 제공되어 있다. 검출된 3상 전류 IU, IV 및 IW는 인버터 중성점 전류 계산 유닛(16)으로 입력된다. 인버터 중성점 전류 I.INV*는 예를 들어 인버터 중성점 전류 계산 유닛(16)에 의해 이하의 식에 따라 계산된다. 이것은 다음 문헌 (일본국 전기 공학 협회의 D-부의 연례 회의에서 개시된 "3-레벨 인버터의 중성점 전압의 AC 변동의 억제 처리" 제91호)에 따른 것이다.
I.INV*=-│MU*│·IU -│MV*│·IV -│MW*│·IW … (1)
쵸퍼 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP를 검출하기 위하여 전류 검출기(13)가 제공되어 있다. 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*에서 감산되며, 그 편차값은 전류 제어기(12)에 입력된다. 전류 제어기(12)는 입력을 영으로 제어하기 위하여 제공되며, 예를 들어 비례 적분 보상기 등으로 구성된다. 전류 제어기(12)의 출력은 쵸퍼 제어기(11)에 입력되어 삼각파 비교 PWM 방법에 의해 그 쵸퍼 듀티를 변경하여 2개의 스위칭 소자(7, 8)의 접속점에서의 평균 전압을 제어하게 된다.
이상 설명한 구성의 제5 실시예에 따르면, 이하에 설명하는 작용 및 효과를 얻게 된다.
2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압이 서로 일치하지 않는 중성점 전위 변동은 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 접속점인 중성점으로 흘러들어가고 흘러나오는 전류에 의해 야기된다. 제6도에 도시된 회로에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 중성점으로 흘러들어가고 인버터 중성점 전류 I.INV는 그로부터 흘러나온다. 따라서 전력 변환기를 제어하며 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP가 전압 변조 계수 MU*, MV*, MW*및 검출된 3-상전류 IU, IV, IW로부터 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*로부터 감산되고, 그 전류차가 영으로 되도록 제어되면, DC 커패시터(4, 5)로부터 중성점으로 흐르는 그 전류는 작게된다. 그 결과, 중성점 전위 변동을 작게 할 수 있다
전력 변환기가 이상 설명한 바와 같이 구성될 때 전력 변환기 내의 변환기 및 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있으며, 또한 전력 변환기의 다운 사이징 및 저가화를 달성할 수 있다.
제7도는 본 발명의 제6 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제7도에 도시된 구성에서, 주 회로부는 제4도에 도시된 제4 실시예와 동일하며 따라서 쵸퍼 제어기만을 여기서 설명한다. 쵸퍼 제어기는 이하에 설명하는 구성으로 되어 있다.
3-레벨 NPC 인버터(2)의 3가지 위상, MU*, MV*, MW*의 전압 변조 계수(voltage modulation factor)는 3-레벨 NPC 인버터(2)를 제어하는 인버터 제어기(15)로부터 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)으로 입력된다. 인버터 중성점 전류 I.INV*는 예를 들어 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)에 의해 이하의 식에 따라 계산된다. 이것은 다음 문헌 (일본국 전기 공학 협회의 D-부의 연례 회의에서 개시된 "3-레벨 인버터의 중성점 전압의 AC 변동의 억제 처리" 제91호)에 따른 것이다.
I.INV*=-│MU*│·IU*-│MV*│·IV*-│MW*│·IW*… (1)
쵸퍼 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP를 검출하기 위하여 전류 검출기(13)가 제공되어 있다. 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*에서 감산되며, 그 편차값은 전류 제어기(12)에 입력된다. 전류 제어기(12)는 입력을 영으로 제어하기 위하여 제공되며, 예를 들어 비례적분 보상기등으로 구성되어 있다. 전류 제어기(12)의 출력은 쵸퍼 제어기(11)에 입력되어 삼각파 비교 PWM 방법에 의해 그 쵸파 듀티를 변경하여 2개의 스위칭 소자(7,8)의 접속점에서의 평균 전압을 제어하게 된다.
이상 설명한 구성의 제6 실시예에 따르면, 이하에 설명하는 작용 및 효과를 얻게 된다.
2개의 DC 카패시터(4,5)의 전압이 서로 일치하지 않는 중성점 전위 변동은 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 접속점인 중성점으로 흘러들어가고 흘러나오는 전류에 의해 야기된다. 제7도에 도시된 회로에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 중성점으로 흘러들어가고 인버터 중성점 전류 I.INV는 그로부터 흘러나온다. 따라서, 전력 변환기를 제어하여 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP가 전압 변조 계수 MU*, MV*, MW*및 3-상 전류 IU*, IV*, IW*로부터 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*로부터 감산되고, 그 전류 차가 영으로 되도록 제어되면, DC 커패시터(4, 5)로부터 중성점으로 흐르는 전류는 작게된다. 그 결과, 중성점 전위 변동을 작게 할 수 있다. 게다가, 인버터 중성점 전류 I.INV*는 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)에서의 계산에 의해 얻어지며, 쵸퍼 전류 I.CHP가 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*에 이어서 흐르게 되기 때문에, 제6도에 도시된 구성보다 전류 검출기(19)에서 전류 IU, IV, IW를 검출하는 데 필요한 지연 시간에 해당하는 시간 만큼 더 빠른 쵸퍼 전류 I.CHP의 응답이 가능하다. 그 결과, 중성점 전위 변동이 더 작게 될 수 있다.
전력 변환기가 이상 설명한 바와 같이 구성될 때, 전력 변환기 내의 변환기 및 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있으며, 또한 전력 변환기의 다운 사이징 및 저가화를 달성할 수 있다.
제8도는 본 발명의 제7 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제8도에 도시된 구성에서, 주 회로부는 제4도에 도시된 제4 실시예와 동일하며, 따라서 쵸퍼 제어기만을 여기서 설명한다. 쵸퍼 제어기는 이하에 설명하는 구성으로 되어 있다.
3-레벨 NPC 인버터(2)의 3가지 위상, MU*, MV*, MW*의 전압 변조 계수(voltage modulation frctor)는 3-레벨 NPC 인버터(2)를 제어하는 인버터 제어기(15)로부터 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)으로 입력된다. 인버터 중성점 전류 I.INV*는 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)에 의해 이하에 설명하는 바와 같이 계산된다. 쵸퍼 리액터(6)을 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP를 검출하기 위하여 전류 검출기(B)가 제공되어 있으며 또한 인버터 중성점 전류 I.INV를 검출하기 위하여 전류 검출기(14)가 제공되어 있다. 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*에서 감산되며, 그 편차값은 전류 제어기(18)에 입력된다. 검출된 쵸퍼 전류 I,CHP는 또한 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV에서 감산되며, 그 편차도 또한 전류 제어기(18)에 입력된다. 전류 제어기(18)에서, 이하의 식에 따라 계산이 수행된다;
여기서 KP는 비례 이득이고, KI는 적분 이득이며, V.CHP는 전류 제어기(18)의 출력이다. 전류 제어기(18)의 출력 V.CHP는 쵸퍼 제어기(11)에 입력되어 삼각파 비교 PWM 방법에 의해 그 쵸퍼 듀티를 변경하여 2개의 스위칭 소자(7, 8)의 접속점에서의 평균 전압을 제어하게 된다.
이상 설명한 구성의 제7 실시예에 따르면, 이하에 설명하는 작용 및 효과를 얻게된다.
2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압이 서로 일치하지 않는 중성점 전위 변동은 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 접속점인 중성점으로 흘러들어가고 흘러나오는 전류에 의해 야기된다. 제8도에 도시된 회로에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 중성점으로 흘러들어가고 인버터 중성점 전류 I.INV는 그로부터 흘러나온다. 따라서, 전력 변환기를 제어하여 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP가 인버터 중성점 전류 I.INV로부터 감산되고, 그 편차가 영으로 되도록 제어되면, DC 커패시터(4, 5)로부터 중성점으로 흐르는 전류는 작게 된다. 그 결과, 중성점 전위 변동을 작게 할 수 있다. 여기서, 쵸퍼 전류 I.CHP가 식 (3)에 의해 제어될 때, 쵸퍼 전류 I.CHP는 일시적으로 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*를 따르게 되고 지연없이 작은 보상이 가능하다. 게다가, 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV와 쵸퍼 전류 I.CHP 간의 편차값은 적분기가 존재하기 때문에 정상적으로(stationarily) 영으로 제어된다. 따라서, 정상적으로 뿐만 아니라 일시적으로도 만족할만한 보상을 할 수 있으며, 중성점 전위 변동을 작게 할 수 있다.
전력 변환기가 이상 설명한 바와 같이 구성될 때, 전력 변환기 내의 변환기 및 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있으며, 또한 전력 변환기의 다운 사이징 및 저가화를 달성할 수 있다.
제9도는 본 발명의 제8실시예에 따른 변환기의 시스템 구성도이다.
제9도에서 도시된 구성은 제6도에서 도시된 구성에 근거하고 있으며, 따라서 제6도와 제9도 간의 차이만을 이하에서 설명한다.
전압검출기(20,21)는 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압 Vd1, Vd2를 각각 검출하기 위해 제공되고 있다. 2개의 커패시터(4, 5)의 검출된 전압 Vd1, Vd2 간의 전압차값은 전압 보상기(22)에 입력된다. 전압 보상기(22)는 2개의 검출된 전압 Vd1, Vd2의 차이를 영으로 하는 작용을 한다. 전압 보상기(22)의 출력은 전류 제어기(12)에 가산되고 그 합은 쵸퍼 제어기(11)에 입력된다.
이하에 설명할 구성의 제8 실시예에 따르면, 이하에 설명할 작용 및 효과가 달성된다. 즉, 제6도에 도시된 제5 실시예와 동일한 작용 및 효과가 얻어진다.
게다가, DC 에러가 전류 검출기(13) 등의 DC 드리프트로 인해 발생하는 경우에, 중성점 전위의 DC 변동은 2개의 커패시터(4, 5)의 전압 Vd1, Vd2를 검출하여 전압차를 계산하고 전압차를 영으로 제어함으로써 억제될 수 있다.
전력 변환기를 상기한 바와 같이 구성할 때, 전력 변환기 내의 변환기 및 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있으며, 또한 전력 변환기의 다운사이징 또는 저가화를 달성할 수도 있다.
상기한 구성은 제6도의 제5 실시예에 근거하고 있지만, 상기한 구성을 제4도, 제7도, 및 제8도에 각각 도시한 제4, 제6, 제7 실시예에 적용할 때 유사한 작용 및 효과가 얻어진다.
제10도는 본 발명의 제9 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제10도에 도시된 구성에서, 주 회로부는 제4도에 도시된 제4 실시예와 동일하며, 따라서 쵸퍼 제어기만을 여기에 설명한다. 쵸퍼 제어기는 이하에 설명하는 구성으로 되어 있다.
2개의 전압 검출기(20, 21)가 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압Vd2를 각각 검출하기 위해 제공되어 있다. 2개의 커패시터(4, 5)의 검출된 전압 Vd1, Vd2 간의 차값은 전압 제어기(23)에 입력된다. 전압 제어기(23)는 입력, 즉 검출된 전압 Vd1, Vd2 간의 차이가 영이 되도록 제어하기 위해 제공되어 있으며, 예를 들어 비례 보상기, 비례 적분 보상기 등으로 구성되어 있다. 전류 제어기(13)는 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP를 검출하기 위해 제공되어 있다. 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 비례 이득 K를 갖는 비례 보상기로 구성된 안정화 보상기(24)에 입력된다. 안정화 보상기(24)의 출력은 전압 제어기(23)의 출력으로부터 감산되며, 그 차값은 쵸퍼 제어기(11)에 입력되어 삼각파 비교 PWM 방법에 의해 쵸퍼 듀티를 변경하고 2개의 스위칭 소자(7, 8)의 접속점에서의 평균 전압을 제어한다.
상기한 구성의 제9 실시예에 따르면, 이하의 작용 및 효과가 얻어진다.
즉, 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압 Vd1, Vd2를 검출하여 이들 2개의 전압 Vd1, Vd2의 차이를 영이 되게 쵸퍼를 제어함으로써, 중성점 전위 변동을 억제할 수 있다. 그러나, 전압만을 제어하는 경우에도, 쵸퍼 리액터(6)와 DC 커패시터(4, 5)간의 LC 공진에 대한 약간의 우려가 아직도 있다. 그러므로, 중성점 전위는 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP에 의한 보상을 부가함으로써 안정화된다.
전력 변환기가 상기한 바와 같이 구성될 때, 전력 변환기 내의 변환기 및 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있으며, 또한 전력 변환기의 다운사이징 또는 저가화를 달성할 수 있다.
제11도는 본 발명의 제10 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제11도에 도시된 구성에서, 주 회로부는 제4도에서 도시된 제4 실시예와 동일하며, 따라서 쵸퍼 제어기만을 여기에 설명한다. 쵸퍼 제어기는 이하에 설명한 구성으로 되어있다.
2개의 전압 검출기(20, 21)가 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압 Vd1, Vd2를 각각 검출하기 위해 제공되어 있다. 2개의 커패시터(4, 5)의 검출된 전압 Vd1, Vd2 간의 차값은 전압 제어기(23)에 입력된다. 전압 제어기(23)는 입력을 제어하여 그것이 영이 되도록 하기 위해 제공되어 있고, 예를 들어 비례 보상기, 비례 적분 보상기 등으로 구성되어 있다. 2개의 커패시터(4, 5)의 검출된 전압 Vd1, Vd2간의 차이도 또한 의사 미분기(25)에 입력되어 입력 전압차의 의사 차분 계산이 행해진다. 의사 미분기(25)의 출력은 안정화 보상기(24)에 입력한다. 안정화 보상기(24)의 출력은 전압 제어기(23)의 출력으로부터 감산되고 그 차값은 쵸퍼 제어기(11)에 입력되어 삼각파 비교 PWM 방법에 의해 쵸퍼 듀티를 변경하고 스위칭 소자(7, 8)의 접속점에서의 평균 전압을 제어한다.
이상 설명한 구성의 제10 실시예에 따르면, 이하에 설명하는 작용 및 효과가 달성된다. 즉, 2개의 DC 커패시터(4, 5)의 전압 Vd1, Vd2를 검출하여 이들 2개의 전압 Vd1, Vd2의 차이가 영이 되도록 제어함으로써, 중성점 전위 변동을 억제할 수 있다. 그러나, 전압만을 제어하는 경우에도, 쵸퍼 리액터(6)와 DC 커패시터(4, 5) 간의 LC 공진에 대한 우려가 아직도 있다. 따라서, 중성점 전위는 커패시터(4, 5)의 검출된 전압 Vd1, Vd2간의 차이의 의사 차분값에 의한 보상을 부가함으로써 안정화된다.
전력 변환기가 이상 설명한 바와 같이 구성될 때, 전력 변환기 내의 변환기 및 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있으며, 또한 전력 변환기의 다운 사이징 또는 저가화를 달성할 수 있다.
제12도는 본 발명의 제11 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제12도에 도시된 구성에서, 주 회로부는 제4도에 도시된 제4 실시예와 동일하며, 따라서 쵸퍼 제어기만을 이하에 설명한다. 쵸퍼 제어기는 이하에 설명하는 구성으로 되어 있다.
쵸퍼 리액터(6)를 통해 흐르는 쵸퍼 전류 I.CHP를 검출하기 위해 전류 검출기(13)가 제공되어 있다. 게다가, 3-상 DC 전압원의 중성점으로부터 NPC 인버터(2)의 중성점으로 흐르는 인버터 중성점 전류 I.INV를 검출하기 위해 전류 검출기(14)가 제공되어 있다. 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV로부터 감산되며, 그들 간의 차값은 적분기(26)에 의해 적분된다. 적분기(26)의 출력은 전압 제어기(23)로 입력된다. 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 또한 안정화 보상기(24)에 입력된다. 안정화 보상기(24)의 출력은 전압 제어기(23)의 출력으로부터 감산되며, 그 차값은 쵸퍼 제어기(23)로 입력된다. 쵸퍼 제어기(11)에서, 쵸퍼 듀티는 삼각파 비교 PWM 방법에 의해 변경되며, 2개의 스위칭 소자(7, 8)의 접속점에서 평균 전압이 제어된다.
이상 설명한 구성의 제11 실시예에 따르면, 이하에 설명하는 작용 및 효과가 얻어진다. 즉, 2개의 DC 커패시터(4, 5) 간의 전압차를 제어하여 그를 영이 되게 함으로써, 중성점 전위 변동을 억제할 수 있다. 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV와 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP의 차의 적분값은 전압의 차원을 갖는다. 즉, 그것은 2개의 커패시터(4, 5)에서의 전압차에 비례한다. 이 적분값이 커패시터(4, 5)의 전압을 제어함으로써 영으로 되는 경우, 중성점 전위 변동을 억제할 수 있다. 그러나, 전압만을 제어하더라도, 쵸퍼 리액터(6)와 DC 커패시터(4, 5) 사이에 LC 공진이 있을 우려가 아직도 있다. 따라서 중성점 전위는 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP에 의한 보상을 부가함으로써 안정화된다.
전력 변환기를 이상과 같이 구성할 때, 전력 변환기 내의 변환기와 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있고, 또한 전력 변환기의 다운사이징 또는 저가화를 달성할 수 있다.
제13도는 본 발명의 제12 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제13도에 도시한 구성은 제8도에 도시한 구성에 근거하고 있으며, 제8도와 제13도의 차이만을 여기에 설명한다.
제8도에서, 3-레벨 DC 전압원은 2-레벨 변환기(1)의 출력들 사이에서 2개의 커패시터(4, 5)를 직렬로 접속함으로써 생성되는 반면, 제13도에서 DC 전압의 3레벨은 3-레벨 NPC 변환기(27)의 3개의 출력에 의해 생성된다. 따라서, 3-레벨 NPC 변환기(27)의 중성점은 커패시터(4, 5)의 접속점에 접속되어 있다. 이것이 주 회로에서의 차이점이다.
쵸퍼 제어기에서의 차이점으로써는, 이하에 기술하는 바와 같이 3-레벨 NPC 변환기(27)를 제어하는 변환기 제어기(28)로부터의 정보에 따라 카패시터(4, 5) 접속점으로부터 3-레벨 NPC 변환기(27)의 중성점으로 흐르는 변환기 중성점 전류 I.CNV*를 계산하는 변환기 중성점 전류 계산 유닛(29)이 제공되어 있다. 게다가, 전류 검출기(34)는 변환기 중성점 전류 I.CHP를 검출하기 위해 제공되어 있다.
3-레벨 NPC 변환기(27)의 3 상; MUc*, MVc*, 및 MWc*과 3-상 기준 전류 IUc*, IVc*및 IWc*의 전압 변조 계수가 변환기 제어기(28)로부터 변환기 중성점 전류 계산 유닛(29)에 입력된다. 변환기 중성점 전류 I.CNV*는 이하의 식에 따라 변환기 중성점 전류 계산 유닛(29)에 의해 계산된다.
I.CNV*= -│MUc*│·IUc*-│MVc*│·IVc*-│MWc*│·IWc*… (4)
중성점 전위 변동을 억제하는데는 커패시터(4, 5)의 접속점으로 흘러들어가고 나오는 전류가 영이라는 것을 고려하는 것으로 충분하다. 제8도에 도시된 구성과 제13도의 구성을 비교해보기로 한다. 제8도에 도시된 구성에서, 커패시터(4, 5)의 접속점으로 흘러들어가는 전류는 쵸퍼 전류 I.CHP이고, 그로부터 흘러나오는 전류는 인버터 중성점 전류 I.INV이다. 제13도의 구성에서는, 커패시터(4, 5)의 접속점으로 흘러들어가는 전류는 I.CHP인 반면, 인버터 중성점 전류 I.INV와 변환기 중성점 전류 I.CNV는 그로부터 흘러나온다. 따라서, 중성점 전위 변동의 억제을 제어하기 위하여, 제8도에 도시된 구성의 인버터 중성점 전류 I.INV 및 제13도에 도시된 구성의 변환기 중성점 전류 I.CNV와 인버터 중성점 전류 I.INV를 부가한 값을 같다고 하면, 중성점 전위 변동의 억제를 제어할 수 있다.
명확히 말하면, 제8도에 도시된 구성에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)에 의해 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*로부터 감산되고, 그 차값은 비례 제어를 위해 전류 제어기(18)에 입력된다. 제13도에 도시된 구성에서, 쵸퍼 전류는 인버터 중성점 전류 계산 위닛(29)에 의해 계산된 변환기 중성점 전류 I.INV*와 변환기 중성점 전류 계산 유닛(17)에 의해 계산된 인버터 중성점 전류 I.CNV*를 가산한 값으로부터 감산되며, 그 차값은 비례 제어를 위해 전류 제어기(18)에 입력된다. 게다가, 제8도에 도시된 구성에서, 전류 검출기(13)에 의해 검출된 쵸퍼 전류 I,CHP는 전류 검출기(14)에 의해 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV로부터 감산되고, 그 차값은 적분 제어를 위해 전류 제어기(18)에 입력된다. 제13도에 도시된 구성에서, 전류 검출기(13)에 의해 검출된 쵸퍼 전류 I.CNV는 전류검출기(14)에 의해 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV와 전류 검출기(34)에 의해 검출된 변환기 중성점 전류 I.CHP를 가산한 값으로부터 감산되며, 그 차값은 적분 제어를 위해 전류 제어기에 입력된다.
상기한 구성의 제12 실시예에 따르면, 제8도에 도시한 제7 실시예와 동일한 작용 및 효과가 얻어진다. 이 실시예는 제8도에서 도시된 구성에 근거한 것이지만, 그것은 동일한 작용 및 효과를 갖는 제4도, 제6도, 제7도, 제9도에 도시된 실시예에 적용할 수 있다.
게다가, 예를 들어, 인버터 중성점 전류에 대해서 제4도에 도시된 실시예에 도시된 바와 같이 검출된 값들을 사용하거나 또는 변환기 중성점 전류에 대해서 제6도 또는 제7도에 도시된 실시예에 도시된 계산된 값들을 사용하여, 전류 제어를 위해 다른 조합들이 가능하다.
제14도는 본 발명의 제13 실시예에 따른 전력 변환기의 시스템 구성도이다.
제14도에 도시된 구성은 제8도에 도시된 구성에 근거하고 있다. 제8도와 제14도간의 차이만을 이하에 설명한다.
3-레벨 DC 전압원은 제8도에서 1개의 2-레벨 변환기(1)의 출력들 사이에서 2개의 커패시터(4, 5)를 직렬로 접속함으로써, 형성되는 반면에, 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 측 전압은 각각 제14도의 2-레벨 변환기(30, 31)에 의해 생성된다. 그러므로, 2-레벨 변환기(30)의 네거티브 측 전위점과 2-레벨 변환기(31)의 포지티브 측 전위점의 접속점은 커패시터(4, 5)의 접속점에 접속되어 있다. 2-레벨 변환기(30, 31)는 예를 들어 사이리스터 브리지 회로(thuristor vridge circuit) 또는 다이오드 브리지 회로(diode bridge circuit)로 구성되어 있지만 그들은 이러한 회로에 한정되지 않는다. 제8도와 제14도에 도시된 구성의 차이점들은 상기와 바와 같다.
쵸퍼 제어기의 차이점은 이하에 설명하는 바와 같이 2개의 2-레벨 변환기(30, 31)를 제어하는 변환기 제어기(32)로부터의 정보에 따라 커패시터(4, 5)의 접속점으로부터 2-레벨 변환기(30, 31)의 접속점으로 흐르는 변환기 중성점 전류I.CNV*를 계산하는 변환기 중성점 전류 계산 유닛(33)이 제공되어 있다는 것이다. 게다가, 변환기 중성점 전류 I.CNV를 검출하기 위하여 전류 검출기(34)가 제공되어 있다.
변환기(30, 31)의 3 상; MU1*, MV1*, MW1*, 및 MV2*, MW2*와 변환기(30, 31)에 대한 3-상 기준 전류; IU1*, IV1*, IW1*및 IU2*, IV2*, IW2*는 변환기 제어기(32)로부터 변환기 중성점 전류 계산 유닛(33)으로 입력된다. 변환기 중성점 전류 I.CNV*는 이하의 식에 따라 변환기 중성점 전류 계산 유닛(33)에 의해 계산된다.
IC1 = -1/2(MU1*.IU1*+ MW1*.IV1*+MW1*. IW1*)
IC2*= -1/2(MU2*.IU2*+ MV2*.IV2*+ MW2*.IW2*)
I.CNV*= IC1*- IC2*… (5)
여기서, IC1 과 IC2는 각각 커패시터(4, 5)를 통해 흐르는 전류이고, IC1*와 IC2*는 각각 전류 IC1, IC2에 대응하는 변환기 중성점 전류 계산 유닛(33)에 의해 계산된 전류이다.
중성점 전위 변동을 억제하는데는 커패시터(4, 5)의 접속점으로 흘러들어가고 나오는 전류가 영이라는 것을 고려하는 것으로 충분하다. 제8도에 도시된 구성과 제14도의 구성을 비교해보기로 한다. 제8도에 도시된 구성에서, 커패시터(4, 5)의 접속점으로 흘러들어가는 전류는 쵸퍼 전류 I.CHP이고 그로부터 흘러나오는 전류는 인버터 중성점 전류 I.INV이다.
게다가, 제14도의 구성에서는, 접속점으로 흘러들어가는 전류는 쵸퍼 전류 I.CHP인 반면, 인버터 중성점 전류 I.INV와 변환기 중성점 전류 I.CNV는 그로부터 흘러나온다. 따라서, 중성점 전위 변동의 억제를 제어하기 위하여, 제8도에 도시된 구성의 인버터 중성점 전류 I.INV 및 제14도에 도시된 구성의 변환기 중성점 전류 I.CNV와 인버터 중성점 전류 I.INV를 부가한 값을 같다고 하면, 중성점 전위 변동의 억제를 제어할 수 있다.
명확히 말하면, 제8도에 도시된 구성에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)에 의해 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*로부터 감산되고, 그 차값은 비례 제어를 위해 전류 제어기(18)에 입력된다. 제14도에 도시된 구성에서, 쵸퍼 전류 I.CHP는 인버터 중성점 전류 계산 유닛(17)에 의해 계산된 인버터 중성점 전류 I.INV*와 변환기 중성점 전류 계산 유닛(29)에 의해 계산된 변환기 중성점 전류 I.CNV*를 가산한 값으로부터 감산된다. 그 차값은 비례 제어를 위해 전류 제어기(18)에 입력된다.
게다가, 제8도에 도시된 구성에서, 전류 검출기(13)에 의해 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 전류 검출기(14)에 의해 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV로부터 감산되고, 그 차값은 적분 제어를 위해 전류 제어기(18)에 입력한다. 제14도에 도시된 구성에서, 전류 검출기(13)에 의해 검출된 쵸퍼 전류 I.CHP는 전류 검출기(14)에 의해 검출된 인버터 중성점 전류 I.INV와 전류 검출기(34)에 의해 검출된 변환기 중성점 전류 I.CNV를 가산한 값으로부터 감산되며, 그 차값은 적분 제어를 위해 전류 제어기에 입력된다.
상기한 구성의 제12 실시예에 따르면, 제8도에 도시한 실시예와 동일한 작용 및 효과가 얻어진다.
이 실시예는 제8도에 도시된 구성에 근거한 것이지만, 그것은 동일한 작용 및 효과를 갖는 제4도, 제6도, 제7도, 제9도에 도시된 실시예에 적용할 수 있다.
게다가, 예를 들어, 인버터 중성점 전류에 대해서 제4도에서 도시된 실시예에 도시된 바와 같이 검출된 값을 사용하거나 또는 변환기 중성점 전류에 대해서 제6도 또는 제7도에 도시된 실시예에 도시된 계산된 값들을 사용하여, 전류 제어를 위해 다른 조합들이 가능하다.
본 발명에 따르면, DC 전압을 분할함으로써 중성점 전위를 얻기 위해 2개의 직렬 접속된 커패시터와 DC 전압을 AC 전압으로 변환하기 위한 NPC 인버터를 구비한 전력 변환기를 제공하는 것이 가능하며, 이 전력 변환기는 인버터 제어와 독립적으로 중성점 전위 변동의 억제를 직접 제어할 수 있고 더 확실하고 신뢰성 있는 NPC 인버터 기능을 나타낼 수 있다.
본 발명에 따르면, DC 전압원의 중성점 전위 변동이 쵸퍼 회로를 사용하여 보상되기 때문에, AC 중성점 전위 변동 뿐만 아니라 DC 중성점 전위 변동도 억제할 수 있다.
따라서, 인버터 또는 변환기에 의해 중성점 전위 변동의 억제를 제어하는 것이 불필요하기 때문에, 전력 변환기 내의 변환기 또는 인버터의 전압 활용 계수를 개선할 수 있다. 그에 따라, 전압 용량이 더 적은 전력 변환기를 사용하는 것이 가능하며, 전력 변환기의 다운사이징을 기대할 수 있다.
상기한 설명에 비추어 본 발명의 여러 가지 수정 및 변형이 가능하다는 것은 분명하다. 따라서, 첨부된 특허청구범위내에서, 여기에 특별히 설명한 것과는 달리 본 발명을 실시할 수 있다는 것을 알아야 한다.

Claims (17)

  1. 변환기와; 포지티브 전위, 중성점 전위 및 네거티브 전위를 발생하기 위하여 상기 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원과; 상기 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 구비하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제1 다이오드와, 상기 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드, 및 리액터를 포함하고 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 양극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 포지티브 측 전위점에 접속되어 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 음극은 상기 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 상기 제2 스위칭 소자의 음극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 네거티브 측 전위점에 접속되어 있으며, 상기 리액터는 상기 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속되어 있으며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 커패시터 중 한 커패시터 양단의 제1 전압을 검출하는 제1 전압 검출 수단과, 상기 커패시터 중 다른 커패시터 양단의 제2 전압을 검출하는 전압 검출 수단과, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하고 전압차가 영으로 되도록 전압 제어 출력 신호를 발생하기 위해, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 수신하도록 접속된 전압 제어 수단, 및 상기 전압 제어 출력 신호에 근거하여 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위하여, 상기 전압 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 수단을 포함함으로써, 상기 3-레벨 DC전원의 상기 중성점 전위의 변동을 억제하는 전력 변환기.
  2. 변환기와; 포지티브 전위, 중성점 전위 및 네거티브 전위를 발생하기 위하여 상기 변환 기의 출력들 간에 접속된 직렬 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원과; 상기 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로; 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 구비하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기 3-레벨 DC 전원의 포지티브 전위점과 중성점 사이에 순방향으로 접속된 제1 스위칭 소자와 제1 리액터의 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제1 리액터의 접속점과 상기 3-레벨 DC 전원의 네거티브 전위점 사이에서 역방향으로 접속된 제1 다이오드와; 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 네거티브 전위점과 상기 중성점 사이에 순방향으로 접속된 제2 스위칭 소자와 제2 리액터의 직렬 회로, 및 상기 제2 스위칭 소자와 상기 제2 리액터의 접속점과 상기 3-레벨 DC 전원의 포지티브 전위점 사이에서 역방향으로 접속된 제2 다이오드를 포함하며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 커패시터 중 한 커패시터 양단의 제1 전압을 검출하는 제1 전압 검출 수단과, 상기 커패시터 중 다른 커패시터 양단의 제2 전압을 검출하는 제2 전압 검출 수단과, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하고 전압차가 영으로 되도록 전압 제어 출력 신호를 발생하기 위해, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 수신하도록 접속된 전압 제어 수단, 및 상기 전압제어출력신호에 근거하여 상기 제1 및 제2스위칭 소자를 구동하기 위하여, 상기 전압 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 수단을 포함함으로써, 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 중성점 전위의 변동을 억제하는 전력 변환기.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제어 수단은 상기 전압 제어 출력 신호의 상기 전압차에 해당하는 펄스폭에서 상기 전압 제어 출력 신호의 상기 전압차의 극성에 의해 결정된 상기 제1 및 제2 스위칭 소자 중 하나를 ON 시키는 펄스폭 변조 제어 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  4. 변환기와; 포지티브 전위, 중성점 전위 및 네거티브 전위를 발생하기 위하여, 상기 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원과; 상기 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로; 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 구비하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 측 전위점과 네거티브 측 전위점 간에 접속된 제1 아암과 제2 아암의 직렬 회로와, 상기 제1 및 제2 아암 각각을 구성하고, 제1 다이오드와 역병렬로 접속된 제1 스위칭 소자 및 제2 다이오드와 역병렬로 접속된 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 상기 제1 아암의 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속된 제 3 다이오드와, 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 중성 전위점과 상기 제2 아암의 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속된 제4 다이오드, 및 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 중성 전위점과 상기 제1 및 제2 아암의 접속점 간에 접속된 리액터를 포함하고, 상기 제1 아암의 상기 제1 스위칭 소자의 양극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 포지티브 측 전위점에 접속되어 있으며, 상기 제1 아암의 상기 제2 스위칭 소자의 음극은 상기 제2 아암의 상기 제1 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있고, 상기 제2 아암의 상기 제2스위칭 소자의 음극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 네거티브 측 전위전에 접속되어 있으며 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 커패시터중 한 커패시터 양단의 제1 전압을 검출하는 제1 전압 검출 수단과, 상기 커패시터 중 다른 커패시터 양단의 제2 전압을 검출하는 제2 전압 검출 수단과, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하고 전압차가 영으로 되도록 전압 제어 출력 신호를 발생하기 위해, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 수신하도록 접속된 전압 제어 수단, 및 상기 전압 제어 출력 신호에 근거하여 상기 제1 및 제2 아암 내의 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위해, 상기 전압 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 수단을 포함하여, 상기 제1 및 제2 아암 중 한 아암이 상기 전압 제어 출력 신호에 근거하여 ON 으로 되고 ; 전류가 상기 커패시터 중 한 커패시터로부터 상기 리액터를 통해 흐르게 되고, 그 다음에 상기 3-레벨 DC 전압원측의 상기 스위칭 소자가 OFF로 되고 상기 리액터를 통해 흐르는 상기 전류가 순환되어 상기 제3 및 제4 다이오드 중 한 다이오드를 통해 저장되며, 그 다음에 상기 다른 쪽의 스위칭 소자가 OFF 로 되고 상기 리액터에 저장된 상기 전류가 상기 커패시터 중 다른 커패시터와 다른 아암을 통해 방전됨으로써, 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 중성점 전위의 변동을 억제하는 전력 변환기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제어 수단은 상기 전압 제어 출력 신호와 상기 전압차에 해당하는 펄스폭으로 상기 전압 제어 출력 신호의 상기 전압차의 극성에 의해 결정된 상기 제1 및 제2 아암 중 한 아암을 ON 시키기 위해 제1 스위칭 신호를 발생하고, 상기 제1 스위칭 신호가 ON 커맨드를 발생함과 동시에 ON 커맨드를 발생하고 상기 제1 스위칭 신호가 OFF 커맨드를 발생한 소정 시간 후에 OFF 커맨드를 발생하기 위해 제2 스위칭 신호를 발생하는 펄스폭 변조 제어 수단을 포함하며, 상기 제1 스위칭 신호는 상기 3-레벨 DC 전압원 측에 있는 상기 제1 및 제2 스위칭 소자 중 하나에 인가되고, 상기 제2 스위칭 신호는 상기 제1 및 제2 스위칭 소자 중 다른 것에 인가되는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  6. 변환기와; 포지티브 전원, 중성점 전원 및 네거티브 전원을 발생하기 위하여 상기 변환기의 출력들 간에 접속된 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원과; 상기 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 포함하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제1 다이오드와, 상기 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드, 및 리액터를 포함하고 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 양극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 포지티브 측 전위점에 접속되어 있고, 상기 제1 스위칭 소자의 음극은 상기 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 상기 제2 스위칭 소자의 음극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 네거티브 측 전위점에 접속되어 있고, 상기 리액터는 상기 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속되어 있으며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 리액터를 통해 흐르는 쵸퍼 전류를 검출하는 제1 전류 검출 수단과, 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 중성 전위점과 상기 3-레벨 NPC 인버터의 중성 전위점 간을 흐르는 인버터 중성점 전류를 검출하는 제2 전루 검출 수단과, 상기 인버터 중성점 전류와 상기 쵸퍼 전류를 비교하여 그들 간의 전류차를 발생하는 비교기 수단과, 상기 전류차가 영이 되도록 전류 제어 출력 신호를 발생하기 위하여, 상기 전류차를 수신하도록 접속된 전류 제어 수단, 및 상기 전류 제어 출력 신호에 근거하여, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위하여 상기 전류 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 수단을 포함하는 전력 변환기.
  7. 변환기와; 포지티브 전원, 중성점 전원 및 네거티브 전원을 발생하기 위하여, 상기 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원과; 상기 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 포함하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자의 역병렬로 접속된 제1 다이오드와, 상기 제2 스위칭 소자의 역병렬로 접속된 제2 다이오드, 및 리액터를 포함하고 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 양극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 포지티브 측전위점에 접속되어 있고, 상기 제1 스위칭 소자의 음극은 상기 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 상기 제2 스위칭 소자의 음극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 네거티브 측 전위점에 접속되어 있고, 상기 리액터는 상기 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 상기 제1 및 제2스위칭 소자의 접속점 간에 접속되어 있으며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 리액터를 통해 흐르는 쵸퍼 전류를 검출하는 제1 전류 검출 수단과, 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 중성 전위점과 상기 3-레벨 NPC 인버터의 중성 전위점 간을 흐르는 인버터 전류를 계산하는 인버터 중성점 전류계산 수단과, 상기 계산된 인버터 중성점 전류와 상기 쵸퍼 전류를 비교하여 그들 간의 전류차를 발생하는 비교기수단과, 상기 전류차가 영이 되도록 전류제어 출력 신호를 발생하기 위하여, 상기 전류차를 수신하도록 접속된 전류 제어 수단, 및 상기 전류 제어 출력 신호에 근거하여, 상기 제1 및 데2 스위칭 소자를 구동하기 위하여 상기 전류 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 수단을 포함하는 전력 변환기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 3-레벨 NPC 인버터와 상기 3-레벨 NPC 인버터의 부하 간에 흐르는 3-상 전류를 검출하는 제2 전류 검출 수단을 더 구비하고, 상기 인버터 중성점 전류 계산 수단은 상기 제2 전류 검출 수단으로부터는 상기 3-상 전류를 수신하고 3-레벨 NPC 인버터를 제어하는 인버터 제어 회로로 부터는 상기 3-레벨 NPC 인버터를 제어하기 위한 정보를 수신하여, 상기 3-상 전류 및 상기 정보에 근거하여 상기 인버터 중성점 전류를 계산하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  9. 제7항에 있어서, 상기 인버터 중성점 전류 계산 수단은 상기 3-레벨 NPC 인버터를 제어하는 인버터 제어 회로로부터 상기 3-레벨 NPC 인버터를 위한 정보를 수신하여, 상기 정보에 근거하여 상기 인버터 중성점 전류를 계산하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  10. 변환기와; 포지티브 전원, 중성점 전원 및 네거티브 전원을 발생하기 위하여 상기 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 커패시터로 구성된 3-레벨 DC전압원과, 상기 3-레벨 DC전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 포함하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제1 다이오드와, 상기 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드, 및 리액터를 포함하고 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 양극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 포지티브 측 전위점에 접속되어 있고, 상기 제1 스위칭 소자의 음극은 상기 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 상기 제2 스위칭 소자의 음극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 네거티브 측 전위점에 접속되어 있고, 상기 리액터는 상기 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속되어 있으며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 리액터를 통해 흐르는 쵸퍼 전류를 검출하는 제1 전류 검출 수단과, 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 중성 전위점과 상기 3-레벨 NPC 인버터의 중성 전위점 간을 흐르는 인버터 중성점 전류를 검출하는 제2 전류 검출 수단과, 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 중성 전위점과 상기 3-레벨 NPC 인버터의 중성 전위점 간을 흐르는 인버터 중성점 전류를 계산하는 인버터 중성점 전류 계산 수단과, 상기 계산된 인버터 중성점 전류와 상기 쵸퍼 전류를 비교하여 그들 간의 제1 전류차를 발생하는 제1 비교기 수단과, 상기 검출된 인버터 중성점 전류와 상기 쵸퍼 전류를 비교하여 그들 간의 제2전류차를 발생하는 제2 비교기 수단과, 상기 제1 및 제2 전류차가 영이 되도록 전류 제어 출력 신호를 발생하기 위하여, 상기 제1 및 제2 전류차를 수신하도록 접속된 전류 제어 수단, 및 상기 전류 제어 출력 신호에 근거하여, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위하여 상기 전류 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 수단을 포함하며, 상기 전류 제어 수단은 비례 제어를 위해 상기 제1 전류차를 수신하도록 접속된 비례 보상기와, 적분 제어를 위해 상기 제2 전류차를 수신하도록 접속된 비례 보상기 및 상기 제1 및 제2 전류차가 영이 되도록 상기 전류 제어 출력 신호를 발생하도록 상기 비례 보상기의 출력과 상기 적분 보상기의 출력을 가산하는 가산기를 포함하는 전력 변환기.
  11. 제8항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 커패시터 중 한 커패시터 양단의 제1 전압을 검출하는 제1 전압 검출 수단과, 상기 커패시터 중 다른 커패시터 양단의 제2 전압을 검출하는 제2 전압 검출 수단과, 상기 제1 전압과 상기 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하는 전압 비교기 수단과, 상기 전압차가 영이 되도록 전압 제어 출력 신호를 발생하기 위해 상기 전압차를 수신하도록 접속된 전압 보상 수단, 및 상기 전류 제어 수단으로부터의 상기 전류 제어 출력 신호와 상기 전압 보상 수단으로부터의 상기 전압 제어 출력 신호를 가산하는 가산기 수단을 더 포함하고 있으며, 상기 제어 수단은 상기 전류 제어 출력 신호 대신에 상기 가산기의 출력 신호를 수신하여 상기 가산기 수단의 상기 출력 신호에 근거하여 상기 제1 및 제2 스위칭 디바이스를 구동하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  12. 변환기와; 포지티브 전위, 중성점 전위 및 네거티브 전위를 발생하기 위하여 상기 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC 전압원과: 상기 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 구비하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제1 다이오드와, 상기 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드, 및 리액터를 포함하고 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 양극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 포지티브 측 전위점에 접속되어 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 음극은 상기 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 상기 제2 스위칭 소자의 음극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 네거티브 측 전위점에 접속되어 있으며, 상기 리액터는 상기 3-레벨 DC 전압원의 중성 전위점과 상기 제1 및 제2 스위칭소자의 접속점 간에 접속되어 있으며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 커패시터 중 한 커패시터 양단의 제1 전압을 검출하는 제1 전압 검출 수단과, 상기 커패시터 중 다른 커패시터 양단의 제2 전압을 검출하는 제2 전압 검출 수단과, 상기 제1 전압과 제2 전압을 비교하여 전압차를 발생하는 전압 비교기 수단과, 상기 전압차가 영으로 되도록 전압 제어 출력 신호를 발생하기 위해, 상기 전압차를 수신하도록 접속된 전압 제어 수단, 및 상기 전압 제어 출력 신호에 근거하여 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하기 위하여, 상기 전압 제어 출력 신호를 수신하도록 접속된 제어 수단을 포함하는 전력 변환기.
  13. 제12항에 있어서, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 리액터를 통해 흐르는 쵸퍼 전류를 검출하는 제1 전류 검출 수단과, 비례 제어를 위해 상기 쵸퍼 전류를 수신하도록 접속된 안정화 보상기 및 상기 전압 제어 수단의 상기 전압 제어 출력 신호로부터 상기 안정화 보상기의 출력 신호를 감산하는 감산기 수단을 더 포함하고 있으며, 상기 제어 수단은 상기 전압 제어 출력 신호 대신에 상기 감산기 수단의 출력 신호를 수신하여 상기 감산기 수단의 상기 출력 신호에 근거하여 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  14. 제12항에 있어서, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 전압차를 의사 차분화하기 위해 상기 전압차를 수신하도록 접속된 의사 미분기와, 비례 제어를 위해 상기 의사 미분기의 출력 신호를 수신하도록 접속된 안정와 보상기, 및 상기 전압 제어 수단의 상기 전압 제어 출력 신호로부터 상기 안정화 보상기의 출력 신호를 감산하는 감산기 수단을 더 포함하며, 상기 제어 수단은 상기 전압 제어 출력 신호 대신에 상기 감산기 수단의 출력 신호를 수신하여 상기 감산기 수단의 상기 출력 신호에 근거하여 상기 제1 및 제2 스위칭 소자를 구동하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  15. 변환기와 포지티브 전원, 중성점 전원 및 네커티브 전원을 발생하기 위하여 상기 변환기의 출력들 간에 접속된 직렬 접속 커패시터로 구성된 3-레벨 DC전압원과; 상기 3-레벨 DC 전압원에 접속된 3-레벨 NPC 인버터와; 쵸퍼 회로 및 상기 쵸퍼 회로를 제어하는 쵸퍼 제어 수단을 포함하되, 상기 쵸퍼 회로는 상기 3-레벨 DC 전압원의 포지티브 전위점과 네거티브 전위점 간에 접속된 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자의 직렬 회로와, 상기 제1 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제1 다이오드와, 상기 제2 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 제2 다이오드 및 리액터룰 포함하고 있으며, 상기 제1 스위칭 소자의 양극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 포지티브 측 전위점에 접속되어 있고, 상기 제1 스위칭 소자의 음극은 상기 제2 스위칭 소자의 양극에 접속되어 있으며, 상기 제2 스위칭 소자의 음극은 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 네거티브 측 전위점에 접속되어 있고, 상기 리액터는 상기 3-레벨 DC 전압원 중성 전위점과 상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 접속점 간에 접속되어 있으며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 리액터를 통해 흐르는 쵸퍼 전류를 검출하는 제1 전류 검출 수단과, 상기 3-레벨 DC 전압원의 상기 중성 전위점과 상기 3-레벨 NPC 인버터의 중성 전위점 간을 흐르는 인버터 중성점 전류를 검출하는 제2전류 검출 수단과, 상기 인버터 중성점 전류와 상기 쵸퍼 전류를 비교하여 그들 간의 전류차를 발생하는 비교기 수단과, 상기 전류차를 적분하기 위해 상기 전류차를 수신하도록 접속된 적분 수단과, 상기 적분 수단의 상기 출력 신호가 영이 되도록 전압 제어 출력 신호를 발생하기 위하여, 상기 적분 수단의 출력 신호를 수신하도록 접속된 전압 제어 수단과, 비례 제어를 위해 상기 제1 전류 검출 수단에 의해 검출된 상기 쵸퍼 전류를 수신하도록 접속된 안정화 보상기, 및 상기 전압 제어 수단의 상기 전압 제어 출력 신호로부터 상기 안정화 보상기의 출력 신호를 감산하는 감산기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  16. 제6항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 3-레벨 NPC 변환기를 포함하고, 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 중성 전위점은 상기 3-레벨 NPC 변환기의 중성 전위점에 접속되어 있으며, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 중성 전위점과 상기 3-레벨 NPC 변환기의 상기 중성 전위점 간을 흐르는 변환기 중성점 전류를 검출하는 적어도 하나의 변환기 중성점 전류 검출 수단과 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 중성 전위점과 상기 3-레벨 NPC 변환기의 상기 중성 전위점 간을 흐르는 변환기 중성점 전류를 계산하는 변환기 중성점 전류 계산 수단, 및 상기 검출된 인버터 중성점 전류와 상기 검출된 변환기 중성점 전류를 가산하는 적어도 하나의 제1 가산기 수단과 상기 계산된 인버터 중성점 전류와 상기 계산된 변환기 중성점 전류를 가산하는 제2 가산기 수단을 포함하며, 상기 쵸퍼 제어 수단에는, 그 다음 제어 스테이지에서 적어도 하나의 상기 검출된 인버터 중성점 전류와 상기 계산된 인버터 중성점 전류에 대신하여 적어도 하나의 상기 제1 및 제2 가산기 수단의 출력이 사용되는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
  17. 제6항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 변환기는 직렬 접속된 2-레벨 NPC 변환기를 포함하며, 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 중성 전위점은 상기 직렬 접속된 2-레벨 NPC 변환기의 접속점에 접속되어 있고, 상기 쵸퍼 제어 수단은 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 전위점과 상기 2-레벨 NPC 변환기들의 상기 접속점 간을 흐르는 변환기 중성점 전류를 검출하는 적어도 하나의 변환기 중성점 전류 검출 수단과 상기 3-레벨 DC 전원의 상기 중성 전위점과 상기 2-레벨 NPC 변환기들의 상기 접속점 간을 흐르는 변환기 중성점 전류를 계산하는 변환기 중성점 전류 계산 수단, 및 상기 검출된 인버터 중성점 전류와 상기 검출된 변환기 중성점 전류를 가산하는 적어도 하나의 제1 가산기 수단과 상기 계산된 인버터 중성점 전류와 상기 계산된 변환기 중성점 전류를 가산하는 제2 가산 수단을 포함하며, 상기 쵸퍼 제어 수단에는, 그 다음 제어 스테이지에서 적어도 하나의 상기 검출된 인버터 중성점 전류와 상기 계산된 인버터 중성점 전류에 대신하여 적어도 하나의 상기 제1 및 제2 가산기 수단의 출력이 사용되는 것을 특징으로 하는 전력 변환기.
KR1019960021288A 1995-06-13 1996-06-13 전력 변환기 KR100221811B1 (ko)

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