WO2011152181A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 Download PDF

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WO2011152181A1
WO2011152181A1 PCT/JP2011/060920 JP2011060920W WO2011152181A1 WO 2011152181 A1 WO2011152181 A1 WO 2011152181A1 JP 2011060920 W JP2011060920 W JP 2011060920W WO 2011152181 A1 WO2011152181 A1 WO 2011152181A1
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current
converter
winding
side port
voltage side
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PCT/JP2011/060920
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哲 橋野
啓吾 安藤
三昭 平川
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本田技研工業株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a DC / DC converter.
  • an object of the present invention is to solve the above-described problems, and includes a magnetic canceling type transformer having first and second windings and first and second switching elements connected to the windings. It is an object of the present invention to provide a controller for a DC / DC converter that accurately detects the current of each winding and appropriately controls the operation of each switching element without increasing the size of the device.
  • the present invention provides a first aspect in which the winding directions are different from each other and are connected to the positive terminal of the low-voltage side port at one end, as described later.
  • a magnetic canceling type transformer having first and second windings connected to the positive terminal of the high voltage side port via a common terminal, the other end of the first winding and the negative polarity of the low voltage side port
  • a first switching element interposed between a terminal and a negative electrode line connecting the negative electrode terminal of the high-voltage side port; and a second switching element interposed between the other end of the second winding and the negative electrode line.
  • control device for a DC / DC converter comprising a switching element, current detection means for detecting a current flowing in a positive line connecting the common terminal and the positive terminal of the high voltage side port, and detected by the current detection means Based on current It said There first, configured as a control means for controlling the operation of the second switching element.
  • the current detection means includes a current sensor capable of detecting a direct current component of the current flowing through the positive line. It was configured as follows.
  • control means is configured to control the first winding and the second winding based on the detected current.
  • a line current difference is calculated, and the operations of the first and second switching elements are controlled based on the calculated current difference.
  • control means is configured to control the first winding and the second winding based on the detected current.
  • the line current difference is calculated, and the operations of the first and second switching elements are controlled so that the calculated current difference becomes zero.
  • the present invention is configured such that the DC / DC converter is mounted on a fuel cell vehicle.
  • the DC / DC converter control apparatus is configured such that the DC / DC converter is mounted on a hybrid vehicle.
  • the present invention is configured such that the DC / DC converter is mounted on an electric vehicle.
  • a positive line connecting a common terminal at the rear stage of the first and second windings of the magnetic cancellation type transformer and a positive terminal of the high voltage side port a positive line connecting a common terminal at the rear stage of the first and second windings of the magnetic cancellation type transformer and a positive terminal of the high voltage side port.
  • Current detecting means for detecting the current flowing through the current detecting means, and the operation of the first and second switching elements is controlled based on the current detected by the current detecting means, thereby increasing the size of the transformer. Therefore, the current of each winding can be accurately detected, and the operation of each switching element can be appropriately controlled based on the detected current.
  • the current of the positive line is supplied to the current detection unit.
  • the current detection unit By using and detecting at an appropriate timing, the currents flowing through the first and second windings can be accurately detected, whereby the operation of each switching element can be appropriately controlled.
  • the current of each winding is detected by providing one current detection means on the positive electrode line without using a plurality of current detection means, the configuration can be simplified and, for example, the first and second windings can be used.
  • the current detection means is constituted by a current sensor capable of detecting a direct current (DC) component of the current flowing in the positive line, the detection is performed. Since the sum of the two current values (the current values of the first and second windings) is equal to the input current value of the DC / DC converter, the input used for current feedback control and input overcurrent detection It can also function as a current sensor. As a result, a current sensor that detects only the input current can be eliminated, so that the circuit configuration can be simplified and the cost can be reduced.
  • DC direct current
  • the current detection means when a current sensor that can also detect a direct current (DC) component of current is used as the current detection means, the average value of the two detected current values becomes equal to the value of the output current of the DC / DC converter. It is possible to function as an output current sensor used for output overcurrent detection. In this way, it is possible to detect the input / output current of the DC / DC converter with a single current detection means (current sensor). When a current sensor that can detect only an alternating current (AC) component of the current is used as the current detection means, only a function for balancing the current is provided.
  • AC alternating current
  • the current difference between the first winding and the second winding is calculated based on the detected current, and the first difference is calculated based on the calculated current difference.
  • the operation of each switching element can be controlled so that the calculated current difference becomes 0, so that the operation of the second switching element is controlled.
  • the magnetic flux density in the core of the transformer that changes according to the difference can be reliably reduced, and the core volume can also be reduced.
  • the current difference between the first winding and the second winding is calculated based on the detected current, and the calculated current difference becomes zero.
  • the magnetic flux density in the core of the transformer that changes according to the current difference is more reliably reduced.
  • the core volume can be further reduced.
  • FIG. 2 is a schematic view similar to FIG. 1, showing a control device for the DC / DC converter shown in FIG. 1. It is explanatory drawing explaining the electric current and current difference of each winding
  • FIG. 6 is an explanatory view similar to FIG.
  • FIG. 3 is a schematic view similar to FIG. 1, generally showing a control device for a DC / DC converter according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic view similar to FIG. 1, generally showing a control device for a DC / DC converter according to a third embodiment of the present invention. It is explanatory drawing explaining the electric current and current difference of each winding
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing the overall control apparatus for a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention.
  • reference numeral 10 denotes a vehicle.
  • the vehicle 10 is a fuel cell vehicle, and is interposed between a rotating electric machine 12 (shown as “Motor” in the figure), a fuel cell (shown as “FC” in the figure) 14, and the fuel cell 14 and the rotating electric machine 12.
  • a DC / DC converter 16 and an inverter 20 are mounted.
  • the rotating electrical machine 12 is composed of a brushless AC synchronous motor, and when energized, the rotating output is transmitted to the wheels (drive wheels) 22 via the connecting shaft S to drive the vehicle 10. Further, the rotating electrical machine 12 has a regenerative function that converts kinetic energy generated with the rotation of the connecting shaft S into electric energy and outputs it during deceleration. That is, the rotating electrical machine 12 functions as an electric motor (motor) when rotated by being energized, and functions as a generator (generator) when rotated by being driven by the wheels 22.
  • the fuel cell 14 is a single cell composed of an electrolyte membrane (solid polymer membrane), a cathode electrode (air electrode) and an anode electrode (fuel electrode) sandwiching the electrolyte membrane, and a separator disposed outside each electrode.
  • This is a known solid polymer fuel cell having a stack (all not shown) formed by stacking a plurality of (cells).
  • An air supply system (not shown) and a fuel supply system (not shown) are connected to the fuel cell 14, and air (oxygen gas) and fuel (hydrogen gas) are supplied from them to generate electricity.
  • the DC / DC converter 16 is disposed between the low voltage side port 16a connected to the fuel cell 14, the high voltage side port 16b connected to the inverter 20, and the low voltage side port 16a and the high voltage side port 16b.
  • First and second capacitors 16c1 and 16c2, an inductor 16d, a transformer 16e, first to fourth IGBTs (Insulated-Gate Bipolar Transistors) 16f1 to 16f4, and IGBTs 16f1 to 16f4 are connected in parallel.
  • Both the low-voltage side and high-voltage side ports 16a and 16b have positive terminals 16a1 and 16b1 and negative terminals 16a2 and 16b2.
  • the positive terminals 16a1 and 16b1 are connected via a positive line 16h, and the negative terminals 16a2 and 16b2 are connected to a negative line. 16i is connected.
  • the positive line 16h is branched at the subsequent stage of the inductor 16d and connected to the transformer 16e, and joined at the subsequent stage of the transformer 16e and connected to the positive terminal 16b1.
  • this branch point is referred to as “first common terminal” and is denoted by reference numeral 16k1
  • second common terminal is denoted by reference numeral 16k2.
  • the first capacitor 16c1 is inserted between the positive and negative electrodes 16h and 16i and smoothes the current output from the fuel cell 14.
  • the inductor 16d is provided on the positive line 16h so that one end is connected to the positive terminal 16a1 of the low voltage side port 16a and the other end is connected to the transformer 16e via the first common terminal 16k1.
  • the rate of change can be arbitrarily set according to the inductance value of the inductor 16d.
  • FIG. 3 is an explanatory view schematically showing the transformer 16e shown in FIG.
  • the transformer 16e includes a core 16ea and a first winding 16e1 and a second winding 16e2 that are wound around the core 16ea so as to have different winding directions (reverse winding connection). Is provided.
  • the core 16ea is made of a core that enables reverse winding such as an EE core, and is made of ferrite or the like.
  • the first and second windings 16e1 and 16e2 are magnetically coupled via the core 16ea, and the turn ratio is, for example, 1: 1.
  • the first and second windings 16e1 and 16e2 are connected to the positive terminal 16a1 of the low-voltage side port 16a through the first common terminal 16k1 at one end 16e1a and 16e2a, and the second common terminal at the other end 16e1b and 16e2b. (Common terminal) Connected to the positive terminal 16b1 of the high voltage side port 16b via 16k2.
  • the transformer 16e is configured so that the degree of coupling k is as close to 1 as possible.
  • dots shown in the vicinity of the winding represent the higher potential side when a voltage is induced.
  • the first IGBT 16f1 is interposed between the other end 16e1b of the first winding 16e1 and the negative electrode line 16i
  • the second IGBT 16f2 is between the other end 16e2b of the second winding 16e2 and the negative electrode line 16i. Is inserted.
  • the IGBT 16f1 has a collector terminal (hereinafter abbreviated as “collector”) connected to the other end 16e1b of the first winding 16e1, and an emitter terminal (hereinafter abbreviated as “emitter”) connected to the negative electrode line 16i.
  • the second IGBT 16f2 has a collector connected to the other end 16e2b of the second winding 16e2 and an emitter connected to the negative electrode line 16i.
  • the gate terminals (hereinafter abbreviated as “gates”) of the first and second IGBTs 16f1 and 16f2 are both connected to an electronic control unit described later via a signal line.
  • the anode terminal (hereinafter referred to as “anode”) of the diode 16g1 is connected to the emitter of the IGBT 16f1, and the cathode terminal (hereinafter referred to as “cathode”) is connected to the collector.
  • the anode of the diode 16g2 is connected to the emitter of the IGBT 16f2, and the cathode is connected to the collector.
  • the third IGBT 16f3 has an emitter connected to the other end 16e1b of the first winding 16e1, and a collector connected to the second common terminal 16k2.
  • the fourth IGBT 16f4 has an emitter connected to the other end 16e2b of the second winding 16e2 and a collector connected to the second common terminal 16k2.
  • the gates of the third and fourth IGBTs 16f3 and 16f4 are also connected to the electronic control unit via signal lines.
  • the anode of the diode 16g3 is connected to the emitter of the IGBT 16f3
  • the cathode is connected to the collector
  • the anode of the diode 16g4 is connected to the emitter of the IGBT 16f4
  • the cathode is connected to the collector.
  • the second capacitor 16c2 is interposed between the positive and negative lines 16h and 16i, more precisely, the positive line connecting the second common terminal 16k2 and the positive terminal 16b1 of the high voltage side port 16b (indicated by reference numeral 16h1 in FIG. 1). And the negative electrode line 16i, and smoothes the electric power output from the transformer 16e.
  • the inverter 20 is composed of a three-phase bridge circuit (not shown), converts the direct current boosted by the DC / DC converter 16 into a three-phase alternating current and supplies it to the rotating electrical machine 12 and generates electric power by the regenerative operation of the rotating electrical machine 12.
  • the alternating current converted into direct current is supplied to a battery (not shown).
  • a current sensor (current detection means) 24 is connected to the positive electrode line 16h1 (more precisely, the positive electrode line between the second common terminal 16k2 and the connection point 16l to which the second capacitor 16c2 is connected). Produces an output proportional to the current I flowing therethrough.
  • the current sensor 24 is a current sensor that can detect a direct current (DC) component and an alternating current (AC) component of the current I.
  • the output of the current sensor 24 is input to an electronic control unit (hereinafter referred to as “ECU”) 30 mounted on the vehicle 10.
  • the ECU 30 includes a microcomputer equipped with a CPU, ROM, RAM, and the like.
  • the ECU 30 controls the operations of the first and second IGBTs 16f1 and 16f2 based on the output of the input current sensor 24. Specifically, the current difference between the first winding 16e1 and the second winding 16e2 is calculated based on the current detected by the current sensor 24, and the first and second IGBTs 16f1, 16f2 are calculated based on the calculated current difference. The operation is controlled, and the step-up operation of the DC / DC converter 16 is performed.
  • the step-up operation of the DC / DC converter 16 will be described with reference to FIGS.
  • the DC voltage input from the fuel cell 14 through the low voltage side port 16a is boosted by turning on and off the first and second IGBTs 16f1 and 16f2 with a phase difference of 180 degrees.
  • the exciting current I1 flows to the negative terminal 16a2 through the positive terminal 16a1, the inductor 16d, the first common terminal 16k1, the first winding 16e1, and the IGBT 16f1 of the low voltage side port 16a.
  • the excitation current I1 gradually increases while the IGBT 16f1 is turned on, and gradually decreases when the IGBT 16f1 is turned off.
  • the excitation current I1a when the IGBT 16f1 is turned off is indicated by a two-dot chain line arrow.
  • the exciting current I1a is a current that flows when the energy accumulated in the inductor 16d is released while the IGBT 16f1 is turned on while the IGBT 16f2 is turned off, and also when the IGBT 16f2 is turned on.
  • 4 is a current that flows when the energy magnetically transmitted through the transformer 16e is released according to the magnetizing current generated by the current I3 shown in FIG. 4, and the diode 16g3, the second It flows to the positive terminal 16b1 through the common terminal 16k2.
  • the excitation current I1 flows through the first winding 16e1
  • the excitation current (induced current) I2 flows through the second winding 16e2.
  • the excitation current I2 flows to the positive terminal 16b1 through the positive terminal 16a1, the inductor 16d, the first common terminal 16k1, the second winding 16e2, the diode 16g4, and the second common terminal 16k2.
  • the second capacitor 16c2 is charged by the excitation current I2, and as a result, the DC voltage boosted by the inductor 16d and the transformer 16e is output from the high voltage side port 16b.
  • the exciting current I3 flows through the second winding 16e2 of the transformer 16e as shown in FIG. That is, the exciting current I3 flows to the negative terminal 16a2 through the positive terminal 16a1, the inductor 16d, the first common terminal 16k1, the second winding 16e2, and the IGBT 16f2 of the low voltage side port 16a. Note that the third and fourth IGBTs 16f3 and 16f4 remain off.
  • the exciting current I3 gradually increases while the IGBT 16f2 is turned on, and gradually decreases when the IGBT 16f2 is turned off, like the exciting current I1.
  • the exciting current I3a when the IGBT 16f2 is turned off is indicated by a two-dot chain line arrow.
  • This exciting current I3a is also a current that flows when the energy accumulated in the inductor 16d is released while the IGBT 16f2 is turned on, and is positively connected from the second winding 16e2 via the diode 16g4 and the second common terminal 16k2. It flows to the terminal 16b1.
  • the excitation current (induced current) I4 indicated by the one-dot chain line arrow flows through the first winding 16e1.
  • the excitation current I4 flows to the positive terminal 16b1 via the positive terminal 16a1, the inductor 16d, the first common terminal 16k1, the first winding 16e1, the diode 16g3, and the second common terminal 16k2.
  • the second capacitor 16c2 is charged by the excitation current I4, and the DC voltage boosted by the inductor 16d and the transformer 16e is output from the high voltage side port 16b to the inverter 20.
  • the core 16ea is hardly magnetically saturated.
  • the DC / DC converter 16 since the DC / DC converter 16 includes the magnetic cancellation type transformer 16e, the DC / DC converter 16 can cope with relatively large power even with a small winding or core, and the entire DC / DC converter 16 can be downsized. It becomes.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining the currents and current differences of the respective windings detected in the control device for a DC / DC converter according to the prior art.
  • the winding current flowing through the first and second windings 16 e 1 and 16 e 2 (more precisely, the direct current component of the winding current) is ideally operated by the DC / DC converter 16. If done, it will always be equal. However, a current difference ⁇ I is generated between the winding currents due to variations in performance of the IGBTs 16f1 and 16f2, parasitic resistance of each part of the circuit, and the like.
  • Magnetic flux density B ⁇ N ⁇ I / l (1)
  • ⁇ is the magnetic permeability of the core material
  • N is the number of winding turns
  • l is the magnetic path length.
  • the current sensors A and B are provided in the subsequent stage of the first and second windings 16e1 and 16e2, as indicated by imaginary lines in FIG.
  • a current difference ⁇ I is calculated by detecting the current of each winding with the individual current sensors A and B, and the operation of each IGBT is controlled so that the calculated current difference ⁇ I becomes zero.
  • FIG. 9 shows a case where an offset exists only in the current sensor A for convenience of understanding. Further, the current of the first winding 16e1 and the output of the current sensor A are indicated by solid lines, and the current of the second winding 16e2 and the output of the current sensor B are indicated by broken lines.
  • An object of the present invention is to eliminate such inconvenience and accurately control the operation of each IGBT by accurately detecting the current of each winding without increasing the size of the transformer.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the current and current difference of each winding detected in the control device of the DC / DC converter according to the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram when the step-up rate of the inductor 16d is doubled or more. It is explanatory drawing explaining the electric current and current difference of each coil
  • the positive line 16h1 has the same current (excitation current) as the second winding 16e2.
  • I2 flows. Therefore, if the current of the positive electrode line 16h1 is detected by using the current sensor 24 at an appropriate timing between time t1 and time t3 (for example, time t2 that is intermediate between time t1 and time t3), the current I2 of the second winding 16e2 is obtained. Can be detected.
  • the current I4 of the first winding 16e1 can be detected by detecting the current of the positive electrode line 16h1 at an appropriate timing between the times t4 and t6 (for example, the time t5 which is the middle between the times t4 and t6).
  • the inductor 16d has a boosting function of twice or more, similarly, between the time t7 and the time t9 when the first IGBT 16f1 is turned on and the second IGBT 16f2 is turned off.
  • the same current I2 as that of the second winding 16e2 flows through the positive electrode line 16h1. Therefore, the current I2 of the second winding 16e2 can be detected by detecting the current of the positive electrode line 16h1 at an appropriate timing between the times t7 and t9 (for example, the time t8 between the times t7 and t9).
  • the current I4 of the first winding 16e1 can be detected by detecting the current of the positive electrode line 16h1 at an appropriate timing between the times t10 and t12 (for example, the time t11 that is between the times t10 and t12).
  • the currents of the first and second windings 16e1 and 16e2 can be accurately detected. Even when the current difference ⁇ I is calculated from the currents of the first and second windings 16e1 and 16e2 obtained as described above, since one current sensor 24 is used, all the detected values are detected. Therefore, the same difference (current difference ⁇ I) as the actual current difference ⁇ Ia can be obtained without causing the error due to the difference in offset amount as described above.
  • the ECU 30 performs duty control on the operations of the first and second IGBTs 16f1 and 16f2 so that the calculated current difference ⁇ I becomes zero.
  • the second common terminal 16k2 at the rear stage of the first and second windings 16e1 and 16e2 of the magnetic cancellation type transformer 16e and the positive terminal 16b1 of the high voltage side port 16b Is provided with a current sensor 24 for detecting a current flowing in the positive electrode line 16h1 connecting the first and second IGBTs (switching elements) 16f1 and 16f2 based on the current detected by the current sensor 24. Therefore, it is possible to accurately detect the currents (I2, I4) of the windings 16e1, 16e2 without increasing the size of the transformer 16e, and to appropriately operate the IGBTs 16f1, 16f2 based on the detected currents. Can be controlled.
  • the positive line 16h1 has a period in which the same current flows as the first or second windings 16e1 and 16e2 at the timing according to the on / off state of the IGBTs 16f1 and 16f2.
  • the current flowing through the first and second windings 16e1 and 16e2 can be accurately detected, thereby appropriately controlling the operations of the IGBTs 16f1 and 16f2. it can.
  • the configuration can be simplified.
  • the current detection means is configured to include the current sensor 24 capable of detecting the direct current (DC) component of the current flowing through the positive electrode line 16h1
  • the two detected current values are configured.
  • Value) is equal to the value of the input current of the DC / DC converter 16, so that it can function as an input current sensor used for, for example, current feedback control or input overcurrent detection.
  • a current sensor that detects only the input current can be eliminated, so that the circuit configuration can be simplified and the cost can be reduced.
  • the current detection unit is configured to include the current sensor 24 capable of detecting the direct current (DC) component of the current
  • the average value of the two detected current values is the value of the output current of the DC / DC converter 16. Since they are equal, it is possible to function as an output current sensor used for current feedback control and output overcurrent detection. In this way, the input / output current of the DC / DC converter 16 can be detected by one current sensor 24.
  • a current sensor that can detect only an alternating current (AC) component of the current is used as the current sensor 24, only the function of balancing the current is obtained.
  • the current difference ⁇ I between the first winding and the second winding 16e1, 16e2 is calculated based on the detected current, and the operations of the first and second IGBTs 16f1, 16f2 are performed based on the calculated current difference ⁇ I. Since it is configured to control, more specifically, the operation of the first and second IGBTs 16f1 and 16f2 is controlled so that the calculated current difference ⁇ I becomes 0, according to the current difference ⁇ I.
  • the magnetic flux density B in the core of the changing transformer 16e can be reduced more reliably, and the core volume can be further reduced.
  • the DC / DC converter 16 is configured to be mounted on the fuel cell vehicle 10, the above-described effects can be obtained in the fuel cell vehicle 10.
  • the DC / DC converter 16 is mounted on a hybrid vehicle (HEV).
  • HEV hybrid vehicle
  • FIG. 7 is a schematic view similar to FIG. 1, showing the overall control apparatus of the DC / DC converter according to the second embodiment.
  • the hybrid vehicle 100 includes an internal combustion engine (hereinafter referred to as “engine”) 102 in addition to the rotating electrical machine 12 as a drive source.
  • the engine 102 is a gasoline injection spark ignition type, has four cylinders, and is connected to the rotating electrical machine 12 via the drive shaft S1. Outputs of the rotating electrical machine 12 and the engine 102 are input to the transmission 104.
  • the transmission 104 shifts these outputs and transmits them to the wheels 22.
  • the hybrid vehicle 100 is equipped with a battery 106 instead of the fuel cell 14 of the first embodiment.
  • the battery 106 is a secondary battery (battery) such as a lithium ion battery.
  • the hybrid vehicle 100 can obtain the same effects as those of the first embodiment.
  • the DC / DC converter 16 is mounted on an electric vehicle (EV).
  • FIG. 8 is a schematic view similar to FIG. 1 showing the overall control apparatus of the DC / DC converter according to the third embodiment.
  • a battery 202 is mounted on the electric vehicle 200 in place of the fuel cell 14 of the first embodiment.
  • the battery 202 is a secondary battery (battery) such as a lithium ion battery as in the second embodiment.
  • the DC / DC converter 16 since the DC / DC converter 16 is configured to be mounted on the electric vehicle 200, in the electric vehicle 200, as in the first embodiment, the size of the transformer 16e is increased. Without increasing, the currents of the windings 16e1 and 16e2 can be accurately detected, and the operations of the IGBTs 16f1 and 16f2 can be appropriately controlled based on the currents.
  • the winding directions are different from each other, and one end 16e1a and 16e2a are connected to the positive terminal 16a1 of the low voltage side port 16a, while the other end 16e1b. , 16e2b, a magnetic cancellation type transformer 16e having first and second windings 16e1, 16e2 connected to the positive terminal 16b1 of the high voltage side port 16b via a common terminal (second common terminal) 16k2.
  • a first switching element (first IGBT) inserted between the other end of the first winding, the negative terminal 16a2 of the low voltage side port, and the negative line 16i connecting the negative terminal 16b2 of the high voltage side port.
  • DC / D comprising 16f1 and a second switching element (second IGBT) 16f2 interposed between the other end of the second winding and the negative electrode line
  • current detection means current sensor 24 for detecting a current flowing in a positive line 16h1 connecting the common terminal and the positive terminal of the high-voltage side port; and a current detected by the current detection means Based on this, it is configured to include control means (ECU 30) for controlling the operation of the first and second switching elements.
  • the current detection means is configured to include a current sensor 24 that can detect a direct current component of the current flowing through the positive electrode line 16h1.
  • the control means calculates a current difference ⁇ I between the first winding 16e1 and the second winding 16e2 based on the detected current, and the first and second based on the calculated current difference ⁇ I.
  • the second switching elements 16f1 and 16f2 are configured to be controlled.
  • control means calculates a current difference ⁇ I between the first winding 16e1 and the second winding 16e2 based on the detected current, and the calculated current difference ⁇ I is zero.
  • the first and second switching elements 16f1 and 16f2 are configured to be controlled.
  • the DC / DC converter 16 is configured to be mounted on the fuel cell vehicle 10.
  • the DC / DC converter 16 is configured to be mounted on the hybrid vehicle 100.
  • the DC / DC converter 16 is mounted on the electric vehicle 200.
  • the DC / DC converter 16 is configured to use the two-phase transformer 16e.
  • a three-phase transformer may be used.
  • the core 16ea of the transformer 16e is an EE core
  • other core systems such as an EI core or a UI core may be used.
  • reverse winding is possible, and the first and second windings 16e1, 16e2 Any configuration is possible as long as the directions of the generated magnetic fluxes face each other and can cancel each other in the core.
  • a secondary battery made of a lithium ion battery is used as an example of the batteries 106 and 202.
  • the present invention is not limited thereto, and may be a lead battery, a nickel hydrogen battery, or the like, or a capacitor. It may be a power storage means such as.
  • the current flows through the positive line connecting the common terminal at the rear stage of the first and second windings of the magnetic cancellation type transformer and the positive terminal of the high voltage side port. Since the current detecting means for detecting the current is provided and the operation of the first and second switching elements connected to each winding is controlled based on the current detected by the current detecting means, the transformer Without increasing the physique, the current of each winding can be accurately detected, and the operation of each switching element can be appropriately controlled based on the detected current.

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Abstract

　ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、磁気相殺型の変圧器（１６ｅ）の第１、第２巻線（１６ｅ１），（１６ｅ２）の後段の第２共通端子（１６ｋ２）と高電圧側ポート（１６ｂ）の正極端子（１６ｂ１）とを接続する正極線（１６ｈ１）に流れる電流を検出する電流センサ（２４）を備えると共に、電流センサ（２４）によって検出された電流に基づいて、各巻線に接続された第１、第２のスイッチング素子（１６ｆ１），（１６ｆ２）の動作を制御する。これにより、変圧器（１６ｅ）の体格を増大させることなく、各巻線（１６ｅ１），（１６ｅ２）の電流を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいてスイッチング素子（１６ｆ１），（１６ｆ２）の動作を適切に制御することができる。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置
　この発明はＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。
　近年、巻線方向が異なるようにコアに巻回された第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、各巻線に接続された第１、第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている（例えば特許文献１参照）。尚、特許文献１記載の技術にあっては、第１、第２巻線の電流を複数個（２個）の電流センサでそれぞれ検出して電流差（差分）を算出すると共に、算出された電流差が０になるように第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成される。
特開２００８－４３１０４号公報
　ところで、電流センサには量産バラツキなどによる個体差があるためオフセットが存在し、またそのオフセット量も一様ではない。従って、特許文献１記載の技術の如く複数個の電流センサの出力から電流差を算出すると、各センサのオフセット量が相違する分だけ実際の電流差との間に誤差が生じ、結果として第１、第２のスイッチング素子の動作を適切に制御できないおそれがあった。
　また、誤差がある場合、電流差が０になるようにスイッチング素子の動作を制御したとしても、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留してしまう。そのため、残留した磁束によって変圧器が磁気飽和しないように体格を大きくする必要が生じるなどの不都合があった。
　従って、この発明の目的は上記した課題を解決し、第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と各巻線に接続された第１、第２のスイッチング素子とを備えると共に、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出して各スイッチング素子の動作を適切に制御するようにしたＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を提供することにある。
　この発明は、上記した課題を解決するために、後述する如く、請求項１にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第１のスイッチング素子と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えるように構成した。
　また、この発明は、後述する如く、請求項２に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記電流検出手段は、前記正極線に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサからなるように構成した。
　また、この発明は、後述する如く、請求項３に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成した。
　また、この発明は、後述する如く、請求項４に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差が０になるように前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成した。
　また、この発明は、後述する如く、請求項５に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが燃料電池自動車に搭載されるように構成した。
　また、この発明は、後述する如く、請求項６に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがハイブリッド自動車に搭載されるように構成した。
　また、この発明は、後述する如く、請求項７に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電気自動車に搭載されるように構成した。
　請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、磁気相殺型の変圧器の第１、第２巻線の後段の共通端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段を備えると共に、電流検出手段によって検出された電流に基づいて第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。
　具体的には、前記した正極線には各スイッチング素子のオン／オフに応じたタイミングで第１または第２巻線と同じ電流が流れる期間が存在するため、正極線の電流を電流検出手段を用いて適宜なタイミングで検出することで第１、第２巻線に流れる電流を正確に検出でき、それによって各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。また、複数個の電流検出手段を用いず、正極線に１個の電流検出手段を設けて各巻線の電流を検出するようにしたので、構成を簡素化できると共に、例えば第１、第２巻線の電流差を算出する場合であっても、オフセット量の相違によって実際の電流差との間に誤差が生じない、即ち、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留することはないため、変圧器の体格を増大させる必要もなく、さらにはコスト的にも有利である。
　また、請求項２に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、電流検出手段は、正極線に流れる電流の直流（ＤＣ）成分を検出可能な電流センサからなるように構成したので、検出した２つの電流値（第１、第２巻線の電流値）を足し合わせた値がＤＣ／ＤＣコンバータの入力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や入力過電流検出に使用される入力電流センサとして機能させることも可能となる。それにより、入力電流のみを検出するような電流センサを除去でき、よって回路の構成を簡素化できると共に、コストを抑えることができる。
　同様に、電流検出手段として電流の直流（ＤＣ）成分も検出できる電流センサを用いると、検出した２つの電流値の平均値がＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や出力過電流検出に使用される出力電流センサとして機能させることが可能となる。このように、１個の電流検出手段（電流センサ）でＤＣ／ＤＣコンバータの入力、出力電流を検出することが可能となる。尚、電流検出手段として電流の交流（ＡＣ）成分しか検出できない電流センサを用いた場合は、電流バランスをとる機能のみとなる。
　請求項３に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、上記した効果に加え、例えば算出された電流差が０になるように各スイッチング素子の動作を制御することが可能となり、よって電流差に応じて変化する変圧器のコア内の磁束密度を確実に小さくできると共に、コア体積も小さくすることができる。
　請求項４に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線の電流差を算出し、算出された電流差が０になるように第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、請求項３で述べた効果に加え、電流差に応じて変化する変圧器のコア内の磁束密度をより確実に小さくできると共に、コア体積もより一層小さくすることができる。
　請求項５に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータが燃料電池自動車に搭載されるように構成したので、燃料電池自動車において上記した効果を得ることができる。
　請求項６に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータがハイブリッド自動車に搭載されるように構成したので、請求項１，２と同様な効果をハイブリッド自動車において得ることができる。
　請求項７に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータが電気自動車に搭載されるように構成したので、請求項１，２で述べた効果を電気自動車において得ることができる。
この発明の第１実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す概略図である。 図１に示すインダクタが４倍の昇圧機能を有する場合の電流波形を示すグラフである。 図１に示す変圧器を模式的に示す説明図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を示す、図１と同様な概略図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置おいて検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置おいて検出される各巻線の電流と電流差を説明する、図５と同様な説明図である。 この発明の第２実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。 この発明の第３実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。 従来技術に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。
　以下、添付図面に即してこの発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を実施するための形態について説明する。
　図１は、この発明の第１実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す概略図である。
　図１において、符号１０は車両を示す。車両１０は燃料電池自動車からなり、回転電機１２（図で「Ｍｏｔｏｒ」と示す）と、燃料電池（図で「ＦＣ」と示す）１４と、燃料電池１４と回転電機１２の間に介挿されるＤＣ／ＤＣコンバータ１６とインバータ２０が搭載される。
　回転電機１２はブラシレス交流同期電動機からなると共に、通電されるときは回転出力を連結軸Ｓを介して車輪（駆動輪）２２に伝達して車両１０を走行させる。また、回転電機１２は、減速時には連結軸Ｓの回転に伴って生じた運動エネルギを電気エネルギに変換して出力する回生機能を有する。即ち、回転電機１２は、通電されて回転するときは電動機（モータ）として機能すると共に、車輪２２によって駆動されて回転するときは発電機（ジェネレータ）として機能する。
　燃料電池１４は、電解質膜（固体高分子膜）と、それを挟持するカソード極（空気極）とアノード極（燃料極）と、各電極の外側に配置されるセパレータとから構成される単電池（セル）を複数個積層して形成されたスタック（いずれも図示せず）などを有する、公知の固体高分子型燃料電池である。燃料電池１４には、図示しない空気供給系と燃料供給系が接続され、それらから空気（酸素ガス）と燃料（水素ガス）を供給されて発電する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、燃料電池１４に接続される低圧側ポート１６ａと、インバータ２０に接続される高電圧側ポート１６ｂと、低圧側ポート１６ａと高電圧側ポート１６ｂの間に配置される、第１、第２のコンデンサ１６ｃ１，１６ｃ２、インダクタ１６ｄ、変圧器（トランス）１６ｅ、第１から第４のＩＧＢＴ（Insulated-Gate Bipolar Transistor。スイッチング素子）１６ｆ１～１６ｆ４、ＩＧＢＴ１６ｆ１～１６ｆ４にそれぞれ並列に接続されるダイオード１６ｇ１～１６ｇ４とを備える。
　低電圧側、高電圧側ポート１６ａ，１６ｂは共に、正極端子１６ａ１，１６ｂ１と負極端子１６ａ２，１６ｂ２を有し、正極端子１６ａ１，１６ｂ１は正極線１６ｈを介して、負極端子１６ａ２，１６ｂ２は負極線１６ｉを介して接続される。尚、正極線１６ｈは、インダクタ１６ｄの後段で分岐して変圧器１６ｅに接続されると共に、変圧器１６ｅの後段で合流して正極端子１６ｂ１に接続される。以下、この分岐点を「第１共通端子」といい、符号１６ｋ１で示す一方、合流点を「第２共通端子」といい、符号１６ｋ２で示す。
　第１のコンデンサ１６ｃ１は正負極線１６ｈ，１６ｉの間に介挿され、燃料電池１４から出力される電流を平滑する。インダクタ１６ｄは、一端が低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１に、他端が第１共通端子１６ｋ１を介して変圧器１６ｅに接続されるように正極線１６ｈに設けられる。インダクタ１６ｄは、例えば１～ｎ倍（例として図２にｎ＝４のときのインダクタ１６ｄの電流波形を示す）の昇圧機能を有すると共に、後述する変圧器１６ｅのみでは電流が急峻に変化してしまうが、その変化率をインダクタ１６ｄのインダクタンス値に応じて任意に設定できる。
　図３は図１に示す変圧器１６ｅを模式的に示す説明図である。
　図１，３に示す如く、変圧器１６ｅは、コア１６ｅａと、コア１６ｅａに巻線方向が異なるように（逆巻き結線となるように）巻回された第１巻線１６ｅ１と第２巻線１６ｅ２を備える。
　コア１６ｅａは具体的にはＥＥコアなどの逆巻き結線を可能とするコアからなり、フェライトなどから製作される。第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２はコア１６ｅａを介して磁気的に結合されると共に、その巻数比は例えば１：１とされる。
　第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２は、一端１６ｅ１ａ，１６ｅ２ａにおいて第１共通端子１６ｋ１を介して低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１に接続される一方、他端１６ｅ１ｂ，１６ｅ２ｂにおいて第２共通端子（共通端子）１６ｋ２を介して高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１に接続される。
　また、変圧器１６ｅは結合度ｋを可能な限り１に近づけるように構成される。尚、図１において巻線付近に示されるドットは、電圧が誘起されたときの高電位側となる方を表す。変圧器１６ｅは、上記の如く構成することで、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２が通電されるとき、それぞれの巻線に発生する磁束が互いに打ち消し合う（相殺される）こととなるが、それについては後述する。
　第１のＩＧＢＴ１６ｆ１は、第１巻線１６ｅ１の他端１６ｅ１ｂと負極線１６ｉとの間に介挿されると共に、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２は、第２巻線１６ｅ２の他端１６ｅ２ｂと負極線１６ｉとの間に介挿される。詳しくは、ＩＧＢＴ１６ｆ１はコレクタ端子（以下「コレクタ」と略称）が第１巻線１６ｅ１の他端１６ｅ１ｂに接続される一方、エミッタ端子（以下「エミッタ」と略称）が負極線１６ｉに接続される。第２のＩＧＢＴ１６ｆ２はコレクタが第２巻線１６ｅ２の他端１６ｅ２ｂに、エミッタが負極線１６ｉに接続される。第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のゲート端子（以下「ゲート」と省略する）は共に、後述する電子制御ユニットに信号線を介して接続される。
　また、ダイオード１６ｇ１のアノード端子（以下「アノード」という）はＩＧＢＴ１６ｆ１のエミッタに、カソード端子（以下「カソード」という）はコレクタに接続される。ダイオード１６ｇ２のアノードはＩＧＢＴ１６ｆ２のエミッタに、カソードはコレクタに接続される。
　第３のＩＧＢＴ１６ｆ３は、エミッタが第１巻線１６ｅ１の他端１６ｅ１ｂに接続される一方、コレクタが第２共通端子１６ｋ２に接続される。また、第４のＩＧＢＴ１６ｆ４は、エミッタが第２巻線１６ｅ２の他端１６ｅ２ｂに接続され、コレクタが第２共通端子１６ｋ２に接続される。第３、第４のＩＧＢＴ１６ｆ３，１６ｆ４のゲートも電子制御ユニットに信号線を介して接続される。
　同様に、ダイオード１６ｇ３のアノードはＩＧＢＴ１６ｆ３のエミッタに、カソードはコレクタに接続されると共に、ダイオード１６ｇ４のアノードはＩＧＢＴ１６ｆ４のエミッタに、カソードはコレクタに接続される。
　第２のコンデンサ１６ｃ２は正負極線１６ｈ，１６ｉの間に介挿、正確には第２共通端子１６ｋ２と高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１を接続する正極線（図１において符号１６ｈ１で示す）と負極線１６ｉとの間に介挿され、変圧器１６ｅから出力される電力を平滑する。
　インバータ２０は３相ブリッジ回路（図示せず）から構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６で昇圧された直流を３相交流に変換して回転電機１２に供給すると共に、回転電機１２の回生動作によって発電された交流を直流に変換して図示しないバッテリに供給する。
　また、正極線１６ｈ１（正確には、第２共通端子１６ｋ２と、第２のコンデンサ１６ｃ２が接続される接続点１６ｌとの間の正極線）には、電流センサ（電流検出手段）２４が接続され、そこを流れる電流Ｉに比例する出力を生じる。この電流センサ２４は、電流Ｉの直流（ＤＣ）成分と交流（ＡＣ）成分を検出可能な電流センサである。
　電流センサ２４の出力は、車両１０に搭載される電子制御ユニット（Electronic Control Unit。以下「ＥＣＵ」という）３０に入力される。ＥＣＵ３０はＣＰＵやＲＯＭ，ＲＡＭなどを備えたマイクロ・コンピュータからなる。
　ＥＣＵ３０は、入力された電流センサ２４の出力に基づいて第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御する。詳しくは、電流センサ２４で検出された電流に基づいて第１巻線１６ｅ１と第２巻線１６ｅ２の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作を行う。
　先ず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作について図１，４を参照しつつ電流の流れを中心に説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６においては、燃料電池１４から低電圧側ポート１６ａを介して入力される直流電圧を、第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２を１８０度位相差でオン／オフさせることで昇圧させて高電圧側ポート１６ｂからインバータ２０へ出力する。
　具体的には、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１のゲートにＥＣＵ３０からオン信号が入力されると共に、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２のゲートにオフ信号が入力されると、図１に示す如く、変圧器１６ｅの第１巻線１６ｅ１には励磁電流Ｉ１が流れる。尚、第３、第４のＩＧＢＴ１６ｆ３，ＩＧＢＴ１６ｆ４は共にオフされているものとする。もしくは、第３のＩＧＢＴ１６ｆ３には第１のＩＧＢＴ１６ｆ１と逆のオン／オフ信号を、第４のＩＧＢＴ１６ｆ４には第２のＩＧＢＴ１６ｆ２と逆のオン／オフ信号を（デットタイムを設けて）与えるものとする。
　励磁電流Ｉ１は、低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第１巻線１６ｅ１およびＩＧＢＴ１６ｆ１を介して負極端子１６ａ２に流れる。励磁電流Ｉ１は、ＩＧＢＴ１６ｆ１がオンされる間、徐々に増加する一方、ＩＧＢＴ１６ｆ１がオフされると徐々に減少する。
　尚、ＩＧＢＴ１６ｆ１がオフされたときの励磁電流Ｉ１ａを二点鎖線の矢印で示す。この励磁電流Ｉ１ａは、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオフしている期間ではＩＧＢＴ１６ｆ１がオンされている間にインダクタ１６ｄに蓄積されたエネルギが放出されることによって流れる電流であると共に、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオンしている期間では図４に示す電流Ｉ３が流れることにより生じる磁化電流に応じて変圧器１６ｅを介して磁気的に伝達されたエネルギが放出されることによって流れる電流であり、第１巻線１６ｅ１からダイオード１６ｇ３、第２共通端子１６ｋ２を通って正極端子１６ｂ１に流れる。
　上記した励磁電流Ｉ１が第１巻線１６ｅ１に流れると、第２巻線１６ｅ２には相互誘導によって励起電流（誘起電流）Ｉ２（図１において一点鎖線の矢印で示す）が流れる。励起電流Ｉ２は正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第２巻線１６ｅ２、ダイオード１６ｇ４および第２共通端子１６ｋ２を介して正極端子１６ｂ１に流れる。このとき、励起電流Ｉ２によって第２のコンデンサ１６ｃ２が充電され、その結果、インダクタ１６ｄおよび変圧器１６ｅで昇圧させられた直流電圧が高電圧側ポート１６ｂから出力される。
　他方、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオフ、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされると、図４に示す如く、変圧器１６ｅの第２巻線１６ｅ２には励磁電流Ｉ３が流れる。即ち、励磁電流Ｉ３は、低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第２巻線１６ｅ２およびＩＧＢＴ１６ｆ２を通って負極端子１６ａ２に流れる。尚、第３、第４のＩＧＢＴ１６ｆ３，ＩＧＢＴ１６ｆ４はオフされたままとする。
　励磁電流Ｉ３は、励磁電流Ｉ１と同様、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされる間、徐々に増加する一方、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされると徐々に減少する。尚、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされたときの励磁電流Ｉ３ａを二点鎖線の矢印で示す。この励磁電流Ｉ３ａも、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされている間にインダクタ１６ｄに蓄積されたエネルギが放出されることによって流れる電流であり、第２巻線１６ｅ２からダイオード１６ｇ４、第２共通端子１６ｋ２を介して正極端子１６ｂ１に流れる。
　前記励磁電流Ｉ３が第２巻線１６ｅ２に流れると、第１巻線１６ｅ１には一点鎖線の矢印で示す励起電流（誘起電流）Ｉ４が流れる。励起電流Ｉ４は、正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第１巻線１６ｅ１、ダイオード１６ｇ３および第２共通端子１６ｋ２を介して正極端子１６ｂ１に流れる。このとき、励起電流Ｉ４によって第２のコンデンサ１６ｃ２が充電され、インダクタ１６ｄと変圧器１６ｅで昇圧させられた直流電圧が高電圧側ポート１６ｂからインバータ２０へ出力される。
　尚、以上から分かるように、電流センサ２４が配置される正極線１６ｈ１には、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１のみがオンされるときは第２巻線１６ｅ２と同じ励起電流Ｉ２が流れると共に、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２のみがオンされるときは第１巻線１６ｅ１と同じ励起電流Ｉ４が流れることとなる。
　上記したＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作においては、第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のオン／オフによって第１巻線１６ｅ１に励磁電流Ｉ１が流れるときは巻線方向が相違する第２巻線１６ｅ２にコア１６ｅａの磁化を相殺する（打ち消し合う）方向に励起電流Ｉ２が流れる一方、第２巻線１６ｅ２に励磁電流Ｉ３が流れるときは第１巻線１６ｅ１にコア１６ｅａの磁化を相殺する方向に励起電流Ｉ４が流れる。
　従って、変圧器１６ｅの第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２にそれぞれ発生する磁束の向きが反対になってコア１６ｅａで磁気相殺されるため、コア１６ｅａは磁気飽和し難い。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、磁気相殺型の変圧器１６ｅを備えるため、小さい巻線やコアであっても比較的大きい電力に対応でき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６全体の小型化が可能となる。
　ここで、この発明の課題について再度説明する。図９は、従来技術に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作において、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２に流れる巻線電流（正確には、巻線電流の直流成分）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６で理想的な動作が行われれば常に等しくなる。しかしながら、ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の性能バラツキや回路各部の寄生抵抗などに起因して巻線電流の間に電流差ΔＩが生じる。
　この電流差ΔＩと変圧器１６ｅのコア内に発生する磁束密度Ｂとの関係は次式で表される。
　　磁束密度Ｂ＝μＮΔＩ／ｌ　　・・・式（１）
式中のμはコア材料の透磁率、Ｎは巻線の巻数、ｌは磁路長である。
　式（１）から分かるように、電流差ΔＩが大きくなると、磁束密度Ｂもそれに比例して大きくなる。その結果、コア１６ｅａにおいては、磁束密度Ｂがコアの材料固有の最大飽和磁束密度Ｂｍａｘを超えないよう体積を大きくする必要が生じてしまうため、電流差ΔＩを可能な限り減少させるように各ＩＧＢＴの動作を制御することが望ましい。
　そこで、前述した特許文献１記載の技術にあっては、図１に想像線で示す如く、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の後段に電流センサＡ，Ｂを設けるように構成し、２個の電流センサＡ，Ｂで各巻線の電流を検出して電流差ΔＩを算出すると共に、算出された電流差ΔＩが０になるように各ＩＧＢＴの動作を制御している。
　ところで、電流センサには個体差があるため、図９に示すようなオフセットが存在し、またそのオフセット量も一様ではない。尚、図９においては、理解の便宜のため、オフセットが電流センサＡにのみ存在する場合を示す。また、第１巻線１６ｅ１の電流および電流センサＡの出力を実線で、第２巻線１６ｅ２の電流および電流センサＢの出力を破線で示す。
　従って、電流センサＡ，Ｂの出力から時刻ｔａのタイミングで各巻線の電流を検出し、検出された電流から電流差ΔＩを算出すると、各センサのオフセット量が相違する分だけ実際の電流差ΔＩａとの間に誤差が生じ、結果として各ＩＧＢＴの動作を適切に制御できないおそれがある。また、誤差がある場合、電流差ΔＩが０になるように各ＩＧＢＴの動作を制御したとしても、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留してしまう。そのため、残留した磁束によって変圧器が磁気飽和しないように体格を大きくする必要が生じるなどの不都合がある。
　この発明は、そのような不都合を解消し、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出して各ＩＧＢＴの動作を適切に制御することを課題とする。
　図５は本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置おいて検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図であり、図６はインダクタ１６ｄの昇圧率を２倍以上としたときの各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。図５，６においては、上から順に第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の巻線電流、電流センサ２４が取り付けられる正極線１６ｈ１の電流、第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のオン／オフ状態、電流センサ２４の出力（読み値。ＤＣ成分）を示す。
　図５に示す如く、時刻ｔ１からｔ３の間、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオン、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされると、前述した通り、正極線１６ｈ１には第２巻線１６ｅ２と同じ電流（励起電流）Ｉ２が流れる。従って、時刻ｔ１からｔ３の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ１からｔ３の中間にあたる時刻ｔ２）で正極線１６ｈ１の電流を電流センサ２４を用いて検出すれば、第２巻線１６ｅ２の電流Ｉ２を検出することができる。
　同様に、時刻ｔ４からｔ６に亘って第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオフ、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされる場合、正極線１６ｈ１には第１巻線１６ｅ１と同じ電流（励起電流）Ｉ４が流れる。従って、時刻ｔ４からｔ６の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ４からｔ６の中間にあたる時刻ｔ５）で正極線１６ｈ１の電流を検出すれば、第１巻線１６ｅ１の電流Ｉ４を検出できる。
　また、図６に示すように、インダクタ１６ｄが２倍以上の昇圧機能を有する場合であっても同じように、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオン、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされる時刻ｔ７からｔ９の間は、正極線１６ｈ１に第２巻線１６ｅ２と同じ電流Ｉ２が流れる。従って、時刻ｔ７からｔ９の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ７とｔ９の中間の時刻ｔ８）で正極線１６ｈ１の電流を検出すれば、第２巻線１６ｅ２の電流Ｉ２を検出できる。
　その後時刻ｔ１０からｔ１２に亘って第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオフ、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされると、正極線１６ｈ１には第１巻線１６ｅ１と同じ電流Ｉ４が流れる。従って、時刻ｔ１０からｔ１２の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ１０からｔ１２の中間にあたる時刻ｔ１１）で正極線１６ｈ１の電流を検出すれば、第１巻線１６ｅ１の電流Ｉ４を検出することができる。
　このように、正極線１６ｈ１の電流を１個の電流センサ２４を用いて適宜なタイミングで検出することで、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流を正確に検出することができる。また、上記の如くして得た第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流から電流差ΔＩを算出する場合であっても、１個の電流センサ２４を用いているため、全ての検出値に同じオフセットが生じることとなって、前述したようなオフセット量相違による誤差が生じることなく、実際の電流差ΔＩａと同じ差分（電流差ΔＩ）を得ることができる。
　そしてＥＣＵ３０は、算出された電流差ΔＩが０になるように第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作をデューティ制御する。
　このように、第１実施例にあっては、磁気相殺型の変圧器１６ｅの第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の後段の第２共通端子１６ｋ２と高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１とを接続する正極線１６ｈ１に流れる電流を検出する電流センサ２４を備えると共に、電流センサ２４によって検出された電流に基づいて第１、第２のＩＧＢＴ（スイッチング素子）１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成したので、変圧器１６ｅの体格を増大させることなく、各巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流（Ｉ２，Ｉ４）を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を適切に制御することができる。
　具体的には、前記した正極線１６ｈ１には各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のオン／オフに応じたタイミングで第１または第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２と同じ電流が流れる期間が存在するため、正極線１６ｈ１の電流を電流センサ２４を用いて適宜なタイミングで検出することで第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２に流れる電流を正確に検出でき、それによって各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を適切に制御することができる。また、複数個の電流センサを用いず、正極線１６ｈ１に１個の電流センサを設けて各巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流を検出するようにしたので、構成を簡素化できると共に、例えば第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流差ΔＩを算出する場合であっても、オフセット量の相違によって実際の電流差ΔＩａとの間に誤差が生じない、即ち、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器１６ｅに残留することはないため、変圧器１６ｅの体格を増大させる必要もなく、さらにはコスト的にも有利である。
　また、電流検出手段は、正極線１６ｈ１に流れる電流の直流（ＤＣ）成分を検出可能な電流センサ２４からなるように構成したので、検出した２つの電流値（第１、第２巻線の電流値）を足し合わせた値がＤＣ／ＤＣコンバータ１６の入力電流の値と等しくなるので、例えば電流フィードバック制御や入力過電流検出に使用される入力電流センサとして機能させることも可能となる。それにより、入力電流のみを検出するような電流センサを除去でき、よって回路の構成を簡素化できると共に、コストを抑えることができる。
　同様に、電流検出手段として電流の直流（ＤＣ）成分を検出可能な電流センサ２４からなるように構成したので、検出した２つの電流値の平均値がＤＣ／ＤＣコンバータ１６の出力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や出力過電流検出に使用される出力電流センサとして機能させることが可能となる。このように、１個の電流センサ２４でＤＣ／ＤＣコンバータ１６の入力、出力電流を検出することが可能となる。尚、電流センサ２４として電流の交流（ＡＣ）成分しか検出できない電流センサを用いた場合は、電流バランスをとる機能のみとなる。
　また、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流差ΔＩを算出し、算出された電流差ΔＩに基づいて第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成、より具体的には、算出された電流差ΔＩが０になるように第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成したので、電流差ΔＩに応じて変化する変圧器１６ｅのコア内の磁束密度Ｂをより確実に小さくできると共に、コア体積もより一層小さくすることができる。
　また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が燃料電池自動車１０に搭載されるように構成したので、燃料電池自動車１０において上記した効果を得ることができる。
　次いで、この発明の第２実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置について説明する。
　第１実施例との相違点に焦点をおいて説明すると、第２実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６がハイブリッド自動車（ＨＥＶ）に搭載されるようにした。
　図７は第２実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。
　図７に示すように、ハイブリッド自動車１００は、駆動源として回転電機１２に加えて内燃機関（以下「エンジン」という）１０２を備える。エンジン１０２は、ガソリン噴射式火花点火式で４気筒を備えると共に、駆動軸Ｓ１を介して回転電機１２に連結される。回転電機１２とエンジン１０２の出力は変速機１０４に入力される。変速機１０４はそれらの出力を変速し、車輪２２に伝達する。
　また、ハイブリッド自動車１００には、第１実施例の燃料電池１４に代えて、電池１０６が搭載される。電池１０６は、リチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）からなる。
　尚、残余の構成は第１実施例と同一であるので、説明を省略する。
　このように、第２実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６がハイブリッド自動車１００に搭載されるように構成したので、ハイブリッド自動車１００において第１実施例と同様な効果を得ることができる。
　次いで、この発明の第３実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置について説明する。
　第１実施例との相違点に焦点をおいて説明すると、第３実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が電気自動車（ＥＶ）に搭載されるようにした。
　図８は第３実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。
　図８に示すように、電気自動車２００には、第１実施例の燃料電池１４に代えて、電池２０２が搭載される。電池２０２は、第２実施例と同様、リチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）からなる。
　このように、第３実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が電気自動車２００に搭載されるように構成したので、電気自動車２００において、第１実施例と同様、変圧器１６ｅの体格を増大させることなく、各巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流を正確に検出できると共に、それに基づいて各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を適切に制御することができる。
　尚、残余の構成および効果は従前の実施例と同一であるので、説明を省略する。
　以上の如く、この発明の第１から第３実施例にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端１６ｅ１ａ，１６ｅ２ａにおいて低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１に接続される一方、他端１６ｅ１ｂ，１６ｅ２ｂにおいて共通端子（第２共通端子）１６ｋ２を介して高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１に接続される第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２を有する磁気相殺型の変圧器１６ｅと、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子１６ａ２と前記高電圧側ポートの負極端子１６ｂ２を接続する負極線１６ｉとの間に介挿される第１のスイッチング素子（第１のＩＧＢＴ）１６ｆ１と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子（第２のＩＧＢＴ）１６ｆ２とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線１６ｈ１に流れる電流を検出する電流検出手段（電流センサ２４）と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段（ＥＣＵ３０）とを備えるように構成した。
　また、前記電流検出手段は、前記正極線１６ｈ１に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサ２４からなるように構成した。
　また、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線１６ｅ１と前記第２巻線１６ｅ２の電流差ΔＩを算出し、前記算出された電流差ΔＩに基づいて前記第１、第２のスイッチング素子１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成した。
　また、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線１６ｅ１と前記第２巻線１６ｅ２の電流差ΔＩを算出し、前記算出された電流差ΔＩが０になるように前記第１、第２のスイッチング素子１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成した。
　また、第１実施例にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が燃料電池自動車１０に搭載されるように構成した。
　また、第２実施例にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ１６がハイブリッド自動車１００に搭載されるように構成した。
　また、第３実施例にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が電気自動車２００に搭載されるように構成した。
　尚、上記においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６において２相の変圧器１６ｅを用いるように構成したが、３相の変圧器であっても良い。
　また、変圧器１６ｅのコア１６ｅａをＥＥコアとしたが、ＥＩコアやＵＩコアなど他のコア方式であっても良く、要は逆巻き結線が可能で、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２から生じる磁束の方向が向き合ってコア内で互いを打ち消し合うことができればどのような構成でも良い。
　また、第２、第３実施例において、電池１０６，２０２の例としてリチウムイオン電池からなる二次電池を挙げたが、それに限られるものではなく、鉛電池やニッケル水素電池などでも良く、あるいはキャパシタなどの蓄電手段であっても良い。
　この発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、磁気相殺型の変圧器の第１、第２巻線の後段の共通端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段を備えると共に、電流検出手段によって検出された電流に基づいて、各巻線に接続された第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。
　１０　燃料電池自動車、１６ａ　低電圧側ポート、１６ａ１　（低電圧側ポートの）正極端子、１６ａ２　（低電圧側ポートの）負極端子、１６ｂ　高電圧側ポート、１６ｂ１　（高電圧側ポートの）正極端子、１６ｂ２　（高電圧側ポートの）負極端子、１６ｅ　変圧器、１６ｅ１　第１巻線、１６ｅ２　第２巻線、１６ｅ１ａ，１６ｅ２ａ　（第１、第２巻線の）一端、１６ｅ１ｂ，１６ｅ２ｂ　（第１、第２巻線の）他端、１６ｆ１　第１のＩＧＢＴ（第１のスイッチング素子）、１６ｆ２　第２のＩＧＢＴ（第２のスイッチング素子）、１６ｈ１　正極線、１６ｉ　負極線、１６ｋ２　第２共通端子（共通端子）、２４　電流センサ（電流検出手段）、３０　ＥＣＵ（電子制御ユニット）、１００　ハイブリッド自動車、２００　電気自動車

Claims (7)

  1. 　巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第１のスイッチング素子と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
  2. 　前記電流検出手段は、前記正極線に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサからなることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
  3. 　前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御することを特徴とする請求項１または２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
  4. 　前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差が０になるように前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御することを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
  5. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータが燃料電池自動車に搭載されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
  6. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータがハイブリッド自動車に搭載されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
  7. 　前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電気自動車に搭載されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
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