JP2008043104A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】変圧器の１次線と２次巻線に流れる電流の不要な不連続部分を抑制することで、磁気飽和の発生をなくし、変圧器の振動音の発生を防止できるＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置を提供する。
【解決手段】この位相制御装置は、昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に適用される。ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２が逆巻き結線に接続されて成る変圧器Ｔ１と、１次巻線の通電を制御するスイッチ素子ＳＷ１と、２次巻線の通電を制御するスイッチ素子ＳＷ２を有する。位相制御装置は、電流検出部３１，３２と、スイッチ素子のオン切換時の電流リップル量を判定する判定部４３と、この判定部で判定された電流リップル量に基づき、電流リップル量が０になるようにスイッチ素子のオン時間に係る位相を調整する位相調整部４４を有する。
【選択図】図２

Description

本発明はＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラムに関し、特に、電気自動車等の電源部での使用に好適なＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラムに関する。

従来、様々な昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている（特許文献１、特許文献２等）。さらに最近では、特許文献３で提案される昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータも存在する（特許文献３の例えば図２）。

特許文献３の図２に示されたＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２が１つのコアに巻回されている。２つの巻線は逆巻き結線の構造で接続されている。

特許文献３に記載されたＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成と動作を図１３と図１４を参照して説明する。

上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力側平滑コンデンサＣ１と、インダクタＬ０と、１次巻線Ｌ１と、２次巻線Ｌ２と、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４、出力側平滑コンデンサＣ２から構成される。

入力側平滑コンデンサＣ１は共通基準端子１１と入力端子１２との間に接続され、出力側平滑コンデンサＣ２は共通基準端子１１と出力端子１３との間に接続されている。

上記の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２は変圧器（トランス）Ｔ１を形成している。すなわち、変圧器Ｔ１はコア（フェライトコア、鉄心等）Ｆ１と１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２とによって構成されている。１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２は逆巻き結線による接続関係で接続されている。１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の巻数比は好ましくは１：１である。

上記４つのスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、例えば大電流および高耐圧が可能なＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Mode Transistor）が用いられる。スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４はコレクタ、エミッタ、ゲートの端子を有する。またスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４のコレクタ・エミッタ間にはエミッタからコレクタに向かって順方向のダイオードＤ３が並列に設けられている。

入力端子１２すなわち入力側平滑コンデンサＣ１の上端子にはインダクタＬ０の一端が接続され、インダクタＬ０の他端には変圧器Ｔ１における１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の共通端子ｃが接続される。インダクタＬ０の当該他端と出力端子１３との間には並列Ｔ型回路が設けられる。この並列Ｔ型回路は、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１とスイッチ素子ＳＷ１とスイッチ素子ＳＷ３とから成る第１のＴ型回路と、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２とスイッチ素子ＳＷ２とスイッチ素子ＳＷ４とから成る第２のＴ型回路とによって形成される。

上記第１のＴ型回路で、１次巻線Ｌ１の端子ａと共通基準端子１１との間にはスイッチ素子ＳＷ１のコレクタ・エミッタ間が接続され、同端子ａと出力端子１３との間にはスイッチ素子ＳＷ３のコレクタ・エミッタ間が接続される。また第２のＴ型回路で、２次巻線Ｌ２の端子ｂと共通基準端子１１との間にはスイッチ素子ＳＷ２のコレクタ・エミッタ間が接続され、同端子ｂと出力端子１３との間にはスイッチ素子ＳＷ４のコレクタ・エミッタ間が接続される。２つのスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のゲートＧ１，Ｇ２には制御装置（図示せず）から各スイッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２が与えられる。他の２つのスイッチ素子ＳＷ３，ＳＷ４の各ゲートにも制御装置（図示せず）からオン・オフ動作を制御するためのゲート信号が与えらる。ただし図１３に示した回路例では２つのスイッチ素子ＳＷ３，ＳＷ４はオフ状態に保持されている。このとき、端子ａまたは端子ｂから出力端子１３に電流が流れる時にはスイッチ素子ＳＷ３，ＳＷ４のダイオードＤ３を経由して電流が流れる。

図１４には、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２に基づくスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフ動作の状態と、その結果１次巻線Ｌ１に流れる電流（励磁電流および励起（誘起）電流）Ｉ１および２次巻線Ｌ２に流れる電流（励磁電流および励起（誘起）電流）Ｉ２の各波形とが示され、さらに最上段に１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２のそれぞれに流れるべき理想的な電流（励磁電流および励起（誘起）電流）の波形Ｉ３とが示されている。

スイッチ素子ＳＷ１がオン（ＯＮ）したときに１次巻線Ｌ１で励磁電流Ｉ１が流れる。なお１次巻線Ｌ１の励磁電流Ｉ１に感応して２次巻線Ｌ２で励起電流Ｉ２が流れる。またスイッチ素子ＳＷ２がオン（ＯＮ）したときに２次巻線Ｌ２で励磁電流Ｉ２が流れる。なお２次巻線Ｌ２の励磁電流Ｉ２に感応して１次巻線Ｌ１で励起電流Ｉ１が流れる。
２つのスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２をスイッチング動作させるに当たり、２相のゲート信号に基づく各スイッチ素子のスイッチング動作を行うタイミングは同じタイミングであり、図１４に示すごとく、単位波形に対応する部分の時間間隔（ＡとＢ）は同一であり、さらにスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン時間（ＣとＤ）も同一である。
特開２００３−１１１３９０号公報 特開２００３−２１６２５５号公報 特開２００６−１４９０５４号公報

上記のＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１と２次巻線Ｌ２に流れる電流Ｉ２は、相互の通電切換時に、理想的な電流波形Ｉ３では領域１５に示すごとく連続しているが、実際には、インダクタンスの違いやスイッチ素子のオン・オフ特性の違いに依存して電流差が生じ、不連続な変化部分（段差部分）の領域１６が発生する。図１５に、電流Ｉ３の連続的部分の領域１５と、電流Ｉ１，Ｉ２の不連続な変化部分の領域１６を拡大して示す。

上記のように電流Ｉ１，Ｉ２に領域１６で不連続な変化部分すなわち段差部分１６ａが生じると、変圧器Ｔ１における電流リップルが大きくなり、場合によって理想波の５倍以上になる。電流Ｉ１，Ｉ２で電流リップルが増大すると、変圧器Ｔ１の鉄損が増加し、このため変圧器Ｔ１で温度上昇や効率低下が発生する。場合によっては、変圧器Ｔ１において磁気飽和してしまう。さらに電流Ｉ１，Ｉ２での不連続な変化部分１６ａでは、鋭い波形の高調波成分が乗るので、変圧器Ｔ１の振動音の発生原因にもなる。加えて、上記電流リップルの増加は、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２に流れる電流にも影響を与えるので、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のダイオードＤ３におけるピーク電流の増加になり、定格（耐電流）を上げるためにこれらのスイッチ素子等の容量を高めることが必要になる。

本発明の目的は、上記の課題に鑑み、変圧器の１次巻線と２次巻線に流れる電流の不要な不連続部分を抑制することで、上記の不具合を回避することのできるＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラムを提供することにある。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置および位相制御用プログラムは、上記目的を達成するために、次のように構成される。

第１のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置（請求項１に対応）は、低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用される位相制御装置である。当該ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線と２次巻線が逆巻き結線に接続され、低電圧側ポートの正極端子に１次巻線と２次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、共通基準端子へ流れる１次巻線の通電を制御する第１スイッチ手段と、共通基準端子へ流れる２次巻線の通電を制御する第２スイッチ手段とを有している。さらに位相制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの１次巻線と２次巻線のうち少なくとも一方に流れる電流を検出する電流検出部と、この電流検出部で検出された電流信号に基づき、第１スイッチ手段または第２スイッチ手段のオン切換時の電流リップル量を判定する判定部と、この判定部で判定された電流リップル量に基づき、電流リップル量が０になるように第１スイッチ手段と第２スイッチ手段のオン時間に係る位相を調整する位相調整部と、を有している。上記の構成では、上記回路構成を有するＤＣ／ＤＣコンバータに対して、１次巻線と２次巻線の各々で流れる電流のリップル量の発生状態を検出し、当該電流リップル量が０になるように位相調整部により第１スイッチ手段と第２スイッチ手段のオン時間に係る位相を調整し、これにより電流リップル量を低減することが可能となる。

本発明によれば、変圧器の１次巻線と２次巻線に流れる電流の不連続部分の発生を抑制することができ、これにより、電流リップルを著しく低減することができ、変圧器の温度上昇や効率低下を改善することができ、さらに変圧器の振動音を低減し、スイッチ素子等の回路要素の容量増をなくすことができる。

以下に、本発明の好適な実施形態（実施例）を添付図面に基づいて説明する。

図１〜図４を参照して本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置の実施形態を説明する。図１はＤＣ／ＤＣコンバータとこれに付加された位相制御装置の回路構成を示し、図２は制御装置の内部構成を示し、図３はＤＣ／ＤＣコンバータに昇圧動作を行わせる場合のゲート信号の波形を示し、図４はＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための第１の昇圧動作例を示す。

図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、代表的には電気自動車の電気システムにおいて昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ（電力変換装置）として用いることができる。本発明の要部は、図１に示したような制御装置３０によってスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を適宜に制御して回路のリップル電流を抑制させる点にある。図１に示した本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、図１３に示した従来例のＤＣ／ＤＣコンバータと基本的構成は実質的に同じである。

図１でＤＣ／ＤＣコンバータ１０は２ポート回路（四端子回路）として示されている。図１の左側ポートが低電圧側の入力ポート、右側ポートが高電圧側の出力ポートとなる。

ここで、再度、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の構成を概略的に説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力側平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ０、変圧器（トランス）Ｔ１、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、出力側平滑コンデンサＣ２を備える。なおインダクタＬ０は省略することもできる。

入力側平滑コンデンサＣ１は共通基準端子（アース端子）１１と入力端子１２との間に接続され、出力側平滑コンデンサＣ２は共通基準端子１１と出力端子１３との間に接続されている。変圧器Ｔ１はコアＦ１と１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２とによって構成される。１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２は逆巻き結線による接続関係で接続されている。１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の巻数比は好ましくは１：１である。

上記のＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、変圧器Ｔ１のコアＦ１に巻かれた１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２は、それぞれが発生する磁束が互いに打ち消し合う磁気相殺の関係になるように構成されている。この磁気相殺の構成によって変圧器Ｔ１のコアＦ１は磁気飽和の状態になりにくく、このためコアＦ１にギャップを設ける必要もなく小型のコアを用いることができる。結果としてＤＣ／ＤＣコンバータ１０では、変圧器Ｔ１を小型化し軽量化することができる。またインダクタＬ０は、高い昇圧機能よりもむしろ１〜２倍の間の必要な昇圧を得ることを可能にし、連続可変性の機能を実現するために設けられている。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、変圧器Ｔ１がなくインダクタＬ０のみで昇圧させるようにした回路構成に比較して、インダクタＬ０に小型のインダクタを用いることができる。

上記２つのスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２はコレクタ、エミッタ、ゲートの端子を有し、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のコレクタ・エミッタ間にはエミッタからコレクタに向かって順方向のダイオードＤ３が並列に設けられている。

入力端子１２すなわち入力側平滑コンデンサＣ１の上端子にはインダクタＬ０の一端が接続され、インダクタＬ０の他端には変圧器Ｔ１における１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の共通端子ｃが接続される。インダクタＬ０の当該他端と出力端子１３との間には並列Ｔ型回路が設けられる。この並列Ｔ型回路は、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１とスイッチ素子ＳＷ１とダイオードＤ１とから成る第１のＴ型回路と、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２とスイッチ素子ＳＷ２とダイオードＤ２とから成る第２のＴ型回路とによって形成される。第１のＴ型回路で、１次巻線Ｌ１の端子ａと共通基準端子１１との間にはスイッチ素子ＳＷ１のコレクタ・エミッタ間が接続され、同端子ａと出力端子１３との間にはダイオードＤ１が接続される。また第２のＴ型回路で、２次巻線Ｌ２の端子ｂと共通基準端子１１との間にはスイッチ素子ＳＷ２のコレクタ・エミッタ間が接続され、同端子ｂと出力端子１３との間にはダイオードＤ２が接続される。２つのスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のゲートＧ１，Ｇ２には後述の制御装置３０から各スイッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２が与えられる。

共通基準端子１１と入力端子１２には電源２１が接続され、また共通基準端子１１と出力端子１３には負荷２２が接続される。

上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に対して出力電流の位相制御を行うための制御装置３０が設けられる。制御装置３０は２つのスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２に対してゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２を与えている。これらのゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２によって変圧器Ｔ１からの出力電流の位相制御が行われる。本発明を例えば電気自動車の電気システムに適用する場合、図１の制御装置３０はＥＣＵ内に組み込むことでができる。制御装置３０は、電気システムに含まれる各機器から状態検出信号を入力する共に、当該各機器に対して制御信号を出力する。例えば、制御装置３０は、メインバッテリからバッテリ情報（電圧、電流、温度等）に係る信号を受けると共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０等に対して制御信号（ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２）を供給する。

図１において、さらに、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２のそれぞれには電流検出部３１，３２が付設される。電流検出部３１は１次巻線Ｌ１とダイオードＤ１の間に付設され、電流検出部３２は２次巻線Ｌ２とダイオードＤ２の間に付設される。電流検出部３１，３２の検出信号ＳＧ３，ＳＧ４は、制御装置３０に入力され、さらに電流波形表示装置３３にも供給される。なお、電流波形表示装置３３については、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２の入力および表示が可能になっている。

制御装置３０の構成を図２に示す。制御装置３０は、コンピュータで構成され、各機能部はソフトウェア処理で実現される。ただし、図２の制御装置３０内に示す各機能部の一部または全部をハードウェアで構成してもよい。制御装置３０は、電流検出部３１，３２からの各検出信号（アナログ信号）ＳＧ３，ＳＧ４を入力する入力部４１を有する。入力部４１に入力された各検出信号ＳＧ３，ＳＧ４は、電流調整され、さらにＡ／Ｄ変換されて、ディジタル信号としてリップル量算出部４２に入力される。リップル量算出部４２は、電流検出部３１，３２で検出された各検出信号ＳＧ３，ＳＧ４において不連続に変化する部分（段差部分）の変化量すなわち電流リップル量を算出する。リップル量算出部４２から出力される電流リップル量に係る信号は、リップル量判定部４３に入力される。リップル量判定部４３は、スイッチ素子ＳＷ１またはスイッチ素子ＳＷ２のオン切換時に発生している電流リップル量のレベルを例えばランク分け等して判定する。リップル量判定部４３から出力される判定結果に係る信号は位相調整部４４に入力される。位相調整部４４は、リップル量判定部４３で判定された結果に基づき、リップル量算出部４２から出力される電流リップル量が０になるようにスイッチ素子ＳＷ１やスイッチ素子ＳＷ２のオン時間を制御する等して１次巻線Ｌ１および２次巻線Ｌ２のそれぞれに流れる電流Ｉ１１，Ｉ２１の位相を調整する。位相調整部４４によるスイッチ素子ＳＷ１とスイッチ素子ＳＷ２のオン・オフ動作に係る調整は、それぞれのゲートＧ１，Ｇ２に供給されるゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２の信号波形（すなわちスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフタイミング）を適宜調整することにより行われる。位相調整の内容については代表的な調整例が以下に説明される。

上記の構成において、制御装置３０には２つの電流検出部３１，３２からの検出信号ＳＧ３，ＳＧ４を入力するようにしたが、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２のいずれか一方に電流検出部を付設し、１つの電流検出部から制御装置３０に検出信号を入力させるようにしてもよい。

次に、図３〜図７を参照して、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の回路全体の動作を説明する。このＤＣ／ＤＣコンバータ１０は昇圧型の電力変換装置である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０が昇圧動作を行うにあたり、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の各ゲートに図３に示すゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２を与え、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２をオン・オフ動作させる。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０では、図４に示すごとく直流電圧Ｖ１が入力電圧となる。昇圧動作は、左側の入力端子１２に入力された直流電圧Ｖ１が変換され、右側の出力端子１３からＶ１以上の電圧値の直流電圧Ｖ２が出力される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において昇圧動作は、左側の低電圧側から右側の高電圧側に向かって行われる。

上記のゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２の信号波形図を図３に示す。ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２は同じ周期（ｔ１）および同じデューティ（DUTY：ｔ２）のパルス波形の信号であり、かつスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が同時にオンにならないように位相はずらして設定されている。ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２によってスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２は交互にオン・オフ動作を繰り返す。スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン動作時間を決めるデューティ（ｔ２）は、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が、同時にオンになるのを避けるため、５０％未満で任意に変化させることが可能である。これにより、出力電圧Ｖ２は入力電圧Ｖ１の１〜２倍の範囲で所望の電圧に昇圧される。

図４〜図７を参照して昇圧動作を説明する。図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０でスイッチ素子ＳＷ１のみをオンして変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。また図６はＤＣ／ＤＣコンバータ１０でスイッチ素子ＳＷ２のみをオンして変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。

図４に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、スイッチ素子ＳＷ１のゲートにはスイッチ素子ＳＷ１をオン・オフさせるゲート信号ＳＧ１が供給される。図５に示すごとくゲート信号ＳＧ１がオン（ＯＮ）であるとき、スイッチ素子ＳＷ１はオン動作する。入力端子１２には直流電圧Ｖ１が入力されているので、スイッチ素子ＳＷ１がオン動作すると、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１には励磁電流Ｉ１が流れる。この励磁電流Ｉ１は、入力端子１２、インダクタＬ０、１次巻線Ｌ１、スイッチ素子ＳＷ１のルートを流れる。ゲート信号ＳＧ１がオンである間、励磁電流Ｉ１は次第に増加する。そして、ゲート信号ＳＧ１がオフ（ＯＦＦ）になると、励磁電流Ｉ１は減少し、最後にゼロになる。図５に示した励磁電流Ｉ１における破線部分Ｉ１−１は、ゲート信号ＳＧ１がオン時にインダクタＬ０で蓄積されたエネルギが放出された結果流れる電流部分である。破線部分Ｉ１−１の励磁電流は、インダクタＬ０のインダクタンスが大きいほど、時間をかけて減少する。この励磁電流Ｉ１−１は、１次巻線Ｌ１、ダイオードＤ１を通って出力端子１３へ流れる。

変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１に上記のごとき励磁電流Ｉ１が流れると、２次巻線Ｌ２に相互誘導作用に基づき励起電流（誘起電流）Ｉ２が生じる。励起電流I２はダイオードＤ２を経由して出力端子１３へ流れる。２次巻線Ｌ２の励起電流Ｉ２は、図５に示すごとく励磁電流Ｉ１と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流Ｉ２によって平滑コンデンサＣ２は充電され、その結果、出力端子１３には直流電圧Ｖ２が出力される。

次に図６の動作例を説明する。図６示したＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、スイッチ素子ＳＷ２のゲートにはスイッチ素子ＳＷ２をオン・オフさせるゲート信号ＳＧ２が供給される。図７に示すごとくゲート信号ＳＧ２がオン（ＯＮ）であるとき、スイッチ素子ＳＷ２はオン動作する。入力端子１２には直流電圧Ｖ１が入力されており、スイッチ素子ＳＷ２がオン動作すると、変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２には励磁電流Ｉ３が流れる。この励磁電流Ｉ３は、入力端子１２、インダクタＬ０、２次巻線Ｌ２、スイッチ素子ＳＷ２のルートを流れる。ゲート信号ＳＧ２がオンである間、励磁電流Ｉ３は次第に増加する。そして、ゲート信号ＳＧ２がオフ（ＯＦＦ）になると、励磁電流Ｉ３は減少し、最後にゼロになる。図７に示した励磁電流Ｉ３における破線部分Ｉ３−１は、ゲート信号ＳＧ２のオン時にインダクタＬ０で蓄積されたエネルギが放出された結果流れる電流部分である。破線部分Ｉ３−１の励磁電流は、インダクタＬ０のインダクタンスが大きいほど、時間をかけて減少する。この励磁電流Ｉ３−１は、２次巻線Ｌ２、ダイオードＤ２を通って出力端子１３へ流れる。

変圧器Ｔ１の２次巻線Ｌ２に上記のごとき励磁電流Ｉ３が流れると、１次巻線Ｌ１に相互誘導作用に基づき励起電流（誘起電流）Ｉ４が流れる。励起電流I４はダイオードＤ１を経由して出力端子１３へ流れる。１次巻線Ｌ１の励起電流Ｉ４は、図７に示すごとく励磁電流Ｉ３と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流Ｉ４によって平滑コンデンサＣ２は充電され、その結果、出力端子１３には直流電圧Ｖ２が出力される。

以上のごとく、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の昇圧動作によれば、磁気相殺型の回路構成部（Ｌ１，Ｌ２，Ｆ１）を有するため、第１に、スイッチ素子ＳＷ１がオンしかつスイッチ素子ＳＷ２がオフすると、１次巻線Ｌ１に励磁電流が流れ、同時に２次巻線Ｌ２にもコアＦ１の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この２次巻線Ｌ２を通して電流が出力端子１３側に供給される。第２に、スイッチ素子ＳＷ２がオンしかつスイッチ素子ＳＷ１がオフすると、２次巻線Ｌ２に励磁電流が流れ、同時に１次巻線Ｌ１にもコアＦ１の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この１次巻線Ｌ１を通して電流が出力端子１３側に供給される。この際、変圧器Ｔ１の１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２のそれぞれの磁束の向きが反対になり、コアＦ１において磁気相殺され、コアＦ１が磁気飽和しにくくなる。従って、従来に比較し小さい巻線（コイル）やコアであってもより大きな電力を扱うことができる。すなわち昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の小型化を達成することができる。

またＤＣ／ＤＣコンバータ１０では、入力端子１２と共通端子ｃとの間にインダクタＬ０を追加したので、スイッチングデューティーを変えることで、インダクタＬ０の機能に基づき変圧器Ｔ１への入力電圧が連続的に変化する。この結果、入力電圧Ｖ１を所望の出力電圧Ｖ２に昇圧させることができる。例えばスイッチングデューティー（ｔ２）を５０％以下の範囲で可変させることで、入力電圧Ｖ１を１〜２倍の範囲で所望の値に昇圧することができる。

次に、図８〜図１１を参照して、制御装置３０に設けられた位相調整部４４による位相調整の実施例を説明する。

まず位相調整の第１の実施例を説明する。図８では、ゲート信号ＳＧ１に基づくスイッチ素子ＳＷ１のオン・オフ動作の状態と、ゲート信号ＳＧ２に基づくスイッチ素子ＳＷ２のオン・オフ動作の状態と、その結果、１次巻線Ｌ１に流れる電流Ｉ１１および２次巻線Ｌ２に流れる電流Ｉ２１の各波形とが示されている。なお、図８は本発明の要部を説明するために、波形図は模式的に示している。

図８に示された時間（期間）Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅの各々について、「Ｃ」はスイッチ素子ＳＷ１のオン時間を示し、「Ｄ」はスイッチ素子ＳＷ２のオン時間を示し、「Ａ」はスイッチ素子ＳＷ１のオン時間の立ち上がり（前縁）からスイッチ素子ＳＷ２のオン時間の立ち上がり（前縁）までの時間を示し、「Ｂ」はスイッチ素子ＳＷ２のオン時間の立ち上がり（前縁）からスイッチ素子ＳＷ１のオン時間の立ち上がり（前縁）までの時間を示し、「Ｅ」はスイッチング周期を示している。ＡとＢは２相の時間を示しており、制御装置３０が位相調整機能を発揮していない場合は、通常Ａ＝Ｂ、Ｃ＝Ｄであり、さらにＡ＋Ｂ＝Ｅである。

１次巻線Ｌ１を流れる上記の電流Ｉ１１については、時間Ａで流れる前述の励磁電流Ｉ１と、時間Ｂで流れる前述の励起電流（誘起電流）Ｉ４とから成る。電流Ｉ１１において、時間Ａ，Ｂのそれぞれに対応して励磁電流Ｉ１と励起電流Ｉ４は交互に流れる。また２次巻線Ｌ２を流れる上記の電流Ｉ２１については、時間Ａで流れる前述の励起電流（誘起電流）Ｉ２と、時間Ｂで流れる前述の励磁電流Ｉ３とから成る。電流Ｉ２１において、時間Ａ，Ｂに対応して励起電流Ｉ２と励磁電流Ｉ３は交互に流れる。

図８に示した電流Ｉ１１，Ｉ２１の波形では、位相の調整が行われる前と後の段階が示されている。図８で、点線は位相調整がされる前の電流Ｉ１１，Ｉ２１を示し、実線は位相調整が行われた後の電流Ｉ１１，Ｉ２１を示している。図８は、スイッチ素子ＳＷ２がオンされる瞬間に電流Ｉ１１，Ｉ２１の不連続部分１６が生じている例およびその不連続部分１６が解消されている例を示している。

図８に示すごとく電流Ｉ１１，Ｉ２１で電流の不連続部分１６すなわち電流リップルが生じている場合において、当該電流リップルが０または現状よりも少なくなるようにスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフ駆動の制御が制御装置３０における位相調整によって行われる。

第１の実施例に係る位相調整では、上記の時間Ａ，Ｅ，Ｄを一定に保持したまま時間Ａ中に占める時間Ｃの相対的比率を増加させるようにする。第１の実施例に係る位相調整の状態を図９に示す。図９において、時間Ａにおけるスイッチ素子ＳＷ１のオン時間Ｃを変化させることにより、すなわち時間Ａにおける波形５１（時間Ｃに対応）のデューティーを変化させることにより位相調整を行う。

より具体的には、図９に示すように、スイッチ素子ＳＷ１のオン時間ＣをＣ’（＞Ｃ）まで長くすることにより、スイッチング波形５１を５１’に変化させる。これに伴って、励起電流Ｉ２の値がさらに大きくなっていく。すなわち、図９に示す符号５２の波形に変化する。電流検出部３１，３２での電流値を見ながら、図８の期間Ｃを適宜に調整していくことで、スイッチ素子ＳＷ２のオン時間Ｄの前縁における電流Ｉ２と電流Ｉ３の不連続性が解消されていくことになる。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電流の直流成分は一定であるため、電流Ｉ２１の直流電流分の平均値が大きくなる場合には、電流Ｉ１１の直流電流分の平均値は小さくなる。すなわち、図８に示す斜線部分の面積は、電流Ｉ１１と電流Ｉ１２とでは同一である。このため、電流Ｉ２１の不連続部分１６が解消されるような位相制御が行われた場合、同時に電流Ｉ１１の不連続部分１６も解消されていく。不連続部分１６が解消されて安定状態になった様子を図８の実線で示している。

なお電流Ｉ２１の不連続部分１６を解消するような期間Ｃの制御をする代わりに、電流Ｉ１１の不連続部分１６が解消するような期間Ｃの制御をする場合も、上述と同一の作用および効果を得ることができる。

このように、第１の実施例に係る位相調整によれば、時間Ａ，Ｅ，Ｄを固定した状態において、スイッチ素子ＳＷ１におけるゲート信号ＳＧ１を調整してオン時間Ｃの長さを変化させることにより、電流Ｉ１１，Ｉ２１における電流リップルが最小（好ましくは０）になるように制御を行う。

次に、位相調整の他の実施例を説明する。位相調整の他の実施例では、上記の時間Ａ，Ｅを一定に保持することに固執せず、時間Ａ中に占める時間Ｃの相対的比率を増加させるようにする。他の実施例の位相調整の場合には、（ａ）時間Ｃを増加させて（Ａ−Ｃ）期間をそのままにする方法（第２の実施例）、（ｂ）時間Ａ中でＣでない時間（Ａ−Ｃ）を減少させる方法（第３の実施例）、（ｃ）上記の（ａ）と（ｂ）の方法を組み合わせる方法（第４の実施例）、とがある。上記において方法（ａ）の場合には例えば時間Ａが時間Ｂよりも大きくなり、方法（ｂ）の場合には時間Ａが時間Ｂよりも相対的に小さくなる。

図１０に位相調整の上記第２の実施例を示す。第２の実施例では、時間Ｃが時間Ｃ’となり、時間Ａが時間Ａ’となり、時間Ｅが時間Ｅ’となるように電流Ｉ２１の位相の調整が行われている。時間Ａ，Ｃ，Ｅの変化分は等しい。これにより、励起電流Ｉ２を存続時間を長くして次の励磁電流Ｉ３につなげ、電流Ｉ２１における不連続部分（段差部分）１６をなくす。こうして電流Ｉ２１における電流リップル（１６）が最小になるように制御を行う。このことは、電流Ｉ１１においても上述の理由によって同様に生じ、電流Ｉ１１における不連続部分（段差部分）１６がなくなる。

このように、第２の実施例に係る位相調整によれば、時間Ｂ，Ｄを固定した状態において、スイッチ素子ＳＷ１におけるゲート信号ＳＧ１等を調整してオン時間Ｃの長さ、および時間Ａ，Ｅを変化させることにより、電流Ｉ１１，Ｉ２１における電流リップルが最小（好ましくは０）になるように制御を行う。

なお図９と図１０の例では、スイッチ素子ＳＷ２のオンへの切替時に不要な電流不連続部分が生じた場合の説明であったが、スイッチ素子ＳＷ１のオンへの切替時に不要な電流不連続部分が生じる場合には、これと逆の時間Ｃなどの変化制御が行われる。この場合にも、位相制御に関する上記の第１から第４の実施例のそれぞれに相当する第５から第８の実施例が想定される。さらに、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン時に共に不要な電流不連続部分が生じる場合には、上記の第１から第４の実施例と第５から第８の実施例のいずれかの１つまたは組み合せて位相制御が行われるようにしてもよい。

また図１で説明した電流波形表示装置３３には、上記の２つの電流Ｉ１１，Ｉ２１等の波形を表示させる。これにより、本発明による位相制御機能を発揮されている状態と発揮されていない状態を比較することができる。また電流波形表示装置３３で表示される電流波形を見ながら手動でスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフ動作を微調整して、電流Ｉ１１，Ｉ２１のリップル電流を抑制するようにしてもよい。

次に、図１１と図１２に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０において、制御装置３０による位相制御（位相補正）を行わない場合のゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２と電流Ｉ１１，Ｉ１２の波形パターン（図１１）と、制御装置３０による位相制御（位相補正）を行う場合のゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２と電流Ｉ１１，Ｉ１２の波形パターン（図１２）とを示す。これらの波形パターンは実測値であり、スイッチング周期は５５μ秒である。図１１と図１２に示した実測の波形パターンは、前述した第１の実施例に係る位相制御の具体的な適用例である。上記の各信号の波形パターンは上記電流波形表示装置３３に表示される。

図１１では、ゲート信号ＳＧ１において時間ｔ１，ｔ２が同じであり、位相制御が行われていない。その結果、電流Ｉ１１，Ｉ１２では前述の電流の顕著な不連続部分（段差部分）１６が発生している。これに対して、図１２では、ゲート信号ＳＧ１において時間ｔ３が少し狭くなり（例えば３μ秒程度）、時間ｔ４が少し広くなっている（例えば３μ秒程度）。この結果、電流Ｉ１１，Ｉ１２において領域６１に示すように電流の不連続部分（段差部分）すなわち電流リップルはほとんどなくなっている。以上のごとく、ゲート信号ＳＧ１，ＳＧ２に基づくスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２における動作での２相の間隔をずらすことにより、変圧器Ｔ１における１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２の電流波形は不連続部分の生じないものになり、電流リップルを抑制することができる。

以上の実施形態で説明された構成、形状、大きさおよび配置関係については本発明が理解・実施できる程度に概略的に示したものにすぎず、また数値および各構成の組成（材質）については例示にすぎない。従って本発明は、説明された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ内の変圧器に流れる電流のリップルを抑制し、変圧器の温度上昇や効率低下を改善し、さらに変圧器の振動音を低減し、スイッチ素子等の回路要素の容量増をなくすことに利用される。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置の実施形態を示す電気回路図である。 本実施形態に係る制御装置の位相制御に関係する内部構成を示すブロック図である。 本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータに昇圧動作を行わせる場合のゲート信号ＳＧ１，ＳＧ３の波形図である。 本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための第１の昇圧動作例を示す図である。 本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの第１の昇圧動作例における波形図である。 本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための第２の昇圧動作例を示す図である。 本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの第２の昇圧動作例における波形図である。 本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための回路各部の波形図である。 位相制御方法の第１の実施例を説明するための図である。 位相制御方法の第２の実施例を説明するための図である。 位相制御を行わない場合のＤＣ／ＤＣコンバータの回路各部の代表的な電圧変化を示す波形図である。 本発明に係る位相制御を行った場合のＤＣ／ＤＣコンバータの回路各部の代表的な電圧変化を示す波形図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータを示す電気回路図である。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための回路各部の波形図である。 電流における連続部分（Ａ）と不連続部分（段差部分）（Ｂ）を拡大して示した図である。

符号の説明

１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０ 制御装置
３１，３２ 電流検出部
Ｌ０ インダクタ
Ｌ１ １次巻線
Ｌ２ ２次巻線
Ｔ１ 変圧器
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ素子
ＳＧ１，ＳＧ２ ゲート信号
ＳＧ３，ＳＧ４ 検出信号

Claims (12)

1. 低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用される位相制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線と２次巻線が逆巻き結線に接続され、前記低電圧側ポートの正極端子に前記１次巻線と前記２次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、共通基準端子へ流れる前記１次巻線の通電を制御する第１スイッチ手段と、前記共通基準端子へ流れる前記２次巻線の通電を制御する第２スイッチ手段とを有し、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記１次巻線と前記２次巻線のうち少なくとも一方に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段で検出された電流信号に基づき、前記第１スイッチ手段または前記第２スイッチ手段のオン切換時の電流リップル量を判定する判定手段と、
   前記判定手段で判定された前記電流リップル量に基づき、前記電流リップル量が０になるように前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段のオン時間に係る位相を調整する位相調整手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
2. 前記低電圧側ポートの正極端子に一端が接続されるインダクタを設け、このインダクタの他端に前記１次巻線と前記２次巻線の前記共通端子を接続することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
3. 前記電流検出手段から出力される電流信号が入力され、検出された電流の波形を表示する電流波形表示装置を備えることを特徴とする請求項１または２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
4. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
   前記位相調整手段は、時間Ａ，Ｂ，Ｄ，Ｅを一定に保持したまま時間Ａ中に占める時間Ｃの相対的比率を増加または減少させることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
5. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
   前記位相調整手段は、時間Ｃを増加または減少させることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
6. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
   前記位相調整手段は、時間Ａ中でＣでない時間（Ａ−Ｃ）を減少または増加させることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
7. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
   前記位相調整手段は、時間Ｃを増加または減少させることと、時間Ａ中でＣでない時間（Ａ−Ｃ）を減少または増加させることとを組み合せることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
8. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
   前記位相調整手段は、時間Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｅを一定に保持したまま時間Ｂ中に占める時間Ｄの相対的比率を増加または減少させることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
9. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
   前記位相調整手段は、時間Ｄを増加または減少させることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
10. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
    前記位相調整手段は、時間Ｂ中でＤでない時間（Ｂ−Ｄ）を減少または増加させることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
11. 前記第１スイッチ手段のオン時間をＣ、前記第２スイッチ手段のオン時間をＤ、前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＡ、前記第２スイッチ手段のオン動作の立上り縁から前記第１スイッチ手段のオン動作の立上り縁までの時間をＢ、時間Ａと時間Ｂの和であるスイッチング時間をＥとするとき、
    前記位相調整手段は、時間Ｄを増加または減少させることと、時間Ｂ中でＤでない時間（Ｂ−Ｄ）を減少または増加させることとを組み合せることにより位相調整を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御装置。
12. 低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次巻線と２次巻線が逆巻き結線に接続され、前記低電圧側ポートの正極端子に前記１次巻線と前記２次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、共通基準端子へ流れる前記１次巻線の通電を制御する第１スイッチ手段と、前記共通基準端子へ流れる前記２次巻線の通電を制御する第２スイッチ手段とを有し、
    さらに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記１次巻線と前記２次巻線のうち少なくとも一方に流れる電流を検出する電流検出手段を備える前記ＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御を行うコンピュータであって、
    前記コンピュータに、
    前記電流検出手段で検出された電流信号に基づき、前記第１スイッチ手段または前記第２スイッチ手段のオン切換時の電流リップル量を判定する判定手段と、
    前記判定手段で判定された前記電流リップル量に基づき、前記電流リップル量が０になるように前記第１スイッチ手段と前記第２スイッチ手段のオン時間に係る位相を調整する位相調整手段として機能させるためのＤＣ／ＤＣコンバータの位相制御用のプログラム。

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