JP5702376B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

この発明はＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

近年、巻線方向が異なるようにコアに巻回された第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、各巻線に接続された第１、第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータが提案されている（例えば特許文献１参照）。尚、特許文献１記載の技術にあっては、第１、第２巻線の電流を複数個（２個）の電流センサでそれぞれ検出して電流差（差分）を算出すると共に、算出された電流差が０になるように第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成される。

特開２００８−４３１０４号公報

ところで、電流センサには量産バラツキなどによる個体差があるためオフセットが存在し、またそのオフセット量も一様ではない。従って、特許文献１記載の技術の如く複数個の電流センサの出力から電流差を算出すると、各センサのオフセット量が相違する分だけ実際の電流差との間に誤差が生じ、結果として第１、第２のスイッチング素子の動作を適切に制御できないおそれがあった。

また、誤差がある場合、電流差が０になるようにスイッチング素子の動作を制御したとしても、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留してしまう。そのため、残留した磁束によって変圧器が磁気飽和しないように体格を大きくする必要が生じるなどの不都合があった。

従って、この発明の目的は上記した課題を解決し、第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と各巻線に接続された第１、第２のスイッチング素子とを備えると共に、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出して各スイッチング素子の動作を適切に制御するようにしたＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を提供することにある。

この発明は、上記した課題を解決するために、後述する如く、請求項１にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第１のスイッチング素子と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記第１、第２のスイッチング素子のオン／オフに応じたタイミングで前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる前記第１、第２巻線の電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された前記第１、第２巻線の電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えるように構成した。

また、この発明は、後述する如く、請求項２に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記電流検出手段は、前記正極線に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサからなるように構成した。

また、この発明は、後述する如く、請求項３に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成した。

また、この発明は、後述する如く、請求項４に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差が０になるように前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成した。

また、この発明は、後述する如く、請求項５に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが燃料電池自動車に搭載されるように構成した。

また、この発明は、後述する如く、請求項６に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータがハイブリッド自動車に搭載されるように構成した。

また、この発明は、後述する如く、請求項７に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電気自動車に搭載されるように構成した。また、この発明は、後述する如く、請求項８にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第１のスイッチング素子と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えると共に、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成した。

請求項１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、第１、第２のスイッチング素子のオン／オフに応じたタイミングで磁気相殺型の変圧器の第１、第２巻線の後段の共通端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する正極線に流れる第１、第２巻線の電流を検出する電流検出手段を備えると共に、電流検出手段によって検出された第１、第２巻線の電流に基づいて第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。

具体的には、前記した正極線には各スイッチング素子のオン／オフに応じたタイミングで第１または第２巻線と同じ電流が流れる期間が存在するため、正極線の電流を電流検出手段を用いて適宜なタイミングで検出することで第１、第２巻線に流れる電流を正確に検出でき、それによって各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。また、複数個の電流検出手段を用いず、正極線に１個の電流検出手段を設けて各巻線の電流を検出するようにしたので、構成を簡素化できると共に、例えば第１、第２巻線の電流差を算出する場合であっても、オフセット量の相違によって実際の電流差との間に誤差が生じない、即ち、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留することはないため、変圧器の体格を増大させる必要もなく、さらにはコスト的にも有利である。

また、請求項２に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、電流検出手段は、正極線に流れる電流の直流（ＤＣ）成分を検出可能な電流センサからなるように構成したので、検出した２つの電流値（第１、第２巻線の電流値）を足し合わせた値がＤＣ／ＤＣコンバータの入力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や入力過電流検出に使用される入力電流センサとして機能させることも可能となる。それにより、入力電流のみを検出するような電流センサを除去でき、よって回路の構成を簡素化できると共に、コストを抑えることができる。

同様に、電流検出手段として電流の直流（ＤＣ）成分も検出できる電流センサを用いると、検出した２つの電流値の平均値がＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や出力過電流検出に使用される出力電流センサとして機能させることが可能となる。このように、１個の電流検出手段（電流センサ）でＤＣ／ＤＣコンバータの入力、出力電流を検出することが可能となる。尚、電流検出手段として電流の交流（ＡＣ）成分しか検出できない電流センサを用いた場合は、電流バランスをとる機能のみとなる。

請求項３に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、上記した効果に加え、例えば算出された電流差が０になるように各スイッチング素子の動作を制御することが可能となり、よって電流差に応じて変化する変圧器のコア内の磁束密度を確実に小さくできると共に、コア体積も小さくすることができる。

請求項４に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線の電流差を算出し、算出された電流差が０になるように第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、請求項３で述べた効果に加え、電流差に応じて変化する変圧器のコア内の磁束密度をより確実に小さくできると共に、コア体積もより一層小さくすることができる。

請求項５に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータが燃料電池自動車に搭載されるように構成したので、燃料電池自動車において上記した効果を得ることができる。

請求項６に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータがハイブリッド自動車に搭載されるように構成したので、請求項１，２と同様な効果をハイブリッド自動車において得ることができる。

請求項７に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータが電気自動車に搭載されるように構成したので、請求項１，２で述べた効果を電気自動車において得ることができる。また、請求項８に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にあっては、磁気相殺型の変圧器の第１、第２巻線の後段の共通端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段を備えると共に、電流検出手段によって検出された電流に基づいて第１、第２のスイッチング素子の動作を制御すると共に、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。さらに、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第１、第２のスイッチング素子の動作を制御することで、例えば算出された電流差が０になるように各スイッチング素子の動作を制御することが可能となり、よって電流差に応じて変化する変圧器のコア内の磁束密度を確実に小さくできると共に、コア体積も小さくすることができる。

この発明の第１実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す概略図である。 図１に示すインダクタが４倍の昇圧機能を有する場合の電流波形を示すグラフである。 図１に示す変圧器を模式的に示す説明図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を示す、図１と同様な概略図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置おいて検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。 図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置おいて検出される各巻線の電流と電流差を説明する、図５と同様な説明図である。 この発明の第２実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。 この発明の第３実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。 従来技術に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。

以下、添付図面に即してこの発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を実施するための形態について説明する。

図１は、この発明の第１実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す概略図である。

図１において、符号１０は車両を示す。車両１０は燃料電池自動車からなり、回転電機１２（図で「Ｍｏｔｏｒ」と示す）と、燃料電池（図で「ＦＣ」と示す）１４と、燃料電池１４と回転電機１２の間に介挿されるＤＣ／ＤＣコンバータ１６とインバータ２０が搭載される。

回転電機１２はブラシレス交流同期電動機からなると共に、通電されるときは回転出力を連結軸Ｓを介して車輪（駆動輪）２２に伝達して車両１０を走行させる。また、回転電機１２は、減速時には連結軸Ｓの回転に伴って生じた運動エネルギを電気エネルギに変換して出力する回生機能を有する。即ち、回転電機１２は、通電されて回転するときは電動機（モータ）として機能すると共に、車輪２２によって駆動されて回転するときは発電機（ジェネレータ）として機能する。

燃料電池１４は、電解質膜（固体高分子膜）と、それを挟持するカソード極（空気極）とアノード極（燃料極）と、各電極の外側に配置されるセパレータとから構成される単電池（セル）を複数個積層して形成されたスタック（いずれも図示せず）などを有する、公知の固体高分子型燃料電池である。燃料電池１４には、図示しない空気供給系と燃料供給系が接続され、それらから空気（酸素ガス）と燃料（水素ガス）を供給されて発電する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、燃料電池１４に接続される低圧側ポート１６ａと、インバータ２０に接続される高電圧側ポート１６ｂと、低圧側ポート１６ａと高電圧側ポート１６ｂの間に配置される、第１、第２のコンデンサ１６ｃ１，１６ｃ２、インダクタ１６ｄ、変圧器（トランス）１６ｅ、第１から第４のＩＧＢＴ（Insulated-Gate Bipolar Transistor。スイッチング素子）１６ｆ１〜１６ｆ４、ＩＧＢＴ１６ｆ１〜１６ｆ４にそれぞれ並列に接続されるダイオード１６ｇ１〜１６ｇ４とを備える。

低電圧側、高電圧側ポート１６ａ，１６ｂは共に、正極端子１６ａ１，１６ｂ１と負極端子１６ａ２，１６ｂ２を有し、正極端子１６ａ１，１６ｂ１は正極線１６ｈを介して、負極端子１６ａ２，１６ｂ２は負極線１６ｉを介して接続される。尚、正極線１６ｈは、インダクタ１６ｄの後段で分岐して変圧器１６ｅに接続されると共に、変圧器１６ｅの後段で合流して正極端子１６ｂ１に接続される。以下、この分岐点を「第１共通端子」といい、符号１６ｋ１で示す一方、合流点を「第２共通端子」といい、符号１６ｋ２で示す。

第１のコンデンサ１６ｃ１は正負極線１６ｈ，１６ｉの間に介挿され、燃料電池１４から出力される電流を平滑する。インダクタ１６ｄは、一端が低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１に、他端が第１共通端子１６ｋ１を介して変圧器１６ｅに接続されるように正極線１６ｈに設けられる。インダクタ１６ｄは、例えば１〜ｎ倍（例として図２にｎ＝４のときのインダクタ１６ｄの電流波形を示す）の昇圧機能を有すると共に、後述する変圧器１６ｅのみでは電流が急峻に変化してしまうが、その変化率をインダクタ１６ｄのインダクタンス値に応じて任意に設定できる。

図３は図１に示す変圧器１６ｅを模式的に示す説明図である。

図１，３に示す如く、変圧器１６ｅは、コア１６ｅａと、コア１６ｅａに巻線方向が異なるように（逆巻き結線となるように）巻回された第１巻線１６ｅ１と第２巻線１６ｅ２を備える。

コア１６ｅａは具体的にはＥＥコアなどの逆巻き結線を可能とするコアからなり、フェライトなどから製作される。第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２はコア１６ｅａを介して磁気的に結合されると共に、その巻数比は例えば１：１とされる。

第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２は、一端１６ｅ１ａ，１６ｅ２ａにおいて第１共通端子１６ｋ１を介して低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１に接続される一方、他端１６ｅ１ｂ，１６ｅ２ｂにおいて第２共通端子（共通端子）１６ｋ２を介して高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１に接続される。

また、変圧器１６ｅは結合度ｋを可能な限り１に近づけるように構成される。尚、図１において巻線付近に示されるドットは、電圧が誘起されたときの高電位側となる方を表す。変圧器１６ｅは、上記の如く構成することで、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２が通電されるとき、それぞれの巻線に発生する磁束が互いに打ち消し合う（相殺される）こととなるが、それについては後述する。

第１のＩＧＢＴ１６ｆ１は、第１巻線１６ｅ１の他端１６ｅ１ｂと負極線１６ｉとの間に介挿されると共に、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２は、第２巻線１６ｅ２の他端１６ｅ２ｂと負極線１６ｉとの間に介挿される。詳しくは、ＩＧＢＴ１６ｆ１はコレクタ端子（以下「コレクタ」と略称）が第１巻線１６ｅ１の他端１６ｅ１ｂに接続される一方、エミッタ端子（以下「エミッタ」と略称）が負極線１６ｉに接続される。第２のＩＧＢＴ１６ｆ２はコレクタが第２巻線１６ｅ２の他端１６ｅ２ｂに、エミッタが負極線１６ｉに接続される。第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のゲート端子（以下「ゲート」と省略する）は共に、後述する電子制御ユニットに信号線を介して接続される。

また、ダイオード１６ｇ１のアノード端子（以下「アノード」という）はＩＧＢＴ１６ｆ１のエミッタに、カソード端子（以下「カソード」という）はコレクタに接続される。ダイオード１６ｇ２のアノードはＩＧＢＴ１６ｆ２のエミッタに、カソードはコレクタに接続される。

第３のＩＧＢＴ１６ｆ３は、エミッタが第１巻線１６ｅ１の他端１６ｅ１ｂに接続される一方、コレクタが第２共通端子１６ｋ２に接続される。また、第４のＩＧＢＴ１６ｆ４は、エミッタが第２巻線１６ｅ２の他端１６ｅ２ｂに接続され、コレクタが第２共通端子１６ｋ２に接続される。第３、第４のＩＧＢＴ１６ｆ３，１６ｆ４のゲートも電子制御ユニットに信号線を介して接続される。

同様に、ダイオード１６ｇ３のアノードはＩＧＢＴ１６ｆ３のエミッタに、カソードはコレクタに接続されると共に、ダイオード１６ｇ４のアノードはＩＧＢＴ１６ｆ４のエミッタに、カソードはコレクタに接続される。

第２のコンデンサ１６ｃ２は正負極線１６ｈ，１６ｉの間に介挿、正確には第２共通端子１６ｋ２と高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１を接続する正極線（図１において符号１６ｈ１で示す）と負極線１６ｉとの間に介挿され、変圧器１６ｅから出力される電力を平滑する。

インバータ２０は３相ブリッジ回路（図示せず）から構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６で昇圧された直流を３相交流に変換して回転電機１２に供給すると共に、回転電機１２の回生動作によって発電された交流を直流に変換して図示しないバッテリに供給する。

また、正極線１６ｈ１（正確には、第２共通端子１６ｋ２と、第２のコンデンサ１６ｃ２が接続される接続点１６ｌとの間の正極線）には、電流センサ（電流検出手段）２４が接続され、そこを流れる電流Ｉに比例する出力を生じる。この電流センサ２４は、電流Ｉの直流（ＤＣ）成分と交流（ＡＣ）成分を検出可能な電流センサである。

電流センサ２４の出力は、車両１０に搭載される電子制御ユニット（Electronic Control Unit。以下「ＥＣＵ」という）３０に入力される。ＥＣＵ３０はＣＰＵやＲＯＭ，ＲＡＭなどを備えたマイクロ・コンピュータからなる。

ＥＣＵ３０は、入力された電流センサ２４の出力に基づいて第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御する。詳しくは、電流センサ２４で検出された電流に基づいて第１巻線１６ｅ１と第２巻線１６ｅ２の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作を行う。

先ず、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作について図１，４を参照しつつ電流の流れを中心に説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１６においては、燃料電池１４から低電圧側ポート１６ａを介して入力される直流電圧を、第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２を１８０度位相差でオン／オフさせることで昇圧させて高電圧側ポート１６ｂからインバータ２０へ出力する。

具体的には、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１のゲートにＥＣＵ３０からオン信号が入力されると共に、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２のゲートにオフ信号が入力されると、図１に示す如く、変圧器１６ｅの第１巻線１６ｅ１には励磁電流Ｉ１が流れる。尚、第３、第４のＩＧＢＴ１６ｆ３，ＩＧＢＴ１６ｆ４は共にオフされているものとする。もしくは、第３のＩＧＢＴ１６ｆ３には第１のＩＧＢＴ１６ｆ１と逆のオン／オフ信号を、第４のＩＧＢＴ１６ｆ４には第２のＩＧＢＴ１６ｆ２と逆のオン／オフ信号を（デットタイムを設けて）与えるものとする。

励磁電流Ｉ１は、低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第１巻線１６ｅ１およびＩＧＢＴ１６ｆ１を介して負極端子１６ａ２に流れる。励磁電流Ｉ１は、ＩＧＢＴ１６ｆ１がオンされる間、徐々に増加する一方、ＩＧＢＴ１６ｆ１がオフされると徐々に減少する。

尚、ＩＧＢＴ１６ｆ１がオフされたときの励磁電流Ｉ１ａを二点鎖線の矢印で示す。この励磁電流Ｉ１ａは、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオフしている期間ではＩＧＢＴ１６ｆ１がオンされている間にインダクタ１６ｄに蓄積されたエネルギが放出されることによって流れる電流であると共に、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオンしている期間では図４に示す電流Ｉ３が流れることにより生じる磁化電流に応じて変圧器１６ｅを介して磁気的に伝達されたエネルギが放出されることによって流れる電流であり、第１巻線１６ｅ１からダイオード１６ｇ３、第２共通端子１６ｋ２を通って正極端子１６ｂ１に流れる。

上記した励磁電流Ｉ１が第１巻線１６ｅ１に流れると、第２巻線１６ｅ２には相互誘導によって励起電流（誘起電流）Ｉ２（図１において一点鎖線の矢印で示す）が流れる。励起電流Ｉ２は正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第２巻線１６ｅ２、ダイオード１６ｇ４および第２共通端子１６ｋ２を介して正極端子１６ｂ１に流れる。このとき、励起電流Ｉ２によって第２のコンデンサ１６ｃ２が充電され、その結果、インダクタ１６ｄおよび変圧器１６ｅで昇圧させられた直流電圧が高電圧側ポート１６ｂから出力される。

他方、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオフ、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされると、図４に示す如く、変圧器１６ｅの第２巻線１６ｅ２には励磁電流Ｉ３が流れる。即ち、励磁電流Ｉ３は、低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第２巻線１６ｅ２およびＩＧＢＴ１６ｆ２を通って負極端子１６ａ２に流れる。尚、第３、第４のＩＧＢＴ１６ｆ３，ＩＧＢＴ１６ｆ４はオフされたままとする。

励磁電流Ｉ３は、励磁電流Ｉ１と同様、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされる間、徐々に増加する一方、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされると徐々に減少する。尚、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされたときの励磁電流Ｉ３ａを二点鎖線の矢印で示す。この励磁電流Ｉ３ａも、ＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされている間にインダクタ１６ｄに蓄積されたエネルギが放出されることによって流れる電流であり、第２巻線１６ｅ２からダイオード１６ｇ４、第２共通端子１６ｋ２を介して正極端子１６ｂ１に流れる。

前記励磁電流Ｉ３が第２巻線１６ｅ２に流れると、第１巻線１６ｅ１には一点鎖線の矢印で示す励起電流（誘起電流）Ｉ４が流れる。励起電流Ｉ４は、正極端子１６ａ１、インダクタ１６ｄ、第１共通端子１６ｋ１、第１巻線１６ｅ１、ダイオード１６ｇ３および第２共通端子１６ｋ２を介して正極端子１６ｂ１に流れる。このとき、励起電流Ｉ４によって第２のコンデンサ１６ｃ２が充電され、インダクタ１６ｄと変圧器１６ｅで昇圧させられた直流電圧が高電圧側ポート１６ｂからインバータ２０へ出力される。

尚、以上から分かるように、電流センサ２４が配置される正極線１６ｈ１には、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１のみがオンされるときは第２巻線１６ｅ２と同じ励起電流Ｉ２が流れると共に、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２のみがオンされるときは第１巻線１６ｅ１と同じ励起電流Ｉ４が流れることとなる。

上記したＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作においては、第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のオン／オフによって第１巻線１６ｅ１に励磁電流Ｉ１が流れるときは巻線方向が相違する第２巻線１６ｅ２にコア１６ｅａの磁化を相殺する（打ち消し合う）方向に励起電流Ｉ２が流れる一方、第２巻線１６ｅ２に励磁電流Ｉ３が流れるときは第１巻線１６ｅ１にコア１６ｅａの磁化を相殺する方向に励起電流Ｉ４が流れる。

従って、変圧器１６ｅの第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２にそれぞれ発生する磁束の向きが反対になってコア１６ｅａで磁気相殺されるため、コア１６ｅａは磁気飽和し難い。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６は、磁気相殺型の変圧器１６ｅを備えるため、小さい巻線やコアであっても比較的大きい電力に対応でき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６全体の小型化が可能となる。

ここで、この発明の課題について再度説明する。図９は、従来技術に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１６の昇圧動作において、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２に流れる巻線電流（正確には、巻線電流の直流成分）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６で理想的な動作が行われれば常に等しくなる。しかしながら、ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の性能バラツキや回路各部の寄生抵抗などに起因して巻線電流の間に電流差ΔＩが生じる。

この電流差ΔＩと変圧器１６ｅのコア内に発生する磁束密度Ｂとの関係は次式で表される。
磁束密度Ｂ＝μＮΔＩ／ｌ ・・・式（１）
式中のμはコア材料の透磁率、Ｎは巻線の巻数、ｌは磁路長である。

式（１）から分かるように、電流差ΔＩが大きくなると、磁束密度Ｂもそれに比例して大きくなる。その結果、コア１６ｅａにおいては、磁束密度Ｂがコアの材料固有の最大飽和磁束密度Ｂｍａｘを超えないよう体積を大きくする必要が生じてしまうため、電流差ΔＩを可能な限り減少させるように各ＩＧＢＴの動作を制御することが望ましい。

そこで、前述した特許文献１記載の技術にあっては、図１に想像線で示す如く、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の後段に電流センサＡ，Ｂを設けるように構成し、２個の電流センサＡ，Ｂで各巻線の電流を検出して電流差ΔＩを算出すると共に、算出された電流差ΔＩが０になるように各ＩＧＢＴの動作を制御している。

ところで、電流センサには個体差があるため、図９に示すようなオフセットが存在し、またそのオフセット量も一様ではない。尚、図９においては、理解の便宜のため、オフセットが電流センサＡにのみ存在する場合を示す。また、第１巻線１６ｅ１の電流および電流センサＡの出力を実線で、第２巻線１６ｅ２の電流および電流センサＢの出力を破線で示す。

従って、電流センサＡ，Ｂの出力から時刻ｔａのタイミングで各巻線の電流を検出し、検出された電流から電流差ΔＩを算出すると、各センサのオフセット量が相違する分だけ実際の電流差ΔＩａとの間に誤差が生じ、結果として各ＩＧＢＴの動作を適切に制御できないおそれがある。また、誤差がある場合、電流差ΔＩが０になるように各ＩＧＢＴの動作を制御したとしても、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留してしまう。そのため、残留した磁束によって変圧器が磁気飽和しないように体格を大きくする必要が生じるなどの不都合がある。

この発明は、そのような不都合を解消し、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出して各ＩＧＢＴの動作を適切に制御することを課題とする。

図５は本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置おいて検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図であり、図６はインダクタ１６ｄの昇圧率を２倍以上としたときの各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。図５，６においては、上から順に第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の巻線電流、電流センサ２４が取り付けられる正極線１６ｈ１の電流、第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のオン／オフ状態、電流センサ２４の出力（読み値。ＤＣ成分）を示す。

図５に示す如く、時刻ｔ１からｔ３の間、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオン、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされると、前述した通り、正極線１６ｈ１には第２巻線１６ｅ２と同じ電流（励起電流）Ｉ２が流れる。従って、時刻ｔ１からｔ３の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ１からｔ３の中間にあたる時刻ｔ２）で正極線１６ｈ１の電流を電流センサ２４を用いて検出すれば、第２巻線１６ｅ２の電流Ｉ２を検出することができる。

同様に、時刻ｔ４からｔ６に亘って第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオフ、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされる場合、正極線１６ｈ１には第１巻線１６ｅ１と同じ電流（励起電流）Ｉ４が流れる。従って、時刻ｔ４からｔ６の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ４からｔ６の中間にあたる時刻ｔ５）で正極線１６ｈ１の電流を検出すれば、第１巻線１６ｅ１の電流Ｉ４を検出できる。

また、図６に示すように、インダクタ１６ｄが２倍以上の昇圧機能を有する場合であっても同じように、第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオン、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオフされる時刻ｔ７からｔ９の間は、正極線１６ｈ１に第２巻線１６ｅ２と同じ電流Ｉ２が流れる。従って、時刻ｔ７からｔ９の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ７とｔ９の中間の時刻ｔ８）で正極線１６ｈ１の電流を検出すれば、第２巻線１６ｅ２の電流Ｉ２を検出できる。

その後時刻ｔ１０からｔ１２に亘って第１のＩＧＢＴ１６ｆ１がオフ、第２のＩＧＢＴ１６ｆ２がオンされると、正極線１６ｈ１には第１巻線１６ｅ１と同じ電流Ｉ４が流れる。従って、時刻ｔ１０からｔ１２の間の適宜なタイミング（例えば時刻ｔ１０からｔ１２の中間にあたる時刻ｔ１１）で正極線１６ｈ１の電流を検出すれば、第１巻線１６ｅ１の電流Ｉ４を検出することができる。

このように、正極線１６ｈ１の電流を１個の電流センサ２４を用いて適宜なタイミングで検出することで、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流を正確に検出することができる。また、上記の如くして得た第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流から電流差ΔＩを算出する場合であっても、１個の電流センサ２４を用いているため、全ての検出値に同じオフセットが生じることとなって、前述したようなオフセット量相違による誤差が生じることなく、実際の電流差ΔＩａと同じ差分（電流差ΔＩ）を得ることができる。

そしてＥＣＵ３０は、算出された電流差ΔＩが０になるように第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作をデューティ制御する。

このように、第１実施例にあっては、磁気相殺型の変圧器１６ｅの第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の後段の第２共通端子１６ｋ２と高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１とを接続する正極線１６ｈ１に流れる電流を検出する電流センサ２４を備えると共に、電流センサ２４によって検出された電流に基づいて第１、第２のＩＧＢＴ（スイッチング素子）１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成したので、変圧器１６ｅの体格を増大させることなく、各巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流（Ｉ２，Ｉ４）を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を適切に制御することができる。

具体的には、前記した正極線１６ｈ１には各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２のオン／オフに応じたタイミングで第１または第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２と同じ電流が流れる期間が存在するため、正極線１６ｈ１の電流を電流センサ２４を用いて適宜なタイミングで検出することで第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２に流れる電流を正確に検出でき、それによって各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を適切に制御することができる。また、複数個の電流センサを用いず、正極線１６ｈ１に１個の電流センサを設けて各巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流を検出するようにしたので、構成を簡素化できると共に、例えば第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流差ΔＩを算出する場合であっても、オフセット量の相違によって実際の電流差ΔＩａとの間に誤差が生じない、即ち、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器１６ｅに残留することはないため、変圧器１６ｅの体格を増大させる必要もなく、さらにはコスト的にも有利である。

また、電流検出手段は、正極線１６ｈ１に流れる電流の直流（ＤＣ）成分を検出可能な電流センサ２４からなるように構成したので、検出した２つの電流値（第１、第２巻線の電流値）を足し合わせた値がＤＣ／ＤＣコンバータ１６の入力電流の値と等しくなるので、例えば電流フィードバック制御や入力過電流検出に使用される入力電流センサとして機能させることも可能となる。それにより、入力電流のみを検出するような電流センサを除去でき、よって回路の構成を簡素化できると共に、コストを抑えることができる。

同様に、電流検出手段として電流の直流（ＤＣ）成分を検出可能な電流センサ２４からなるように構成したので、検出した２つの電流値の平均値がＤＣ／ＤＣコンバータ１６の出力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や出力過電流検出に使用される出力電流センサとして機能させることが可能となる。このように、１個の電流センサ２４でＤＣ／ＤＣコンバータ１６の入力、出力電流を検出することが可能となる。尚、電流センサ２４として電流の交流（ＡＣ）成分しか検出できない電流センサを用いた場合は、電流バランスをとる機能のみとなる。

また、検出された電流に基づいて第１巻線と第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流差ΔＩを算出し、算出された電流差ΔＩに基づいて第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成、より具体的には、算出された電流差ΔＩが０になるように第１、第２のＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成したので、電流差ΔＩに応じて変化する変圧器１６ｅのコア内の磁束密度Ｂをより確実に小さくできると共に、コア体積もより一層小さくすることができる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が燃料電池自動車１０に搭載されるように構成したので、燃料電池自動車１０において上記した効果を得ることができる。

次いで、この発明の第２実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置について説明する。

第１実施例との相違点に焦点をおいて説明すると、第２実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６がハイブリッド自動車（ＨＥＶ）に搭載されるようにした。

図７は第２実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。

図７に示すように、ハイブリッド自動車１００は、駆動源として回転電機１２に加えて内燃機関（以下「エンジン」という）１０２を備える。エンジン１０２は、ガソリン噴射式火花点火式で４気筒を備えると共に、駆動軸Ｓ１を介して回転電機１２に連結される。回転電機１２とエンジン１０２の出力は変速機１０４に入力される。変速機１０４はそれらの出力を変速し、車輪２２に伝達する。

また、ハイブリッド自動車１００には、第１実施例の燃料電池１４に代えて、電池１０６が搭載される。電池１０６は、リチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）からなる。

尚、残余の構成は第１実施例と同一であるので、説明を省略する。

このように、第２実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６がハイブリッド自動車１００に搭載されるように構成したので、ハイブリッド自動車１００において第１実施例と同様な効果を得ることができる。

次いで、この発明の第３実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置について説明する。

第１実施例との相違点に焦点をおいて説明すると、第３実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が電気自動車（ＥＶ）に搭載されるようにした。

図８は第３実施例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を全体的に示す、図１と同様な概略図である。

図８に示すように、電気自動車２００には、第１実施例の燃料電池１４に代えて、電池２０２が搭載される。電池２０２は、第２実施例と同様、リチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）からなる。

このように、第３実施例にあっては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が電気自動車２００に搭載されるように構成したので、電気自動車２００において、第１実施例と同様、変圧器１６ｅの体格を増大させることなく、各巻線１６ｅ１，１６ｅ２の電流を正確に検出できると共に、それに基づいて各ＩＧＢＴ１６ｆ１，１６ｆ２の動作を適切に制御することができる。

尚、残余の構成および効果は従前の実施例と同一であるので、説明を省略する。

以上の如く、この発明の第１から第３実施例にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端１６ｅ１ａ，１６ｅ２ａにおいて低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１に接続される一方、他端１６ｅ１ｂ，１６ｅ２ｂにおいて共通端子（第２共通端子）１６ｋ２を介して高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１に接続される第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２を有する磁気相殺型の変圧器１６ｅと、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子１６ａ２と前記高電圧側ポートの負極端子１６ｂ２を接続する負極線１６ｉとの間に介挿される第１のスイッチング素子（第１のＩＧＢＴ）１６ｆ１と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子（第２のＩＧＢＴ）１６ｆ２とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記第１、第２のスイッチング素子のオン／オフに応じたタイミングで前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線１６ｈ１に流れる前記第１、第２巻線の電流を検出する電流検出手段（電流センサ２４）と、前記電流検出手段によって検出された前記第１、第２巻線の電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段（ＥＣＵ３０）とを備えるように構成した。

また、前記電流検出手段は、前記正極線１６ｈ１に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサ２４からなるように構成した。

また、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線１６ｅ１と前記第２巻線１６ｅ２の電流差ΔＩを算出し、前記算出された電流差ΔＩに基づいて前記第１、第２のスイッチング素子１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成した。

また、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線１６ｅ１と前記第２巻線１６ｅ２の電流差ΔＩを算出し、前記算出された電流差ΔＩが０になるように前記第１、第２のスイッチング素子１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成した。

また、第１実施例にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が燃料電池自動車１０に搭載されるように構成した。

また、第２実施例にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ１６がハイブリッド自動車１００に搭載されるように構成した。

また、第３実施例にあっては、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ１６が電気自動車２００に搭載されるように構成した。また、第１から第３実施例にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端１６ｅ１ａ，１６ｅ２ａにおいて低電圧側ポート１６ａの正極端子１６ａ１に接続される一方、他端１６ｅ１ｂ，１６ｅ２ｂにおいて共通端子（第２共通端子）１６ｋ２を介して高電圧側ポート１６ｂの正極端子１６ｂ１に接続される第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２を有する磁気相殺型の変圧器１６ｅと、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子１６ａ２と前記高電圧側ポートの負極端子１６ｂ２を接続する負極線１６ｉとの間に介挿される第１のスイッチング素子（第１のＩＧＢＴ）１６ｆ１と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子（第２のＩＧＢＴ）１６ｆ２とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線１６ｈ１に流れる電流を検出する電流検出手段（電流センサ２４）と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段（ＥＣＵ３０）とを備えると共に、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線１６ｅ１と前記第２巻線１６ｅ２の電流差ΔＩを算出し、前記算出された電流差ΔＩに基づいて前記第１、第２のスイッチング素子１６ｆ１，１６ｆ２の動作を制御するように構成した。

尚、上記においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６において２相の変圧器１６ｅを用いるように構成したが、３相の変圧器であっても良い。

また、変圧器１６ｅのコア１６ｅａをＥＥコアとしたが、ＥＩコアやＵＩコアなど他のコア方式であっても良く、要は逆巻き結線が可能で、第１、第２巻線１６ｅ１，１６ｅ２から生じる磁束の方向が向き合ってコア内で互いを打ち消し合うことができればどのような構成でも良い。

また、第２、第３実施例において、電池１０６，２０２の例としてリチウムイオン電池からなる二次電池を挙げたが、それに限られるものではなく、鉛電池やニッケル水素電池などでも良く、あるいはキャパシタなどの蓄電手段であっても良い。

この発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、磁気相殺型の変圧器の第１、第２巻線の後段の共通端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段を備えると共に、電流検出手段によって検出された電流に基づいて、各巻線に接続された第１、第２のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。

１０ 燃料電池自動車、１６ａ 低電圧側ポート、１６ａ１ （低電圧側ポートの）正極端子、１６ａ２ （低電圧側ポートの）負極端子、１６ｂ 高電圧側ポート、１６ｂ１ （高電圧側ポートの）正極端子、１６ｂ２ （高電圧側ポートの）負極端子、１６ｅ 変圧器、１６ｅ１ 第１巻線、１６ｅ２ 第２巻線、１６ｅ１ａ，１６ｅ２ａ （第１、第２巻線の）一端、１６ｅ１ｂ，１６ｅ２ｂ （第１、第２巻線の）他端、１６ｆ１ 第１のＩＧＢＴ（第１のスイッチング素子）、１６ｆ２ 第２のＩＧＢＴ（第２のスイッチング素子）、１６ｈ１ 正極線、１６ｉ 負極線、１６ｋ２ 第２共通端子（共通端子）、２４ 電流センサ（電流検出手段）、３０ ＥＣＵ（電子制御ユニット）、１００ ハイブリッド自動車、２００ 電気自動車

Claims (8)

1. 巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第１のスイッチング素子と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記第１、第２のスイッチング素子のオン／オフに応じたタイミングで前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる前記第１、第２巻線の電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された前記第１、第２巻線の電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
2. 前記電流検出手段は、前記正極線に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサからなることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
3. 前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御することを特徴とする請求項１または２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
4. 前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差が０になるように前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御することを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータが燃料電池自動車に搭載されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
6. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータがハイブリッド自動車に搭載されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
7. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータが電気自動車に搭載されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
8. 巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第１、第２巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第１巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第１のスイッチング素子と、前記第２巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第２のスイッチング素子とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えると共に、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第１巻線と前記第２巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第１、第２のスイッチング素子の動作を制御することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

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