JP5387859B2 - マトリクスコンバータの制御装置及びその出力電圧発生方法 - Google Patents
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Description
本発明は、交流を直流に変換することなく直接変換を行う電力変換器の制御装置及びその出力電圧発生方法に関する。
従来の交流を直流に変換することなく直接変換を行う電力変換器としてマトリクスコンバータがあるが、その制御装置は、一般的に出力線間電圧指令ＶｒｅｆをＰＷＭパルスの形状で生成し、ＰＷＭパルスの面積で出力線間電圧の大きさを制御し、後述するＰＷＭパルスの比率で入力電流を正弦波に近づけている。
図８は、マトリクスコンバータの出力線間電圧をＰＷＭパルスの形状で示したものである。図８において、１１１は最小電位相と中間電位相の電位差により決まる部分のパルス、１１２は最小電位相と最大電位相の電位差により決まる部分のパルス、ＳはこのＰＷＭパルス全体の面積、Ｔ1はパルス１１１の幅の１／２、Ｔ2はパルス１１２の幅の１／２である。電圧出力に関与する２相は、１１１の期間は入力の最小電位相と中間電位相であり、１１２の期間は最小電位相と最大電位相であり、Ｔ1とＴ2の比αを可変して入力電流の形状を可変する。このように、パルスの面積Ｓ及びＴ1とＴ2の比αを可変させることで出力電圧の大きさの制御と入力電流の形状を制御し、１１１の期間での入力電位相は中間電位相と最小電位相をペアで使用したり、入力電流波形改善のためには、中間電位相と最小電位相のペア及び中間電位相と最大電位相のペアを使い分けたりする。
図８は、マトリクスコンバータの出力線間電圧をＰＷＭパルスの形状で示したものである。図８において、１１１は最小電位相と中間電位相の電位差により決まる部分のパルス、１１２は最小電位相と最大電位相の電位差により決まる部分のパルス、ＳはこのＰＷＭパルス全体の面積、Ｔ1はパルス１１１の幅の１／２、Ｔ2はパルス１１２の幅の１／２である。電圧出力に関与する２相は、１１１の期間は入力の最小電位相と中間電位相であり、１１２の期間は最小電位相と最大電位相であり、Ｔ1とＴ2の比αを可変して入力電流の形状を可変する。このように、パルスの面積Ｓ及びＴ1とＴ2の比αを可変させることで出力電圧の大きさの制御と入力電流の形状を制御し、１１１の期間での入力電位相は中間電位相と最小電位相をペアで使用したり、入力電流波形改善のためには、中間電位相と最小電位相のペア及び中間電位相と最大電位相のペアを使い分けたりする。
また、主回路半導体素子の転流により生じる出力電圧及び入力電流の誤差を補正して、入力電流と出力電圧の歪を低減しているものもある（例えば、特許文献１参照）。
このようにして、従来の交流を直流に変換することなく直接変換を行う電力変換器は、入力電流を正弦波に近づけているのである。
特開２００７−１６６７４９号公報
従来の交流を直流に変換することなく直接変換を行う電力変換器であるマトリクスコンバータでは、ＰＷＭ制御で用いられるキャリア周波数による入力電流の振動が流出するのを防止するために設けられた入力フィルタに共振周波数が存在し、同じ電源系統にサイリスタ変換器が接続されていたりして入力電圧に歪があったりすると、共振現象が発生してしまい、周辺機器へ悪影響を及ぼしたり、主回路部に接続された入力フィルタやスナバ回路の耐圧を上げるといった対策でコストが増大したりするといった問題があった。なお、従来のマトリクスコンバータ装置では、入力側に原因がある変動を補正する方法については開示されていない。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、入力側に設けられた入力フィルタのコンデンサ電圧を正弦波に近づけるとともにピーク値を減少させ、耐圧の低いコンデンサを用いた入力フィルタを使用することができ、周辺機器への影響を大幅に軽減した電力変換器の制御装置及びその出力電圧発生方法を提供することを目的とする。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、入力側に設けられた入力フィルタのコンデンサ電圧を正弦波に近づけるとともにピーク値を減少させ、耐圧の低いコンデンサを用いた入力フィルタを使用することができ、周辺機器への影響を大幅に軽減した電力変換器の制御装置及びその出力電圧発生方法を提供することを目的とする。
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部とを備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、前記パルス幅変調部は、前記入力電圧と前記波形整形信号が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
請求項１に記載の発明は、マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部とを備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、前記パルス幅変調部は、前記入力電圧と前記波形整形信号が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のマトリクスコンバータの制御装置に前記マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタと、前記コンデンサの端子電圧を検出するコンデンサ電圧検出器を備え、前記パルス幅変調部は、前記端子電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のマトリクスコンバータの制御装置に前記マトリクスコンバータの入力側に接続される電源装置の内部リアクタンスと対でフィルタを構成するコンデンサと、前記コンデンサを流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器を備え、前記パルス幅変調部は、前記コンデンサを流れる電流から求めた前記コンデンサの端子電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のマトリクスコンバータの制御装置に前記マトリクスコンバータの入力側に接続される電源装置の内部リアクタンスと対でフィルタを構成するコンデンサと、前記コンデンサを流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器を備え、前記パルス幅変調部は、前記コンデンサを流れる電流から求めた前記コンデンサの端子電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のマトリクスコンバータの制御装置に前記マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタと、前記コンデンサを流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器を備え、前記パルス幅変調部は、前記コンデンサを流れる電流から求めた前記コンデンサの端子電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のマトリクスコンバータの制御装置に前記マトリクスコンバータの入力側に接続される電源装置の内部リアクタンスと対でフィルタを構成するコンデンサと、前記マトリクスコンバータの入力電流を検出する入力電流検出器を備え、前記パルス幅変調部は、前記入力電流から求めた前記マトリクスコンバータの入力電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のマトリクスコンバータの制御装置に前記マトリクスコンバータの入力側に接続される電源装置の内部リアクタンスと対でフィルタを構成するコンデンサと、前記マトリクスコンバータの入力電流を検出する入力電流検出器を備え、前記パルス幅変調部は、前記入力電流から求めた前記マトリクスコンバータの入力電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項６に記載の発明は、請求項１に記載のマトリクスコンバータの制御装置に前記マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタと、前記マトリクスコンバータの入力電流を検出する入力電流検出器を備え、前記パルス幅変調部は、前記入力電流から求めた前記マトリクスコンバータの入力電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたものである。
また、請求項７に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータの制御装置において、前記パルス幅変調部は、前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算する入力電位差演算部と、前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記入力電圧の位相に応じて通流率として出力する通流率指令部と、前記通流率を補正する通流率補正部と、前記２つの電位差と前記補正された通流率から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス波形指令部とを備えたものである。
また、請求項７に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータの制御装置において、前記パルス幅変調部は、前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算する入力電位差演算部と、前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記入力電圧の位相に応じて通流率として出力する通流率指令部と、前記通流率を補正する通流率補正部と、前記２つの電位差と前記補正された通流率から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス波形指令部とを備えたものである。
また、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載のマトリクスコンバータの制御装置において、前記通流率補正部は、前記最小電位相と前記中間電位相の電位差により決まる部分のパルス幅Ｔ１、前記最小電位相と前記最大電位相の電位差により決まる部分のパルス幅Ｔ２のそれぞれにおける入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波信号と入力電圧Ｖｉｎの誤差電圧ベクトル及び前記フィルタの出力側に流れる電流による充放電で発生するコンデンサ電圧ベクトルの差を用いて前記通流率の補正分を求めるものである。
また、請求項９に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータの制御装置において、交流を入力とし、単相交流又は直流を出力するものである。
また、請求項９に記載の発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータの制御装置において、交流を入力とし、単相交流又は直流を出力するものである。
また、請求項１０に記載の発明は、直列多重マトリクスコンバータであって、交流を直流に変換することなく直接変換することで単相交流を出力する請求項９に記載のマトリクスコンバータを直列に接続したものである。
また、請求項１１に記載の発明は、並列多重マトリクスコンバータであって、交流を直流に変換することなく直接変換することで交流出力する請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータを並列に接続したものである。
また、請求項１１に記載の発明は、並列多重マトリクスコンバータであって、交流を直流に変換することなく直接変換することで交流出力する請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータを並列に接続したものである。
上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１２に記載の発明は、マトリクスコンバータ制御装置の出力電圧発生方法であって、マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、前記入力電圧、前記出力電流及び出力線間電圧指令からＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、前記コンデンサを流れる電流あるいは前記マトリクスコンバータの入力電流を検出し、この電流を用いて前記コンデンサの端子電圧を演算するステップと、前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を補正するステップを備えたものである。
また、請求項１３に記載の発明は、マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧補正方法であって、マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算するステップと、前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記波形整形信号の位相に応じて決定するステップと、前記２つの電位差と前記パルス幅の比から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記パルス幅の比を補正するステップを備えたものである。
請求項１２に記載の発明は、マトリクスコンバータ制御装置の出力電圧発生方法であって、マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、前記入力電圧、前記出力電流及び出力線間電圧指令からＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、前記コンデンサを流れる電流あるいは前記マトリクスコンバータの入力電流を検出し、この電流を用いて前記コンデンサの端子電圧を演算するステップと、前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を補正するステップを備えたものである。
また、請求項１３に記載の発明は、マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧補正方法であって、マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算するステップと、前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記波形整形信号の位相に応じて決定するステップと、前記２つの電位差と前記パルス幅の比から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記パルス幅の比を補正するステップを備えたものである。
また、請求項１４に記載の発明は、マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法であって、マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、前記入力電圧、前記出力電流及び出力線間電圧指令からＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、前記コンデンサを流れる電流あるいは前記マトリクスコンバータの入力電流を検出し、この電流を用いて前記コンデンサの端子電圧を演算するステップと、前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を補正するステップを備えたものである。
また、請求項１５に記載の発明は、マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧補正方法であって、マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、三相交流電源からの入力電圧を検出するするステップと、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算するステップと、前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記波形整形信号の位相に応じて決定するステップと、前記２つの電位差と前記パルス幅の比から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成し、前記コンデンサを流れる電流あるいは前記マトリクスコンバータの入力電流を検出し、この電流を用いて前記コンデンサの端子電圧を演算するステップと、前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記パルス幅の比を補正するステップを備えたものである。
また、請求項１５に記載の発明は、マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧補正方法であって、マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、三相交流電源からの入力電圧を検出するするステップと、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算するステップと、前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記波形整形信号の位相に応じて決定するステップと、前記２つの電位差と前記パルス幅の比から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成し、前記コンデンサを流れる電流あるいは前記マトリクスコンバータの入力電流を検出し、この電流を用いて前記コンデンサの端子電圧を演算するステップと、前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記パルス幅の比を補正するステップを備えたものである。
また、請求項１６に記載の発明は、交流を入力とし、単相交流又は直流を出力するマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、請求項１２乃至１５に記載のいずれかのステップを用いて出力電圧を発生するようにしたのである。
また、請求項１７に記載の発明は、交流を入力とし、単相交流又は直流を出力するマトリクスコンバータを直列に接続した直列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、請求項１６に記載のステップを用いて出力電圧を発生するようにしたのである。
また、請求項１８に記載の発明は、交流を直流に変換することなく直接変換することで交流を出力するマトリクスコンバータを並列に接続した並列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、請求項１２乃至１６に記載のいずれかのステップを用いて出力電圧を発生するようにしたのである。
また、請求項１７に記載の発明は、交流を入力とし、単相交流又は直流を出力するマトリクスコンバータを直列に接続した直列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、請求項１６に記載のステップを用いて出力電圧を発生するようにしたのである。
また、請求項１８に記載の発明は、交流を直流に変換することなく直接変換することで交流を出力するマトリクスコンバータを並列に接続した並列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、請求項１２乃至１６に記載のいずれかのステップを用いて出力電圧を発生するようにしたのである。
請求項１乃至８及び請求項１２乃至１５に記載のいずれかの発明によると、入力フィルタ用コンデンサの端子電圧の振動を抑制することができ、請求項９及び１６に記載の発明によると、入力フィルタ用コンデンサの端子電圧の振動抑制を単相出力のマトリクスコンバータまでに適用可能とでき、さらに、請求項１０、１１、１７及び１８に記載の発明によると、直列多重マトリクスコンバータ及び並列多重マトリクスコンバータの各パワーセルに対しても適用可能とできる。
これにより、入力フィルタ用コンデンサ及び主回路部のスナバ回路素子の耐圧を低くすることができ、マトリクスコンバータのコストを低減するとともに他の機器へ及ぼす影響を小さくすることができる。
これにより、入力フィルタ用コンデンサ及び主回路部のスナバ回路素子の耐圧を低くすることができ、マトリクスコンバータのコストを低減するとともに他の機器へ及ぼす影響を小さくすることができる。
１ マトリクスコンバータ
２ 主回路部
３、３’ リアクトル
４ コンデンサ
５ 入力フィルタ
６ スナバ回路
７、２３、３２ 負荷
８ 入力電圧検出器
９ 出力電流検出器
１０、１０’ パルス幅変調部
１１ ＰＷＭ発生部
１２ 入力電圧指令演算部
１３ コンデンサ電圧検出器
１４ コンデンサ電流検出器
１５ 入力電流検出器
１６ 入力電位差演算部
１７ 通流率指令部
１８ パルス波形指令部
１９ 通流率補正部
２０ 加算器
２１ 変圧器
２２ａ〜２２ｉ、３１ａ、３１ｂ パワーセル
２４ 直列多重マトリクスコンバータ
３３ 並列多重マトリクスコンバータ
４０、４０ａ、４０ｂ 三相電源
１１１ 最小電位相と中間電位相の電位差により決まる部分のパルス
１１２ 最小電位相と最大電位相の電位差により決まる部分のパルス
２ 主回路部
３、３’ リアクトル
４ コンデンサ
５ 入力フィルタ
６ スナバ回路
７、２３、３２ 負荷
８ 入力電圧検出器
９ 出力電流検出器
１０、１０’ パルス幅変調部
１１ ＰＷＭ発生部
１２ 入力電圧指令演算部
１３ コンデンサ電圧検出器
１４ コンデンサ電流検出器
１５ 入力電流検出器
１６ 入力電位差演算部
１７ 通流率指令部
１８ パルス波形指令部
１９ 通流率補正部
２０ 加算器
２１ 変圧器
２２ａ〜２２ｉ、３１ａ、３１ｂ パワーセル
２４ 直列多重マトリクスコンバータ
３３ 並列多重マトリクスコンバータ
４０、４０ａ、４０ｂ 三相電源
１１１ 最小電位相と中間電位相の電位差により決まる部分のパルス
１１２ 最小電位相と最大電位相の電位差により決まる部分のパルス
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
本発明の第１の実施例について図を用いて説明する。
図１は本発明を実施したマトリクスコンバータの制御装置のブロック図である。図において、１はマトリクスコンバータで、三相電源４０からリアクタンス３を介して三相電源が供給され、負荷７が出力側に接続されている。２は主回路部で、双方向の半導体スイッチング素子から成り、後述のＰＷＭ発生部１１からのゲート信号により駆動され、双方向に電力変換する。５は入力フィルタでリアクタンス３及びコンデンサ４で構成され、三相電源４０とマトリクスコンバータ１の入力側との間に設けられている。なお、リアクタンス３は三相電源４０の内部リアクタンス又は三相電源４０とマトリクスコンバータ１の間の配線上に設置されたリアクトルによって構成されるものである。６はスナバ回路で、主回路部２のスイッチングにより発生するサージ電圧を吸収する。８は入力電圧検出器で、マトリクスコンバータ１の入力電圧Ｖｉｎを検出する。９は出力電流検出器で、マトリクスコンバータ１からの各相の出力電流Ｉｏｕｔを検出する。なお、負荷７の代表的なものとして交流電動機がある。
図１は本発明を実施したマトリクスコンバータの制御装置のブロック図である。図において、１はマトリクスコンバータで、三相電源４０からリアクタンス３を介して三相電源が供給され、負荷７が出力側に接続されている。２は主回路部で、双方向の半導体スイッチング素子から成り、後述のＰＷＭ発生部１１からのゲート信号により駆動され、双方向に電力変換する。５は入力フィルタでリアクタンス３及びコンデンサ４で構成され、三相電源４０とマトリクスコンバータ１の入力側との間に設けられている。なお、リアクタンス３は三相電源４０の内部リアクタンス又は三相電源４０とマトリクスコンバータ１の間の配線上に設置されたリアクトルによって構成されるものである。６はスナバ回路で、主回路部２のスイッチングにより発生するサージ電圧を吸収する。８は入力電圧検出器で、マトリクスコンバータ１の入力電圧Ｖｉｎを検出する。９は出力電流検出器で、マトリクスコンバータ１からの各相の出力電流Ｉｏｕｔを検出する。なお、負荷７の代表的なものとして交流電動機がある。
１０はパルス幅変調部で、負荷７への出力線間電圧指令Ｖｒｅｆ、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電流Ｉｏｕｔから背景技術で説明した中間電位相及び基準電位相が入力各相のどれに該当するかの選択及びＴ1とＴ2の演算を行い、ＰＷＭパルス指令を生成する。１１はＰＷＭ発生部で、パルス幅変調部１０で演算したＰＷＭパルス指令を用い、主回路部２へのゲート信号を生成する。１２は入力電圧指令演算部で、内部にＰＬＬ機能を有し、入力電圧Ｖｉｎを用いて入力電圧指令Ｖｓを演算する。入力電圧Ｖｉｎの極性に応じて行われる転流シーケンス処理は、ＰＷＭ発生部１１で行われる。
パルス幅変調部１０が、入力電圧指令演算部１２で演算した入力電圧指令Ｖｓと入力電圧Ｖｉｎが一致するようにＰＷＭパルス指令のパルス幅を生成あるいは補正する動作については詳述する。なお、入力電圧指令Ｖｓは波形整形された信号であり、入力電圧Ｖｉｎの基本波と位相、振幅が等しい正弦波状の信号である。
パルス幅変調部１０が、入力電圧指令演算部１２で演算した入力電圧指令Ｖｓと入力電圧Ｖｉｎが一致するようにＰＷＭパルス指令のパルス幅を生成あるいは補正する動作については詳述する。なお、入力電圧指令Ｖｓは波形整形された信号であり、入力電圧Ｖｉｎの基本波と位相、振幅が等しい正弦波状の信号である。
本発明の動作説明の前に、本発明の動作原理について説明する。
図１に示すマトリクスコンバータでは入力電圧Ｖｉｎがそのままコンデンサの端子電圧となっている。従って入力コンデンサの電圧振動を抑制するために、入力電圧ベクトルＶｉｎを指令電圧ベクトルＶｓに一致させることを考える。指令電圧ベクトルＶｓは、入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波信号とし、入力電圧Ｖｉｎをこれと一致させることができれば、コンデンサ端子電圧もまた正弦波となる。この実現のために、両者の誤差電圧ベクトル△Ｖｃが最小となるようにＰＷＭパルス指令のパルス幅を制御する。
図１に示すマトリクスコンバータでは入力電圧Ｖｉｎがそのままコンデンサの端子電圧となっている。従って入力コンデンサの電圧振動を抑制するために、入力電圧ベクトルＶｉｎを指令電圧ベクトルＶｓに一致させることを考える。指令電圧ベクトルＶｓは、入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波信号とし、入力電圧Ｖｉｎをこれと一致させることができれば、コンデンサ端子電圧もまた正弦波となる。この実現のために、両者の誤差電圧ベクトル△Ｖｃが最小となるようにＰＷＭパルス指令のパルス幅を制御する。
ところが、従来技術で説明した中間電位相とペアで使用される入力相を最小電位相と最大電位相を使い分けるマトリクスコンバータ装置において、入力の基準電位相と中間電位相の間及び最小電位相と最大電位相の間に出力電流が分配されて流れる電流は、入力フィルタ５の出力側に流れ、この電流が入力フィルタ５のコンデンサを充放電することで電圧を発生する。したがって、この電圧について考慮する必要がある。入力フィルタ５の出力側を流れる電流をフィルタ出力電流ベクトルＩＬ、このＩＬによる充放電で発生するコンデンサ電圧ベクトルを充放電電圧ベクトルＶＬとして以下説明を続ける。
この充放電電圧ベクトルＶＬは、フィルタ出力電流ベクトルＩＬを一定値として近似すると、（１）式として求めることができる。
ＶＬ＝（１／Ｃ）∫ＩＬｄｔ＝（ｔ／Ｃ）ＩＬ＝ｋ・ＩＬ （ｋ＝ｔ／Ｃ） ・・・(１)
したがって、時間ｔが経過すると、コンデンサ電圧はＶｉｎ＋ＶＬに変化する。
以上から、誤差電圧ベクトル△Ｖｃが、(１)式で演算した充放電電圧ＶＬと一致するように制御すれば、入力電圧Ｖｉｎすなわちコンデンサ端子電圧を指令電圧Ｖｓと同じ正弦波状の信号にできることになる。
この充放電電圧ベクトルＶＬは、フィルタ出力電流ベクトルＩＬを一定値として近似すると、（１）式として求めることができる。
ＶＬ＝（１／Ｃ）∫ＩＬｄｔ＝（ｔ／Ｃ）ＩＬ＝ｋ・ＩＬ （ｋ＝ｔ／Ｃ） ・・・(１)
したがって、時間ｔが経過すると、コンデンサ電圧はＶｉｎ＋ＶＬに変化する。
以上から、誤差電圧ベクトル△Ｖｃが、(１)式で演算した充放電電圧ＶＬと一致するように制御すれば、入力電圧Ｖｉｎすなわちコンデンサ端子電圧を指令電圧Ｖｓと同じ正弦波状の信号にできることになる。
次に、本発明の動作説明を行う。
入力電圧指令演算部１２は、入力電圧検出器８で検出した入力電圧Ｖｉｎを、内部に有するＰＬＬに入力する。ＰＬＬは入力される入力電圧Ｖｉｎと位相が同期した正弦波を出力する。この際、入力電圧Ｖｉｎの位相に同期するまで、入力電圧Ｖｉｎの急激な電圧変化に応答しないようにする。
このようにして、ＰＬＬは入力される入力電圧Ｖｉｎを波形整形して、入力電圧Ｖｉｎの基本波と位相、振幅が等しい正弦波として出力する。
パルス幅変調部１０は、パルス幅Ｔ１、Ｔ２を決定しＰＷＭパルス指令を生成する。パルス幅変調部１０には、出力電流検出器９から出力電流値Ｉｏｕｔ、入力電圧検出器８で検出された入力電圧値Ｖｉｎ及び入力電圧指令演算部１２から入力電圧指令Ｖｓが入力される。
入力電圧指令演算部１２は、入力電圧検出器８で検出した入力電圧Ｖｉｎを、内部に有するＰＬＬに入力する。ＰＬＬは入力される入力電圧Ｖｉｎと位相が同期した正弦波を出力する。この際、入力電圧Ｖｉｎの位相に同期するまで、入力電圧Ｖｉｎの急激な電圧変化に応答しないようにする。
このようにして、ＰＬＬは入力される入力電圧Ｖｉｎを波形整形して、入力電圧Ｖｉｎの基本波と位相、振幅が等しい正弦波として出力する。
パルス幅変調部１０は、パルス幅Ｔ１、Ｔ２を決定しＰＷＭパルス指令を生成する。パルス幅変調部１０には、出力電流検出器９から出力電流値Ｉｏｕｔ、入力電圧検出器８で検出された入力電圧値Ｖｉｎ及び入力電圧指令演算部１２から入力電圧指令Ｖｓが入力される。
以下、ＰＷＭパルス生成の手順を説明する。
まず、パルス幅変調部１０では、パルス幅Ｔ１における誤差電圧△Ｖｃと充放電電圧ＶＬの偏差Ｈｍｉｄ及び、パルス幅Ｔ２における誤差電圧△Ｖｃと充放電電圧ＶＬの偏差Ｈｍａｘを演算する。
Ｉｍｉｄはパルス幅Ｔ１時の出力電流値Ｉｏｕｔ、Ｉｍａｘはパルス幅Ｔ２時の出力電流値Ｉｏｕｔであり、誤差電圧△Ｖｃは入力指令電圧値Ｖｓ及び入力電圧値Ｖｉｎを減算して求められ、充放電電圧ＶＬについては（１）式の関係を用いて、偏差Ｈｍｉｄ、Ｈｍａｘを（２）〜（５）式で定義・導出する。
まず、パルス幅変調部１０では、パルス幅Ｔ１における誤差電圧△Ｖｃと充放電電圧ＶＬの偏差Ｈｍｉｄ及び、パルス幅Ｔ２における誤差電圧△Ｖｃと充放電電圧ＶＬの偏差Ｈｍａｘを演算する。
Ｉｍｉｄはパルス幅Ｔ１時の出力電流値Ｉｏｕｔ、Ｉｍａｘはパルス幅Ｔ２時の出力電流値Ｉｏｕｔであり、誤差電圧△Ｖｃは入力指令電圧値Ｖｓ及び入力電圧値Ｖｉｎを減算して求められ、充放電電圧ＶＬについては（１）式の関係を用いて、偏差Ｈｍｉｄ、Ｈｍａｘを（２）〜（５）式で定義・導出する。
Ｈｍｉｄ＝｜△Ｖｃ−ｋ１・Ｉｍｉｄ｜＝｜Ｖｓ−Ｖｉｎ−ｋ１・Ｉｍｉｄ｜ ・・・（２）
Ｈｍａｘ＝｜△Ｖｃ−ｋ２・Ｉｍａｘ｜＝｜Ｖｓ−Ｖｉｎ−ｋ２・Ｉｍａｘ｜ ・・・(３)
ここで、
ｋ１＝２・Ｔ１／Ｃ ・・・（４）
ｋ２＝２・Ｔ２／Ｃ ・・・（５）
Ｈｍａｘ＝｜△Ｖｃ−ｋ２・Ｉｍａｘ｜＝｜Ｖｓ−Ｖｉｎ−ｋ２・Ｉｍａｘ｜ ・・・(３)
ここで、
ｋ１＝２・Ｔ１／Ｃ ・・・（４）
ｋ２＝２・Ｔ２／Ｃ ・・・（５）
偏差Ｈｍｉｄ、Ｈｍａｘのうち値が小さい方に対応した出力状態が、値の大きいほうに対応した出力状態より△ＶｃとＶＬの差が小さいので、ＶｉｎをＶｓに一致させる効果が大きい。従って偏差Ｈｍａｘ、Ｈｍｉｄの小さいほうの出力状態が長くなるようにパルス幅Ｔ１及びＴ２を決定する。
このことを実現するためにはＴ１及びＴ２の比を（６）式のとおりＨｍａｘとＨｍｉｄの比に等しくすれば良い。
Ｔ１：Ｔ２＝Ｈｍａｘ：Ｈｍｉｄ ・・・（６）
このことを実現するためにはＴ１及びＴ２の比を（６）式のとおりＨｍａｘとＨｍｉｄの比に等しくすれば良い。
Ｔ１：Ｔ２＝Ｈｍａｘ：Ｈｍｉｄ ・・・（６）
さらに具体的なＴ１、Ｔ２の値を決定するために、ＰＷＭパルス指令の面積Ｓが、出力線間電圧指令Ｖｒｅｆ及びパルス周期Ｔの積に等しい条件（７）式を適用する。
Ｓ ＝ Ｔ１’＋Ｔ２’
２（Ｔ１・△Ｅｍｉｄ＋Ｔ２・△Ｅｍａｘ）＝Ｔ・Ｖｒｅｆ ・・・（７）
ここで、△Ｅｍａｘは最大電位相と最小電位相の電位差、△Ｅｍｉｄは中間電位相と基準電位相の電位差である。
このようにして、パルス幅変調部１０は、（２）式から（７）式によりＰＷＭパルス指令のパルス幅Ｔ１及びＴ２を決定することでＰＷＭパルス指令を生成する。
Ｓ ＝ Ｔ１’＋Ｔ２’
２（Ｔ１・△Ｅｍｉｄ＋Ｔ２・△Ｅｍａｘ）＝Ｔ・Ｖｒｅｆ ・・・（７）
ここで、△Ｅｍａｘは最大電位相と最小電位相の電位差、△Ｅｍｉｄは中間電位相と基準電位相の電位差である。
このようにして、パルス幅変調部１０は、（２）式から（７）式によりＰＷＭパルス指令のパルス幅Ｔ１及びＴ２を決定することでＰＷＭパルス指令を生成する。
以上、１つの線間電圧指令に対する変調補正について説明したが、３相負荷の場合は、同一キャリア周期内では入力の最小電位相、中間電位相、最大電位相は変化しないので、２つ有る線間電圧指令に対して上記（１）〜（７）式の演算を同時に実施すれば、ＶｃをＶｓに一致させる効果が大きい出力状態を長く継続できるＴ１及びＴ２を決定でき、コンデンサ電圧Ｖｃを入力指令電圧Ｖｓに一致させることができる。
このように、ＰＷＭパルス指令の面積Ｓを一定にした条件で、入力電圧Ｖｉｎすなわちコンデンサ端子電圧を入力指令電圧Ｖｓに一致させることができるので、入力コンデンサの端子電圧の振動を抑制することができる。
このように、ＰＷＭパルス指令の面積Ｓを一定にした条件で、入力電圧Ｖｉｎすなわちコンデンサ端子電圧を入力指令電圧Ｖｓに一致させることができるので、入力コンデンサの端子電圧の振動を抑制することができる。
次に、本発明の第２の実施例について図を用いて説明する。
図３は第２の実施例の構成を示すブロック図であり、図において、図１と同一であるものはその説明を省略し、異なる部分について以下説明する。第１の実施例では入力電圧指令演算指令１２及びコンデンサ電圧検出器１３を備えたことを特徴とするものであるが、第２の実施例は、コンデンサ端子電圧Ｖｃを直接検出する代わりに、コンデンサ電流ベクトルＩｃを検出し、このＩｃを基にコンデンサ電圧ベクトルＶｃを求めるようにした点が第１の実施例と異なる。
パルス幅変調補正部１４は、コンデンサ電流検出器１５によって検出されたコンデンサ電流Ｉｃを用いて、（８）式によりコンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算する。
Ｖｃ＝（１／Ｃ）∫Ｉｃｄｔ ・・・(８)
このように、コンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算しているので、第１の実施例と同様に本発明を実施できる。
図３は第２の実施例の構成を示すブロック図であり、図において、図１と同一であるものはその説明を省略し、異なる部分について以下説明する。第１の実施例では入力電圧指令演算指令１２及びコンデンサ電圧検出器１３を備えたことを特徴とするものであるが、第２の実施例は、コンデンサ端子電圧Ｖｃを直接検出する代わりに、コンデンサ電流ベクトルＩｃを検出し、このＩｃを基にコンデンサ電圧ベクトルＶｃを求めるようにした点が第１の実施例と異なる。
パルス幅変調補正部１４は、コンデンサ電流検出器１５によって検出されたコンデンサ電流Ｉｃを用いて、（８）式によりコンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算する。
Ｖｃ＝（１／Ｃ）∫Ｉｃｄｔ ・・・(８)
このように、コンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算しているので、第１の実施例と同様に本発明を実施できる。
次に、本発明の第３の実施例について図を用いて説明する。
図４は第３の実施例の構成を示すブロック図であり、図において、図１と同一であるものはその説明を省略し、異なる部分について以下説明する。第１の実施例では入力電圧指令演算指令１２及びコンデンサ電圧検出器１３を備えたことを特徴とするものであるが、 第３の実施例は、コンデンサ端子電圧Ｖｃを直接検出する代わりに、マトリクスコンバータ１への入力電流Ｉｉｎを検出し、このＩｉｎを基にコンデンサ電圧ベクトルＶｃを求めるようにした点が第１の実施例と異なる。
パルス幅変調補正部１４は、入力電流検出器１６によって検出されたマトリクスコンバータ１への入力電流Ｉｉｎを用い、出力電流Ｉｏｕｔが入力側に分配される電流ベクトルＩＬを考慮した（９）式によりコンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算する。
Ｖｃ＝（１／Ｃ）∫(Ｉｉｎ−ＩＬ)ｄｔ ・・・(９)
このように、コンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算しているので、第１の実施例と同様に本発明を実施できる。
図４は第３の実施例の構成を示すブロック図であり、図において、図１と同一であるものはその説明を省略し、異なる部分について以下説明する。第１の実施例では入力電圧指令演算指令１２及びコンデンサ電圧検出器１３を備えたことを特徴とするものであるが、 第３の実施例は、コンデンサ端子電圧Ｖｃを直接検出する代わりに、マトリクスコンバータ１への入力電流Ｉｉｎを検出し、このＩｉｎを基にコンデンサ電圧ベクトルＶｃを求めるようにした点が第１の実施例と異なる。
パルス幅変調補正部１４は、入力電流検出器１６によって検出されたマトリクスコンバータ１への入力電流Ｉｉｎを用い、出力電流Ｉｏｕｔが入力側に分配される電流ベクトルＩＬを考慮した（９）式によりコンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算する。
Ｖｃ＝（１／Ｃ）∫(Ｉｉｎ−ＩＬ)ｄｔ ・・・(９)
このように、コンデンサ電圧ベクトルＶｃを演算しているので、第１の実施例と同様に本発明を実施できる。
上記では、実施例１から実施例３の説明において、入力フィルタ５を構成するリアクタンスは、三相電源４０や図示していないがマトリクスコンバータ１の入力側にある変圧器に存在する内部リアクタンスを使用する場合を例として実施例を説明してきた。
ここで、実施例１から実施例３の変形例を、実施例１を例にして説明する。図２は、入力側のフィルタを構成するリアクタンスを得るためにマトリクスコンバータ内部にリアクトルを設けたマトリクスコンバータに、本発明の方法を適用した場合のブロック図である。入力電圧検出器８とは別にコンデンサ電圧検出器１３を設け、誤差電圧ベクトル△Ｖｃを指令電圧Ｖｓとコンデンサ電圧検出器１３で検出したコンデンサ端子電圧Ｖｃの差電圧とし、入力電圧値Ｖｉｎは、入力電圧検出器８で検出された電圧として、ＰＷＭパルス指令を生成する際、ＰＷＭパルス指令のパルス幅Ｔ１及びＴ２を決定するように構成している。
このように、実施例１における図１を図２に変形しても、つまり、マトリクスコンバータ１にリアクトル３’を内蔵し、このリアクトルを用いて入力側にフィルタを構成しても、実施例１から実施例４における発明を実施できる。さらに、内部リアクトルを補完する分を別置きするようにしても同様である。
ここで、実施例１から実施例３の変形例を、実施例１を例にして説明する。図２は、入力側のフィルタを構成するリアクタンスを得るためにマトリクスコンバータ内部にリアクトルを設けたマトリクスコンバータに、本発明の方法を適用した場合のブロック図である。入力電圧検出器８とは別にコンデンサ電圧検出器１３を設け、誤差電圧ベクトル△Ｖｃを指令電圧Ｖｓとコンデンサ電圧検出器１３で検出したコンデンサ端子電圧Ｖｃの差電圧とし、入力電圧値Ｖｉｎは、入力電圧検出器８で検出された電圧として、ＰＷＭパルス指令を生成する際、ＰＷＭパルス指令のパルス幅Ｔ１及びＴ２を決定するように構成している。
このように、実施例１における図１を図２に変形しても、つまり、マトリクスコンバータ１にリアクトル３’を内蔵し、このリアクトルを用いて入力側にフィルタを構成しても、実施例１から実施例４における発明を実施できる。さらに、内部リアクトルを補完する分を別置きするようにしても同様である。
次に、本発明の第４の実施例について説明する。第４の実施例は、パルスの面積Ｓ及びパルス幅Ｔ1とＴ2の比である通流率αを可変させることで出力電圧の大きさの制御と入力電流の形状を制御するマトリクスコンバータ、すなわち、上記の背景技術で示した通流率αを決め入力電流の波形を正弦波に近づけようとしているマトリクスコンバータに、本発明を適用したものである。
図５は第４の実施例の構成を示すブロック図であり、図２と同一であるものはその説明を省略し、異なる部分について以下説明する。
図５に示すマトリクスコンバータの制御装置は、図２のパルス幅変調部１０の代わりに１０’とし、入力電位差演算部１６、通流率指令部１７、パルス波形指令部１８、通流率補正部１９、加算器２０から構成されている。
図５は第４の実施例の構成を示すブロック図であり、図２と同一であるものはその説明を省略し、異なる部分について以下説明する。
図５に示すマトリクスコンバータの制御装置は、図２のパルス幅変調部１０の代わりに１０’とし、入力電位差演算部１６、通流率指令部１７、パルス波形指令部１８、通流率補正部１９、加算器２０から構成されている。
入力電位差演算部１６は、入力電圧検出器８で検出した入力電圧値から入力電圧三相の大小関係を判定し、最大電位相、中間電位相、最小電位相が入力三相のどの相に該当するかを決定し、最大電位相と最小電位相の電位差△Ｅｍａｘ、中間電位相と基準電位相の電位差△Ｅｍｉｄを演算し、パルス波形指令部１８へ出力する。
通流率指令部１７は、入力電位差演算部１６と同様に、入力電圧検出器８で検出した入力電圧値から最大電位相、中間電位相、最小電位相が入力三相のどの相に該当するかを決定し、通流率αを中間電位相の電圧値Ｖｍｉｄと中間電位相及び基準電位相以外の相の電圧値Ｖｅｘの比に等しい値として（１０）式により決定し、加算器２０へ出力する。
α＝Ｔ１／Ｔ２＝Ｖｍｉｄ／Ｖｅｘ ・・・（１０）
通流率指令部１７は、入力電位差演算部１６と同様に、入力電圧検出器８で検出した入力電圧値から最大電位相、中間電位相、最小電位相が入力三相のどの相に該当するかを決定し、通流率αを中間電位相の電圧値Ｖｍｉｄと中間電位相及び基準電位相以外の相の電圧値Ｖｅｘの比に等しい値として（１０）式により決定し、加算器２０へ出力する。
α＝Ｔ１／Ｔ２＝Ｖｍｉｄ／Ｖｅｘ ・・・（１０）
通流率補正部１９は、実施例１と同様に、上記（２）、（３）式を使用して偏差Ｈｍｉｄ及びＨｍａｘを演算後、通流率αの補正分△αを（１１）式で求め、加算器２０へ出力する。
△α＝Ｋ（Ｈｍａｘ−Ｈｍｉｄ） ・・・（１１）
なお、Ｋ：比例定数。
加算器２０は、通流率指令部１７で演算された通流率αに通流率αの補正分△αを加算し、加算値をパルス波形指令部１８へ出力する。
パルス波形指令部１８は、負荷７への出力線間電圧指令Ｖｒｅｆ、最大電位相と最小電位相の電位差△Ｅｍａｘ、中間電位相と基準電位相の電位差△Ｅｍｉｄ及び出力電流値Ｉｏｕｔから上記で説明した中間電位相及び基準電位相が入力各相のどれに該当するか考慮し、通流率をα＋△αとして実施例１で説明したＰＷＭパルス生成の手順でＰＷＭパルス指令を求め、ＰＷＭ発生部１１に出力している。
このようにして、入力電圧指令Ｖｓとコンデンサの端子電圧Ｖｃが一致するように通流率αをα＋△αに変更することで通流率を変調補正するようにしている。
△α＝Ｋ（Ｈｍａｘ−Ｈｍｉｄ） ・・・（１１）
なお、Ｋ：比例定数。
加算器２０は、通流率指令部１７で演算された通流率αに通流率αの補正分△αを加算し、加算値をパルス波形指令部１８へ出力する。
パルス波形指令部１８は、負荷７への出力線間電圧指令Ｖｒｅｆ、最大電位相と最小電位相の電位差△Ｅｍａｘ、中間電位相と基準電位相の電位差△Ｅｍｉｄ及び出力電流値Ｉｏｕｔから上記で説明した中間電位相及び基準電位相が入力各相のどれに該当するか考慮し、通流率をα＋△αとして実施例１で説明したＰＷＭパルス生成の手順でＰＷＭパルス指令を求め、ＰＷＭ発生部１１に出力している。
このようにして、入力電圧指令Ｖｓとコンデンサの端子電圧Ｖｃが一致するように通流率αをα＋△αに変更することで通流率を変調補正するようにしている。
上記処理により、ＨｍａｘよりＨｍｉｄが大きく、Ｔ１の状態よりＴ２の状態のほうがＶｃをＶｓに一致させる効果が大きいときには通流率αが小さくなるように補正して、パルス幅Ｔ２を大きく、Ｔ１を小さくしている。また、逆にＨｍｉｄよりＨｍａｘが大きく、Ｔ２の状態よりＴ１の状態のほうがＶｃをＶｓに一致させる効果が大きいときは、通流率αが大きくなるように補正して、パルス幅Ｔ１を大きく、Ｔ２を小さくしている。
以上、１つの線間電圧指令に対する変調補正について説明したが、３相負荷の場合は、２つ有る線間電圧指令に対して上記（２）、（３）、（１０）及び（１１）式の演算を同時に実施すれば、通流率αの加算分△αを線間電圧指令各々について演算できる。この個別に演算した△αを共通の通流率αに加算することで、第１の実施例と同様、コンデンサ電圧Ｖｃを入力指令電圧Ｖｓに一致させることができるので、入力コンデンサの電圧Ｖｉｎの振動を抑制することができる。
また、第２の実施例で説明したように図５のコンデンサ電圧検出器１１をコンデンサ電流検出器１３に置き換えても本発明は実施例４により実施できる。
また、第３の実施例で説明したように図５のコンデンサ電圧検出器１１を入力電流検出器１４に置き換えても本発明は実施例４により実施できる。
また、第２の実施例で説明したように図５のコンデンサ電圧検出器１１をコンデンサ電流検出器１３に置き換えても本発明は実施例４により実施できる。
また、第３の実施例で説明したように図５のコンデンサ電圧検出器１１を入力電流検出器１４に置き換えても本発明は実施例４により実施できる。
さらに、上記では、出力の相数を３相の場合で説明したが、出力の相数が何相であっても、出力電圧指令として出力の相数より一つ少ない数の線間電圧指令を与え、各々の線間電圧指令に対し本発明を実施すれば、コンデンサ電圧Ｖｃを入力指令電圧Ｖｓに一致させることができることは言うまでもない。
このように、本発明は単相出力から多相出力のマトリクスコンバータまでに適用可能である。
このように、本発明は単相出力から多相出力のマトリクスコンバータまでに適用可能である。
次に、本発明の第５の実施例について説明する。第５の実施例は、出力が単相交流又は直流であるマトリクスコンバータの出力を直列に接続して構成した直列多重マトリクスコンバータ装置に本発明を適用するものである。
図６は第５の実施例の構成図であり、図において、変圧器２１は、三相電源４０からの三相交流電源を入力とし、マトリクスコンバータの入力電圧に変換し、パワーセル２２ａ〜２２ｉは、変圧器２１の二次電圧を入力とし単相交流電圧を出力する。負荷２３は、パワーセル２２ａ〜２２ｉを直列に多重化して構成されたマトリクスコンバータ２４に接続されている。
直列多重マトリクスコンバータ２４を構成するパワーセル２２ａ〜２２ｉは、直列に接続され出力多相交流の１相電圧を作り出している。また、パワーセル２２ａ〜２２ｉは、実施例１から実施例４で説明したマトリクスコンバータ１を適用したものであるため、直列多重マトリクスコンバータ２４においても同様にパワーセル２２ａ〜２２ｉが内蔵する入力フィルタ用コンデンサの電圧振動を抑制することができる。
図６は第５の実施例の構成図であり、図において、変圧器２１は、三相電源４０からの三相交流電源を入力とし、マトリクスコンバータの入力電圧に変換し、パワーセル２２ａ〜２２ｉは、変圧器２１の二次電圧を入力とし単相交流電圧を出力する。負荷２３は、パワーセル２２ａ〜２２ｉを直列に多重化して構成されたマトリクスコンバータ２４に接続されている。
直列多重マトリクスコンバータ２４を構成するパワーセル２２ａ〜２２ｉは、直列に接続され出力多相交流の１相電圧を作り出している。また、パワーセル２２ａ〜２２ｉは、実施例１から実施例４で説明したマトリクスコンバータ１を適用したものであるため、直列多重マトリクスコンバータ２４においても同様にパワーセル２２ａ〜２２ｉが内蔵する入力フィルタ用コンデンサの電圧振動を抑制することができる。
次に、本発明の第６の実施例について説明する。第６の実施例は、マトリクスコンバータの出力を並列に接続して構成した並列多重マトリクスコンバータ装置に本発明を適用するものである。
図７は第６の実施例の構成図であり、図において、パワーセル３１ａ、３１ｂは、それぞれ三相電源４０ａ、４０ｂからの三相交流電源を入力とし、交流電圧を出力する。負荷３２は、パワーセル３１ａ、３１ｂを並列に多重化して構成されたマトリクスコンバータ３３に接続されている。
この並列多重マトリクスコンバータ３３を構成するパワーセル３１ａ、３１ｂは、実施例１から実施例４で説明したマトリクスコンバータ１を適用したものであるため、並列多重マトリクスコンバータ３３においても同様にパワーセル３１ａ、３１ｂが内蔵する入力フィルタ用コンデンサの電圧振動を抑制することができる。
図７は第６の実施例の構成図であり、図において、パワーセル３１ａ、３１ｂは、それぞれ三相電源４０ａ、４０ｂからの三相交流電源を入力とし、交流電圧を出力する。負荷３２は、パワーセル３１ａ、３１ｂを並列に多重化して構成されたマトリクスコンバータ３３に接続されている。
この並列多重マトリクスコンバータ３３を構成するパワーセル３１ａ、３１ｂは、実施例１から実施例４で説明したマトリクスコンバータ１を適用したものであるため、並列多重マトリクスコンバータ３３においても同様にパワーセル３１ａ、３１ｂが内蔵する入力フィルタ用コンデンサの電圧振動を抑制することができる。
このように、コンデンサ電圧ベクトルＶｃが入力電圧指令ベクトルＶｓに近づき、入力用フィルタのコンデンサ電圧ピーク値の増大が抑制されるので、コンデンサ及びスナバ回路素子の耐圧を低くすることができ、マトリクスコンバータのコストを低減するとともに他の機器へ及ぼす影響を小さくすることができる。
次に、第７実施例として、本発明を適用したマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法について説明する。
適用されるマトリクスコンバータの制御装置は、入力側にリアクトル３とコンデンサ４を備えたフィルタが設けられ、三相電源４０からの入力電圧を検出する入力電圧検出器８と、マトリクスコンバータ１の出力電流を検出する出力電流検出器９と、コンデンサ４の端子電圧を検出するコンデンサ電圧検出器１３と、第１実施例で説明したパルス幅変調部１０を備えていて、下記の手順で出力電圧を発生する。
（ステップ００１）
その手順は、まず、入力電圧検出器８は、三相電源４０からの入力電圧を検出する。
（ステップ００２）
次に、コンデンサ電圧検出器１３は、コンデンサの端子電圧値を検出する。
次に、パルス幅変調部１０は、下記の処理が行われる。
適用されるマトリクスコンバータの制御装置は、入力側にリアクトル３とコンデンサ４を備えたフィルタが設けられ、三相電源４０からの入力電圧を検出する入力電圧検出器８と、マトリクスコンバータ１の出力電流を検出する出力電流検出器９と、コンデンサ４の端子電圧を検出するコンデンサ電圧検出器１３と、第１実施例で説明したパルス幅変調部１０を備えていて、下記の手順で出力電圧を発生する。
（ステップ００１）
その手順は、まず、入力電圧検出器８は、三相電源４０からの入力電圧を検出する。
（ステップ００２）
次に、コンデンサ電圧検出器１３は、コンデンサの端子電圧値を検出する。
次に、パルス幅変調部１０は、下記の処理が行われる。
（ステップ００３）
まず、ステップ００１で検出した入力電圧値の基本波と位相、振幅が等しい入力電圧指令値を演算する。
（ステップ００４）
次に、ステップ００３で演算した入力電圧値から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び最小電位相と最大電位相との第２の電位差を演算する。
（ステップ００５）
次に、ステップ００４で演算した２つの電位差をパルス高さとして、第１の電位差とパルス高さの等しいパルスのパルス幅と第２の電位差とパルス高さの等しいパルスのパルス幅を入力電圧指令値と検出したコンデンサの端子電圧値の大きさ及び方向が一致するように決定する。
（ステップ００６）
次に、ステップ００５で決定した二つのパルス幅からＰＷＭパルス指令信号を生成する。
なお、上記における具体的な処理は、第１実施例で詳細に説明しているので、ここでは説明は省略する。
まず、ステップ００１で検出した入力電圧値の基本波と位相、振幅が等しい入力電圧指令値を演算する。
（ステップ００４）
次に、ステップ００３で演算した入力電圧値から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び最小電位相と最大電位相との第２の電位差を演算する。
（ステップ００５）
次に、ステップ００４で演算した２つの電位差をパルス高さとして、第１の電位差とパルス高さの等しいパルスのパルス幅と第２の電位差とパルス高さの等しいパルスのパルス幅を入力電圧指令値と検出したコンデンサの端子電圧値の大きさ及び方向が一致するように決定する。
（ステップ００６）
次に、ステップ００５で決定した二つのパルス幅からＰＷＭパルス指令信号を生成する。
なお、上記における具体的な処理は、第１実施例で詳細に説明しているので、ここでは説明は省略する。
このようにして、ＰＷＭパルス指令信号は生成されるので、後は従来の手順で処理することでマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧は発生される。
次に、第８実施例として、本発明を適用するマトリクスコンバータの制御装置がコンデンサ電圧検出器１３の代わりに、コンデンサ４の端子電流を検出するコンデンサ電流検出器１４を備える場合の出力電圧発生方法について説明する。
コンデンサ電流検出器１４がコンデンサ４に流れる電流値を検出し、第２実施例に記載した方法によりコンデンサの端子電圧値を演算して、第７実施例を適用することで、コンデンサの端子電圧値の代わりコンデンサに流れる端子電流値を用いても同様に実施できる。
さらに、コンデンサ電流検出器１４を備えずとも、マトリクスコンバータ１の入力電流を検出し、第３実施例に記載した方法によりコンデンサの端子電圧値を演算して、第７実施例を適用することも可能である。
コンデンサ電流検出器１４がコンデンサ４に流れる電流値を検出し、第２実施例に記載した方法によりコンデンサの端子電圧値を演算して、第７実施例を適用することで、コンデンサの端子電圧値の代わりコンデンサに流れる端子電流値を用いても同様に実施できる。
さらに、コンデンサ電流検出器１４を備えずとも、マトリクスコンバータ１の入力電流を検出し、第３実施例に記載した方法によりコンデンサの端子電圧値を演算して、第７実施例を適用することも可能である。
次に、第９実施例として、本発明を適用したマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧補正方法について説明する。
適用されるマトリクスコンバータの制御装置は、入力側にリアクトル３とコンデンサ４を備えたフィルタが設けられ、三相電源４０からの入力電圧を検出する入力電圧検出器８と、マトリクスコンバータ１の出力電流を検出する出力電流検出器９と、コンデンサ４の端子電圧を検出するコンデンサ電圧検出器１３と、第４実施例で説明した入力電位差演算部１６、通流率指令部１７、パルス波形指令部１８、通流率補正部１９、加算器２０を備えていて、下記の手順で出力電圧を発生する。
（ステップ００１）
その手順は、まず三相電源４０からの入力電圧を検出する。
（ステップ００２）
次に、コンデンサの端子電圧値を検出する。
適用されるマトリクスコンバータの制御装置は、入力側にリアクトル３とコンデンサ４を備えたフィルタが設けられ、三相電源４０からの入力電圧を検出する入力電圧検出器８と、マトリクスコンバータ１の出力電流を検出する出力電流検出器９と、コンデンサ４の端子電圧を検出するコンデンサ電圧検出器１３と、第４実施例で説明した入力電位差演算部１６、通流率指令部１７、パルス波形指令部１８、通流率補正部１９、加算器２０を備えていて、下記の手順で出力電圧を発生する。
（ステップ００１）
その手順は、まず三相電源４０からの入力電圧を検出する。
（ステップ００２）
次に、コンデンサの端子電圧値を検出する。
（ステップ００３）
まず、ステップ００１で検出した入力電圧値の基本波と位相、振幅が等しい入力電圧指令値を演算する。
（ステップ００４）
次に、ステップ００３で演算した入力電圧値から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び最小電位相と最大電位相との第２の電位差を演算する。
（ステップ００５）
次に、ステップ００４で演算した２つの電位差をパルス高さとして、第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を演算された入力電圧指令値の位相に応じて決定する。
（ステップ００６）
次に、ステップ００４で演算した２つの電位差と、ステップ００５で決定したパルス幅の比からＰＷＭパルス指令信号を生成する。
（ステップ００７）
次に、入力電圧指令値と検出したコンデンサの端子電圧値の大きさ及び方向が一致するように、ステップ００５で決定したパルス幅の比を補正する。
なお、上記における具体的な処理は、第４実施例で詳細に説明しているので、ここでは説明は省略する。
まず、ステップ００１で検出した入力電圧値の基本波と位相、振幅が等しい入力電圧指令値を演算する。
（ステップ００４）
次に、ステップ００３で演算した入力電圧値から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び最小電位相と最大電位相との第２の電位差を演算する。
（ステップ００５）
次に、ステップ００４で演算した２つの電位差をパルス高さとして、第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を演算された入力電圧指令値の位相に応じて決定する。
（ステップ００６）
次に、ステップ００４で演算した２つの電位差と、ステップ００５で決定したパルス幅の比からＰＷＭパルス指令信号を生成する。
（ステップ００７）
次に、入力電圧指令値と検出したコンデンサの端子電圧値の大きさ及び方向が一致するように、ステップ００５で決定したパルス幅の比を補正する。
なお、上記における具体的な処理は、第４実施例で詳細に説明しているので、ここでは説明は省略する。
また、第７乃至第９実施例で示した方法は、出力の相数が何相であっても適用できるので、単相又は直流出力のマトリクスコンバータにも全く同様に適用できる。
さらに、第７乃至第９実施例で示した方法を適用したマトリクスコンバータを、第５実施例で示したマトリクスコンバータの出力を直列に接続して構成した直列多重マトリクスコンバータ装置に備えて適用できるし、第６実施例で示したマトリクスコンバータの出力を並列に接続して構成した並列多重マトリクスコンバータ装置に備えて適用できる。
さらに、第７乃至第９実施例で示した方法を適用したマトリクスコンバータを、第５実施例で示したマトリクスコンバータの出力を直列に接続して構成した直列多重マトリクスコンバータ装置に備えて適用できるし、第６実施例で示したマトリクスコンバータの出力を並列に接続して構成した並列多重マトリクスコンバータ装置に備えて適用できる。
出力電圧指令として出力の相数より一つ少ない数の線間電圧指令を与え、各々の線間電圧指令に対して本発明を実施することができるので、単相出力から多相出力のマトリクスコンバータに適用でき、さらに、このマトリクスコンバータを直列接続した直列多重マトリクスコンバータや、並列接続した並列多重マトリクスコンバータにも適用できる。
Claims (18)
- マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部とを備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、
前記パルス幅変調部は、前記入力電圧と前記波形整形信号が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。 - マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部と、前記マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタと、前記コンデンサの端子電圧を検出するコンデンサ電圧検出器を備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、
前記パルス幅変調部は、前記端子電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。 - マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部と、前記マトリクスコンバータの入力側に接続される電源装置の内部リアクタンスと対でフィルタを構成するコンデンサと、前記コンデンサを流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器を備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、
前記パルス幅変調部は、前記コンデンサを流れる電流から求めた前記コンデンサの端子電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。 - マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部と、前記マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタと、前記コンデンサを流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器を備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、
前記パルス幅変調部は、前記コンデンサを流れる電流から求めた前記コンデンサの端子電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。 - マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部と、前記マトリクスコンバータの入力側に接続される電源装置の内部リアクタンスと対でフィルタを構成するコンデンサと、前記マトリクスコンバータの入力電流を検出する入力電流検出器を備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、
前記パルス幅変調部は、前記入力電流から求めた前記マトリクスコンバータの入力電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。 - マトリクスコンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出器と、前記マトリクスコンバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を出力する入力電圧指令演算部と、前記入力電圧、前記出力電流、前記波形整形信号及び出力線間電圧指令を用いてＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス幅変調部と、前記マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサからなるフィルタと、前記マトリクスコンバータの入力電流を検出する入力電流検出器を備えたマトリクスコンバータの制御装置であって、
前記パルス幅変調部は、前記入力電流から求めた前記マトリクスコンバータの入力電圧が前記波形整形信号と一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を出力するようにしたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置。 - 前記パルス幅変調部は、前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算する入力電位差演算部と、
前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記入力電圧の位相に応じて通流率として出力する通流率指令部と、
前記通流率を補正する通流率補正部と、
前記２つの電位差と前記補正された通流率から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成するパルス波形指令部とを備えたことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータの制御装置。 - 前記通流率補正部は、前記最小電位相と前記中間電位相の電位差により決まる部分のパルス幅Ｔ１、前記最小電位相と前記最大電位相の電位差により決まる部分のパルス幅Ｔ２のそれぞれにおける入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波信号と入力電圧Ｖｉｎの誤差電圧ベクトル及び前記フィルタの出力側に流れる電流による充放電で発生するコンデンサ電圧ベクトルの差を用いて前記通流率の補正分を求めることを特徴とする請求項７に記載のマトリクスコンバータの制御装置。
- 交流を入力とし、単相交流又は直流を出力することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータの制御装置。
- 交流を直流に変換することなく直接変換することで単相交流を出力する請求項９に記載のマトリクスコンバータを直列に接続したことを特徴とする直列多重マトリクスコンバータの制御装置。
- 交流を直流に変換することなく直接変換することで交流出力する請求項１乃至６のいずれかに記載のマトリクスコンバータを並列に接続したことを特徴とする並列多重マトリクスコンバータの制御装置。
- マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、
三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、
前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、
前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、
前記入力電圧、前記出力電流及び出力線間電圧指令からＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、
前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を補正するステップを備えたマトリクスコンバータ制御装置の出力電圧発生方法。 - マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、
三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、
前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、
前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、
前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算するステップと、
前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記波形整形信号の位相に応じて決定するステップと、
前記２つの電位差と前記パルス幅の比から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、
前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記パルス幅の比を補正するステップを備えたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧補正方法。 - マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、
三相交流電源からの入力電圧を検出するステップと、
前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、
前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、
前記入力電圧、前記出力電流及び出力線間電圧指令からＰＷＭパルス指令信号を生成するステップと、
前記コンデンサを流れる電流あるいは前記マトリクスコンバータの入力電流を検出し、この電流を用いて前記コンデンサの端子電圧を演算するステップと、
前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記ＰＷＭパルス指令信号を補正するステップを備えたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法。 - マトリクスコンバータの入力側にリアクトルとコンデンサを備えたフィルタを設け、
三相交流電源からの入力電圧を検出するするステップと、
前記入力電圧の基本波と位相、振幅が等しい正弦波に波形整形した信号を演算するステップと、
前記マトリクスコンバータの出力電流を検出するステップと、
前記入力電圧から最小電位相もしくは最大電位相を基準電位相とし、前記基準電位相と中間電位相との第１の電位差及び前記最小電位相と前記最大電位相との第２の電位差を演算するステップと、
前記２つの電位差をパルス高さとし、前記第１の電位差とパルス高さの等しいパルスと前記第２の電位差とパルス高さの等しいパルスとのパルス幅の比を前記波形整形信号の位相に応じて決定するステップと、
前記２つの電位差と前記パルス幅の比から前記ＰＷＭパルス指令信号を生成し、
前記コンデンサを流れる電流あるいは前記マトリクスコンバータの入力電流を検出し、この電流を用いて前記コンデンサの端子電圧を演算するステップと、
前記波形整形信号と前記コンデンサの端子電圧の大きさ及び位相が一致するように前記パルス幅の比を補正するステップを備えたことを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧補正方法。 - 交流を入力とし、単相交流又は直流を出力するマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、
請求項１２乃至１５のいずれかに記載のステップを備えた手順で出力電圧を発生することを特徴とするマトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法。 - 交流を入力とし、単相交流又は直流を出力するマトリクスコンバータを直列に接続した直列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、
請求項１６に記載のステップを備えた手順で出力電圧を発生することを特徴とする直列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法。 - 交流を直流に変換することなく直接変換することで交流を出力するマトリクスコンバータを並列に接続した並列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法において、
請求項１２乃至１６のいずれかに記載のステップを備えた手順を用いて出力電圧を発生することを特徴とする並列多重マトリクスコンバータの制御装置の出力電圧発生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010514402A JP5387859B2 (ja) | 2008-05-30 | 2009-03-06 | マトリクスコンバータの制御装置及びその出力電圧発生方法 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008142289 | 2008-05-30 | ||
| JP2008142289 | 2008-05-30 | ||
| JP2010514402A JP5387859B2 (ja) | 2008-05-30 | 2009-03-06 | マトリクスコンバータの制御装置及びその出力電圧発生方法 |
| PCT/JP2009/054316 WO2009144987A1 (ja) | 2008-05-30 | 2009-03-06 | マトリクスコンバータの制御装置及びその出力電圧発生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2009144987A1 JPWO2009144987A1 (ja) | 2011-10-06 |
| JP5387859B2 true JP5387859B2 (ja) | 2014-01-15 |
Family
ID=41376874
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010514402A Active JP5387859B2 (ja) | 2008-05-30 | 2009-03-06 | マトリクスコンバータの制御装置及びその出力電圧発生方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8243482B2 (ja) |
| JP (1) | JP5387859B2 (ja) |
| CN (1) | CN102047545B (ja) |
| TW (1) | TWI469490B (ja) |
| WO (1) | WO2009144987A1 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012111115A1 (ja) * | 2011-02-16 | 2012-08-23 | 株式会社安川電機 | 風力発電用電力変換装置、風力発電装置、ウィンドファームおよび風車の製造方法 |
| JP5333677B2 (ja) * | 2011-02-16 | 2013-11-06 | 株式会社安川電機 | 風力発電用マトリクスコンバータ装置、風力発電装置、ウィンドファームおよび風車の製造方法 |
| JP5360125B2 (ja) * | 2011-04-26 | 2013-12-04 | 株式会社安川電機 | 直列多重電力変換装置 |
| JP5377574B2 (ja) * | 2011-05-31 | 2013-12-25 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5500141B2 (ja) * | 2011-09-01 | 2014-05-21 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置 |
| CN103999340A (zh) * | 2011-11-30 | 2014-08-20 | 株式会社安川电机 | 矩阵变换器 |
| FR2992116B1 (fr) * | 2012-06-18 | 2015-11-13 | Univ Lorraine | Circuit convertisseur matriciel reversible |
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| US11451156B2 (en) | 2020-01-21 | 2022-09-20 | Itt Manufacturing Enterprises Llc | Overvoltage clamp for a matrix converter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| DE19639773A1 (de) * | 1996-09-27 | 1998-04-02 | Abb Patent Gmbh | Dreiphasiger Matrix-Stromrichter und Verfahren zum Betrieb |
| TW497325B (en) * | 2001-06-06 | 2002-08-01 | Matritek Inc | Controller for three-phase direct-chain AC/AC converter |
| CN100345365C (zh) * | 2004-08-20 | 2007-10-24 | 清华大学 | 矩阵式变换器在电网电压非正常时的补偿控制方法 |
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| TW200713747A (en) * | 2005-09-14 | 2007-04-01 | Tian-Hua Liu | A digital rotor position estimating method for interior permanent magnet synchronous motors |
| JP4622840B2 (ja) * | 2005-12-13 | 2011-02-02 | 富士電機システムズ株式会社 | 交流交流直接変換器の制御装置 |
| US7848121B2 (en) * | 2007-05-14 | 2010-12-07 | Honeywell International Inc. | Advanced matrix converter and method for operation |
-
2009
- 2009-03-06 WO PCT/JP2009/054316 patent/WO2009144987A1/ja active Application Filing
- 2009-03-06 JP JP2010514402A patent/JP5387859B2/ja active Active
- 2009-03-06 CN CN200980119275.4A patent/CN102047545B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2009-05-11 TW TW98115547A patent/TWI469490B/zh not_active IP Right Cessation
-
2010
- 2010-11-30 US US12/955,921 patent/US8243482B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2008048550A (ja) * | 2006-08-18 | 2008-02-28 | Yaskawa Electric Corp | マトリクスコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20110116295A1 (en) | 2011-05-19 |
| TW201010256A (en) | 2010-03-01 |
| US8243482B2 (en) | 2012-08-14 |
| JPWO2009144987A1 (ja) | 2011-10-06 |
| WO2009144987A1 (ja) | 2009-12-03 |
| TWI469490B (zh) | 2015-01-11 |
| CN102047545B (zh) | 2014-12-10 |
| CN102047545A (zh) | 2011-05-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20111118 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20120323 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130911 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130924 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5387859 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S802 | Written request for registration of partial abandonment of right |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R311802 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |