BRPI0710957A2

BRPI0710957A2 - conversor de matriz e método de controle para o conversor de matriz

Info

Publication number: BRPI0710957A2
Application number: BRPI0710957-1A
Authority: BR
Inventors: Kenichi Sakakibara
Original assignee: Daikin Ind Ltd
Priority date: 2006-04-28
Filing date: 2007-04-20
Publication date: 2012-02-14
Also published as: US7881087B2; EP2017947A4; WO2007125828A1; EP2017947B1; CN101432956B; US20090257261A1; AU2007244502B2; BRPI0710957B1; AU2007244502A1; EP2017947A1; JP2007300719A; JP4029904B2; KR101024822B1; CN101432956A; KR20090004955A

Abstract

CONVERSOR DE MATRIZ E MéTODO DE CONTROLE PARA O CONVERSOR DE MATRIZ. A presente invenção refere-se a um sinal de comando de voltagem de saída para emitir uma voltagem de saída CA trifásica especificada que é gerado por uma seção de geração de sinal de comando de controle de voltagem de linha 11 e um sinal que representa uma razão de fluxo de corrente é gerado por uma seção de geração de razão de fluxo de corrente 12 com base em um sinal de comando de corrente de entrada especificado. O sinal de comando de voltagem de saída é corrigido por uma seção de computação de sinal de comando 13 com base no sinal de comando de voltagem de saída gerado pela seção de geração de sinal de comando de controle de voltagem de linha 11 e o sinal que representa a razão de fluxo de corrente gerada pela seção de geração de razão de fluxo de corrente 12. Um sinal de conversão de PWM é gerado por uma seção de geração de sinal de conversão de PWM 15, 17 com base no sinal de comando de voltagem de saída corrigido e um sinal de portadora. Com base no sinal de conversão de PWM gerado, uma voltagem de entrada CA trifásica é convertida em uma voltagem de entrada CA trifásica especificada por uma seção de conversão.

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para "CONVER- SOR DE MATRIZ E MÉTODO DE CONTROLE PARA O CONVERSOR DE MATRIZ"

CAMPO DA TÉCNICA

A presente invenção refere-se a um conversor de matriz e um método de controle para o conversor de matriz. Mais especificamente, a in- venção refere-se a um conversor de matriz e um método de controle de con- versor de matriz para converter uma voltagem de entrada CA trifásica em uma voltagem de saída CA trifásica especificada.

FUNDAMENTOS DA TÉCNICA

Como uma construção de circuito principal típica para os inver- sores, os circuitos de conversão de energia CA indiretos para converter uma corrente alternada comercial em uma corrente contínua através de um circui- to retificador e um circuito atenuador para obter uma saída CA por conversor do tipo de voltagem são geralmente utilizados. Enquanto isto, como um mé- todo para obter uma saída CA diretamente de uma voltagem CA, os apare- lhos de conversor de energia CA diretos tipificados pelos conversores de matriz são conhecidos. Neste caso, como grandes capacitores e reatores para atenuar as pulsações de voltagem por freqüências comercias são des- necessários, uma miniaturização de conversor pode ser esperada e portanto os aparelhos de conversor de energia CA diretos tem crescentemente rece- bido a atenção como os aparelhos de conversor de energia da próxima ge- ração.

Um conversor de matriz trifásico para trifásico é para obter volta- gens de saída CA de voltagens variáveis e freqüências variáveis pela comu- tação direta de uma voltagem de entrada CA trifásica. Como um método de modulação típico, um método de modulação de base analógica no qual, com uma formação de conexão CC virtual, uma modulação senoidal é executada por comparação de portadora está proposto no Documento 1 (Jun OYAMA e outros cinco, "VVVF On-Line Control of PWM Cycloconverter", IEEJ Transac- tions D, IEEJ, Vol. 116 (1996), No. 6, pp. 664-651). Também, um método de controle para resolver a distorção de corrente, o qual é um problema em as- sincronismo entre um sinal de comando de voltagem de saída e um sinal de portadora, está descrito no Documento 2 (JP 11-341807 A).

Os métodos de controle dos Documentos 1 e 2, em qualquer caso, estão baseados em uma modulação de amplitude a qual é executada pela introdução de uma variável que é uma razão de distribuição de corren- te, isto é, uma razão de uma corrente de fase média para uma corrente de fase máxima, e multiplicando um fator sobre cada um de um sinal de co- mando de voltagem de saída e um sinal de portadora. Ainda, o método de controle do Documento 2 envolve duas etapas de controle para suprimir a inversão de padrões de comutação, os quais servem como uma parte de atualização de informações, de modo que a distorção de corrente em assin- cronismo de portadora. Devido a isto, os conversores de matriz dos Docu- mentos 1 e 2 tem um problema que a configuração de controle e a computa- ção torna-se mais complexa.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

É o objeto primário da presente invenção prover um conversor de matriz, assim como um método de controle de conversor de matriz, o qual permite que a construção do circuito relativo ao controle seja simplificada sem envolver tais computações como a computação de ondulação ou a mo- dulação de amplitude de portadora.

De modo a conseguir o objeto acima, a presente invenção provê um conversor de matriz para converter uma voltagem de entrada CA trifásica em uma voltagem de saída CA trifásica especificada, que compreende:

uma seção de geração de sinal de comando de voltagem de sa- ida para gerar um sinal de comando de voltagem de saída para emitir a vol- tagem de saída CA trifásica especificada;

uma seção de geração de razão de fluxo de corrente para gerar um sinal que representa uma razão de fluxo de corrente com base em um sinal de comando de corrente de entrada especificado;

uma seção de correção de sinal para corrigir o sinal de comando de voltagem de saída com base no sinal de comando de voltagem de saída gerado pela seção de geração de sinal de comando de voltagem de saída e o sinal que representa a razão de fluxo de corrente gerado pela seção de geração de razão de fluxo de corrente;

uma seção de geração de sinal de conversão de PWM para ge- rar um sinal de conversão de PWM com base no sinal de comando de volta- gem de saída corrigido pela seção de correção de sinal e um sinal de porta- dora; e

uma seção de conversão para converter a voltagem de entrada CA trifásica na voltagem de saída CA trifásica especificada com base no si- nal de conversão de PWM gerado pela seção de geração de sinal de con- versão de PWM, em que

dado que os sinais de comando de corrente de entrada estão representados por ir*, is*, it* e um comando de voltagem está representado por Vs*, assumindo a menor fase de voltagem como uma voltagem de refe- rência quando uma polaridade de uma fase média fora do sinal de comando de voltagem de saída é positiva ou a maior fase de voltagem como uma vol- tagem de referência quando a polaridade da fase média fora do sinal de co- mando de voltagem de saída é negativa, a seção de geração de razão de fluxo de corrente (12) gera a razão de fluxo de corrente da fase máxima por

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e gera uma soma da razão de fluxo de corrente da fase máxima e da razão de fluxo de corrente da fase média por

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Também, de acordo com este conversor de matriz, a razão de fluxo de corrente da fase máxima assim como a soma da razão de fluxo de corrente da fase máxima e da razão de fluxo de corrente da fase média são geradas pela seção de geração de razão de fluxo de corrente com base no sinal de comando de corrente de entrada, e o sinal de comando de voltagem de saída é corrigido pela utilização das razões de fluxo de corrente. Assim, a voltagem de conexão CC virtual pode ser mantida como uma voltagem CC constante.

Em uma modalidade, dado que os sinais de comando de corren- te de entrada estão representados por ir*, is*, it* e que um ângulo de fase dos sinais de comando de corrente de entrada ir*, is*. it* em relação ao sinal de comando de voltagem de saída está representado por φ, a seção de geração de razão de fluxo de corrente gera a razão de fluxo de corrente da fase máxima por

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Nesta modalidade, na geração de uma razão de fluxo de corren- te com base no sinal de comando de corrente de entrada, a seção de gera- ção de razão de fluxo de corrente consulta uma única tabela de senos, per- mitindo que uma simplificação adicional seja conseguida.

Em uma modalidade, o sinal de portadora é um sinal de onda triangular que tem uma amplitude geralmente constante.

Nesta modalidade, o conversor de matriz é facilmente aplicável a contadores e comparadores digitais em virtude de sua amplitude de portado- ra constante, e adequado para os sistemas de controle digitais em virtude de sua capacidade de manter a resolução de modulação de PWM constante. Mais ainda, o conversor de matriz, no qual o sinal de onda triangular ade- quado para a modulação de PWM é utilizado como o sinal de portadora, permite que o circuito para a modulação de largura de pulso seja simplificado.

Em uma modalidade, o sinal de portadora é um sinal de onda de dente de serra que tem uma amplitude geralmente constante.

Nesta modalidade, o conversor de matriz é facilmente aplicável a contadores e comparadores digitais em virtude de sua amplitude de portado- ra constante, e adequado para os sistemas de controle digitais em virtude de sua capacidade de manter a resolução de modulação de PWM constante. Mais ainda, o conversor de matriz, no qual o sinal de onda de dente de serra é utilizado como o sinal de portadora, permite que o processamento de ge- ração de portadora e de modulação seja simplificado.

Uma modalidade ainda compreende:

uma seção de retenção para manter o sinal de comando de vol- tagem de saída corrigido pela seção de correção de sinal e as informações de voltagem de fonte de alimentação, em que

a seção de retenção atualiza o sinal de comando de voltagem de saída e as informações de voltagem de fonte de alimentação em um tempo de um pico do sinal de portadora, e

a seção de geração de sinal de conversão de PWM gera o sinal de conversão de PWM com base no sinal de comando de voltagem de saída e nas informações de voltagem de fonte de alimentação retidas pela seção de retenção.

Nesta modalidade, a atualização do sinal de comando de volta- gem de saída e das informações de voltagem de fonte de alimentação é sin- cronizada no tempo do pico do sinal de portadora, assim tornando possível impedir a ocorrência de distorções de portadora assim como conseguir uma simplificação da construção relativa ao controle.

De acordo com a presente invenção, está provido um método de controle de conversor de matriz para converter uma voltagem de entrada CA trifásica em uma voltagem de saída CA trifásica especificada, que compre- ende as etapas de:

gerar um sinal de comando de voltagem de saída para emitir a voltagem de saída CA trifásica especificada por uma seção de geração de sinal de comando de voltagem de saída;

gerar um sinal que representa uma razão de fluxo de corrente por uma seção de geração de razão de fluxo de corrente com base em um sinal de comando de corrente de entrada especificado;

corrigir, por uma seção de correção de sinal, o sinal de comando de voltagem de saída gerado pela seção de geração de sinal de comando de voltagem de saída com base no sinal de comando de voltagem de saída e no sinal que representa a razão de fluxo de corrente gerada pela seção de geração de razão de fluxo de corrente;

gerar um sinal de conversão de PWM por uma seção de geração de sinal de conversão de PWM com base no sinal de comando de voltagem de saída corrigido pela seção de correção de sinal e um sinal de portadora; e converter a voltagem de entrada CA trifásica na voltagem de sa- ída CA trifásica especificada por uma seção de conversão com base no sinal de conversão de PWM gerado pela seção de geração de sinal de conversão de PWM, em que

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Neste método de controle de conversor de matriz, com base no sinal de comando de voltagem de saída gerado pela seção de geração de sinal de comando de voltagem de saída e o sinal que representa a razão de fluxo de corrente gerada pela seção de geração de razão de fluxo de corren- te, o sinal de comando de voltagem de saída é corrigido pela seção de cor- reção de sinal. Com base no sinal de comando de voltagem de saída corrigi- do e no sinal de portadora, o sinal de modulação de PWM é gerado pela se- ção de geração de sinal de modulação de PWM. Com tal método de modu- lação por razão de fluxo de corrente de entrada, uma voltagem de conexão CC virtual média constante pode ser obtida e, como um resultado, a constru- ção de circuito relativo ao controle pode ser simplificada sem envolver tais computações como uma computação de ondulação ou uma modulação de amplitude de portadora.

Como é aparente da descrição acima, de acordo com o conver- sor de matriz e o método de controle de conversor de matriz da invenção, pode ser realizado um conversor de matriz no qual a construção de circuito relativo ao controle pode ser simplificada sem envolver tais computações como uma computação de ondulação ou uma modulação de amplitude de portadora.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Figura 1 é uma vista de construção de uma seção de conversão de um conversor de matriz de acordo com uma modalidade da presente invenção;

Figura 2 é um diagrama de blocos de uma seção de controle do conversor de matriz;

Figuras 3A-3F são gráficos que mostram as formas de onda de seções individuais do conversor de matriz;

Figura 4 é um gráfico que mostra o tempo de ligação do conver- sor de matriz;

Figuras 5A e 5B são gráficos de tempo de atualização de sinal do conversor de matriz;

Figuras 6A e 6B são gráficos que mostram o tempo de atualiza- ção de sinal de ocorrência de distorção;

Figura 7 é um diagrama que mostra um circuito lógico de um circuito de padrão de pulso;

Figura 8 é um diagrama de blocos de uma seção de controle em um conversor de matriz o qual é um exemplo comparativo;

Figuras 9A-9F são gráficos que mostram as formas de onda de seções individuais do conversor de matriz;

Figura 10 é um gráfico que mostra o tempo de ligação do con- versor de matriz;

Figura 11 é um diagrama que mostra o circuito lógico do conver- sor de matriz;

Figuras 12A e 12B são gráficos que mostram o tempo de atuali- zação de sinal de ocorrência de distorção;

Figuras 13A-13D são gráficos que mostram os efeitos de ciclo de portadora em vários estados de comutação.

DESCRIÇÃO DETALHADA DA INVENÇÃO

Aqui abaixo, o conversor de matriz e o método de controle de conversor de matriz de acordo com a presente invenção serão descritos em detalhes por meio de suas modalidades ilustradas nos desenhos acompa- nhantes.

A Figura 1 é uma vista de construção de uma seção de conver- são de um conversor de matriz de acordo com uma modalidade da invenção. Como mostrado na Figura 1, o conversor de matriz trifásico para trifásico tem três chaves CA conectadas a fases individuais de uma fonte de alimen- tação trifásica, respectivamente, em escalonamentos de fase de saída, com vista a obter voltagens variáveis e freqüências variáveis pelo controle da fa- se de conexão e do tempo conforme requerido.

Este conversor de matriz, como mostrado na Figura 1, inclui uma seção de conversor 1 composta de chaves Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swn Sws, Swt, e uma seção de controle 2 (mostrada na Figura 2) para emitir os sinais para ligar e desligar as chaves Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt da se- ção de conversor 1.

Na seção de conversor 1, uma voltagem de fase vr das voltagens de entrada CA trifásicas derivadas de uma fonte de alimentação CA trifásica 3 é inserida em uma extremidade de cada uma das chaves Sur, Svr, Swr, uma voltagem das fase vs das voltagens de entrada CA trifásicas é inserida em cada uma de Sus, Svs, Sws, e uma voltagem de fase vt das voltagens de en- trada CA trifásicas é inserida em uma extremidade de cada uma de Sutl Svt, Swt, respectivamente. As outras extremidades das chaves Sur, Sus, Sut estão conectadas a um terminal de saída da voltagem de fase vu, as outras extre- midades das chaves Svr, Svs, Svt estão conectadas a um terminal de saída da voltagem de fase vr,e as outras extremidades das chaves Swr, Sws, Swt estão conectadas a um terminal de saída da voltagem de fase vw.

Também, a Figura 2 mostra um diagrama de blocos da seção de controle 2.

A seção de controle 2, como mostrado na Figura 2. inclui: uma seção de geração de sinal de comando de controle de voltagem de linha 11 como um exemplo de uma seção de geração de sinal de comando de volta- gem de saída para gerar um sinal de comando de controle de voltagem de linha com base nos sinais de comando de voltagem de saída Vu*, Vv*, Vw* e uma voltagem de entrada Vmid; uma seção de geração de razão de fluxo de corrente 12 para computar uma razão de fluxo de corrente com base no sinal de comando de corrente de entrada ir*, is*, it*; uma seção de computação de sinal de comando 13 como um exemplo de uma seção de correção de sinal para computar um sinal de comando de fase máxima + fase média e um si- nal de comando de fase média com base em um sinal de comando de con- trole de voltagem de linha gerado pela seção de geração de sinal de coman- do de controle de voltagem de linha 11 e uma razão de fluxo de corrente computada pela seção de geração de razão de fluxo de corrente 12; uma seção de S/H (retenção de amostra) 14 para atualizar e reter um sinal de comando de fase máxima + fase média e um sinal de comando de fase mé- dia derivados da seção de computação de sinal de comando 13 em um tem- po de um pico de um sinal de portadora; uma seção de comparação de por- tadora 15 a qual tem um circuito de geração de sinal de portadora 20 para gerar o sinal de portadora e o qual executa uma comparação entre o sinal de comando de fase máxima + fase média retido pela seção S/H 14 e o sinal de portadora, assim como uma comparação entre o sinal de comando de fase média e o sinal de portadora; uma seção de S/H (retenção de amostra) 16 para atualizar e reter as informações de fase de voltagem de fonte de ali- mentação Vmax, Vmid, Vmin e uma voltagem de referência X/Y em um tempo de um pico de um sinal de portadora derivado do circuito de geração de sinal de portadora 20; e uma seção de geração de padrão de pulso 17 para gerar um padrão de pulso (sinal de conversão de PWM) para ligar e desligar as chaves Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svrt, Swr, Sws, Swt com base nos resultados de comparação da seção de comparação de portadora 15 e as informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmld, Vmin e a voltagem de referência X/Y retida na seção de S/H 16.

A seção de computação de sinal de comando 13 tem uma seção de computação de sinal de comando de fase máxima + fase média 13a para multiplicar um sinal de comando de controle de voltagem de linha derivado da seção de geração de sinal de comando de controle de voltagem de linha 11 por um sinal de comando de fase máxima + fase média, e uma seção de computação de sinal de comando de fase média 13b para multiplicar o sinal de comando de controle de voltagem de linha por um sinal de comando de fase média.

A seção de comparação de portadora 15 e a seção de geração de padrão de pulso 17 constituem uma seção de geração de sinal de con- versão de PWM. Também, a seção de S/H 14 e a seção de S/H 16 constitu- em uma seção de retenção.

EXEMPLO COMPARATIVO

A Figura 8 mostra um diagrama de blocos de uma seção de con- trole em um conversor de matriz o qual é um exemplo comparativo. É notado que o conversor de matriz mostrado na Figura 8 é dado para uma compre- ensão mais fácil da presente invenção, e não é nem um conversor de matriz conhecido ou da técnica anterior nem da invenção.

A seção de controle do conversor de matriz neste Exemplo Comparativo, como mostrado na Figura 8, inclui: uma seção de geração de sinal de comando de controle de voltagem de linha 101 para gerar um sinal de comando de controle de voltagem de linha com base em sinais de co- mando de voltagem de saída Vu*, Vv*, Vw* e uma razão de distribuição de corrente 'a'; uma seção de computação de ondulação de voltagem 102 para computar uma ondulação de voltagem com base nas voltagens de entrada Vmax, Vmid, Vmin; uma seção de computação de razão de distribuição de cor- rente 103 para computar uma razão de distribuição de corrente 'a' com base em imax*, imid*, imin*; uma seção de computação de sinal de comando 104 pa- ra computar um sinal de comando de fase máxima + fase média e um sinal de comando de fase máxima com base em um sinal de comando de controle de voltagem de linha gerado pela seção de geração de sinal de comando de controle de voltagem de linha 11 e uma razão de distribuição 'a' computada pela seção de computação de razão de distribuição de corrente 103; uma seção de comparação de portadora 105 a qual tem um circuito de geração de sinal de portadora 120 para gerar o sinal de portadora e a qual executa uma comparação entre o sinal de comando de fase máxima + fase média derivado da seção de computação de sinal de comando 104 e o sinal de por- tadora, assim como uma comparação entre o sinal de comando de fase má- xima e o sinal de portadora; uma seção de comutação 106 para emitir um sinal de comutação com base em um resultado de comparação da seção de comparação de portadora 105; uma seção de S/H 107 para atualizar e reter as informações de fase de comando de voltagem 6r derivadas da seção de geração de sinal de comando de controle de voltagem de linha 101 e as in- formações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmid, Vmjn com base em um sinal de comutação de Nível Baixo da seção de comutação 106; uma seção de S/H 108 para atualizar e reter uma voltagem de referência X/Y com base em um sinal de comutação de Nível Superior da seção de comu- tação 106; e uma seção de geração de padrão de pulso 109 para gerar um padrão de pulso (sinal de conversão de PWM) para com base em um resul- tado de comparação da seção de comparação de portadora 105 assim como nas informações de fase de comando de voltagem 0r e nas informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmidl Vmin e na voltagem de referência X/Y retidas nas seções de S/H 107, 108.

O circuito de geração de sinal de portadora 120 da seção de comparação de portadora 105 executa uma modulação de amplitude de um sinal de portadora com base em um sinal de ondulação de voltagem deriva- do da seção de computação de ondulação de voltagem 102.

As Figuras 9A-9F mostram formas de onda de seções individu- ais pelo método de controle de conversor de matriz do Exemplo Comparati- vo, onde o fator de potência de entrada é assumido ser 1 e a freqüência de saída é assumida como igual àquela da fonte de alimentação para o bem da simplicidade. Neste caso, com referência à relação de magnitude de poten- cial CA trifásico, o potencial de fase média é invertido em polaridade em ca- da ângulo de fase de 60 graus. Portanto, sob a condição de que com base na polaridade da voltagem de fase média (positiva: região X, negativa: regi- ão Y), uma forma de onda de referência (fase mínima para a região X, fase máxima para a região Y) é mudada, os potenciais com referência à forma de onda de referência são

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onde é compreendido que dois potenciais podem ser obtidos.

Enquanto isto, com referência ao sinal de comando, uma forma de onda de modulação bifásica que resulta da divisão de um comando de voltagem trifásica por uma fase mínima é utilizada. Neste caso, na região Y, na qual o potencial torna-se negativo, a polaridade é invertida para mudar a forma de onda para aquela que resulta da divisão pela fase máxima. Para o casamento da polaridade de voltagem de saída deste modo, a voltagem de conexão CC virtual resulta em uma relação expressa pelas seguintes equações:

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onde as correntes pulsantes por dois potenciais mostrados na Figura 9B são moduladas.

A seguir, o método para ratear o sinal de comando em dois si- nais é definido pela razão de distribuição de corrente, a qual é uma razão da corrente de fase média para a corrente de fase máxima. Dado um semicírcu- lo T do sinal de portadora, um tempo T0 de um pico do sinal de portadora para uma comutação para a fase média, e um tempo T1 de um pico do sinal de portadora para uma comutação para a fase máxima, a razão de distribui- ção de corrente 'a' é expressa por

<formula>formula see original document page 13</formula>

Neste caso, devido à expressão com um fator de potência de 1, a razão de voltagem de fase é utilizada na Figura 9A.

As razões de tempo de conexão para a voltagem de fase máxi- ma e a voltagem de fase média são determinadas pelas seguintes equa- ções. Neste aspecto, como o valor de fase máxima é multiplicado por um valor de comando de voltagem e o valor de fase média é multiplicado por uma razão de distribuição de corrente, uma voltagem de conexão CC virtual média é definida por um valor que resulta da adição da voltagem média à voltagem máxima a uma razão de distribuição de corrente.

Neste caso, para a região X, a fase da menor voltagem dos sinais de comando de

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Neste caso, para a região X, a fase da menor voltagem dos si- nais de comando de voltagem de saída Vu*, Vv*, Vw*, é assumida como a voltagem de referência Vs*, enquanto que para a região Y, um comando de voltagem no qual a fase da maior voltagem dos sinais de comando de volta- gem de saída Vu*, Vv*, Vw*, é tomada como a voltagem de referência é as- sumida como Vs*.

Portanto, a corrente pulsante é compensada por modulação de amplitude do sinal de portadora com a voltagem de conexão CC virtual mé- dia, e então uma modulação de PWM através de comparação de portadora é executada com dois sinais de comando no tempo de condução mostrado na Figura 10. Neste caso, os padrões de sincronização para as porções mono- fásicas das fases máxima, média e mínima são isolados pela utilização das seguintes equações lógicas:

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Em relação à fase de entrada de conexão, como mostrado na Figura 11, os sinais de porta para as respectivas chaves são rateados por circuitos lógicos com base em sinais lógicos que mostram as relações de magnitude entre as fases individuais.

No conversor de matriz deste Exemplo Comparativo, como a modulação é executada pela multiplicação tanto do sinal de comando quanto do sinal de portadora por fatores com a utilização da razão de distribuição de corrente 'a', houve um problema que a configuração de controle ou as com- putações seriam complicadas.

No conversor de matriz do Exemplo Comparativo, a razão da fase média para a fase máxima seria definida como a razão de distribuição de corrente. No entanto, na presente invenção, a corrente é distribuída com um valor de corrente normalizado.

As Figuras 3A-3F mostram as formas de onda de corrente nor- malizadas no conversor de matriz da invenção, onde é assumido que uma derivação de C1 é aplicada na fase máxima e uma derivação com C2 é apli- cada na fase média. Como a fase máxima é assumida como 1 no método do Exemplo Comparativo acima, multiplicando por um fator de 2/V3 para deter- minar 1 no limite da região X e da região Y faz com que as razões de fluxo entre as fases individuais sejam expressas pelas seguintes relações:

<formula>formula see original document page 15</formula>

Neste caso, para a região X, a fase da menor voltagem dos si- nais de comando de voltagem de saída Vu*, Vv*, Vw* é assumida como a vol- tagem de referência Vs*, enquanto que para a região Y, um comando de vol- tagem no qual a fase da maior voltagem dos sinais de comando de voltagem de saída Vu*, Vv*, Vw* é tomada como a voltagem de referência Vs*. Apesar de uma soma de razões de fluxo da fase máxima e da fase média ficar aci- ma de 1, a taxa de controle de voltagem do comando de voltagem máxima resulta da forma de onda de voltagem de conexão CC virtual como:

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Assim, o valor máximo de razões de fluxo resulta em 1, eventu- almente.

Multiplicando dois potenciais da conexão CC virtual pela razão de fluxo acima resulta em uma forma de onda de voltagem de conexão CC virtual. Como uma voltagem CC constante é obtida como mostrado na Figu- ra 3F, pode ser compreendido que uma modulação de amplitude do sinal de portadora como no Exemplo Comparativo é desnecessária.

A Figura 4 mostra um gráfico para explicar o tempo de condução acima descrito. No tempo de condução mostrado na Figura 4, uma modula- ção de PWM pela comparação de portadora é executada.

A seguir, é mostrado que os mesmos resultados que no Exemplo Comparativo podem ser obtidos pelo método da invenção. É notado que o fator de potência é assumido como 1, e a descrição será dada por voltagem de fase.

Para intervalos com o ângulo de fase variando de 30° to 60°, segue que:

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Neste caso, como

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modificando a Equação (1) resulta em <formula>formula see original document page 17</formula>

Conseqüentemente, a razão de fluxo de fase média é

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e a soma de razões de fluxo para a fase máxima e a fase média é

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assim consistente com as Equações (4), (5) e (6).

O conversor de matriz da invenção mostrado na Figura 2, se comparado com o conversor de matriz do Exemplo Comparativo da Figura 8, torna-se constante em voltagem de conexão CC virtual média, eliminando as necessidades de blocos associados com a computação de ondulação de voltagem e a modulação de amplitude de portadora, de modo que a sua construção pode ser simplificada.

Apesar das Equações (4) e (6) serem mostradas como blocos para a determinação de razões de fluxo de corrente, no entanto também é possível simplificar adicionalmente a construção consultando uma única ta- bela de senos para a determinação de valores médio e máximo com a utili- zação do ângulo de fase φ dentro da região X ou da região Y:

<formula>formula see original document page 17</formula>

Também, um caso com o fator de potência de 1 somente está acima mostrado, e a comutação da região X e Y é executada por referência à polaridade da fase média da voltagem de fonte de alimentação (voltagem de entrada CA trifásica). No entanto, quando o fator de potência de entrada é variável, é também possível controlar o fator de potência comutando com uma fase da fase média para a qual uma diferença de fase é adicionada.

No conversor de matriz do Exemplo Comparativo da Figura 8, como o comando de voltagem tem uma forma de onda de modulação bifási- ca, a fase máxima e a fase média do comando de voltagem estão sujeitas à modulação de PWM1 e um rateio para as fases individuais é executado pela utilização das informações de fase 9r. Ainda, como uma medida para um ca- so onde o sincronismo entre a freqüência de fonte de alimentação e a fre- qüência de portadora não é assegurado, o tempo de atualização está limita- do à voltagem de referência X/Y, às informações de fase 0r e às informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmid, Vmin.

As Figuras 12A a 12D mostram os tempos nos quais uma distor- ção ocorre em um caso onde o conversor de matriz do Exemplo Comparati- vo é assíncrono. Neste caso, a distorção ocorre em três pontos de mudança, isto é, mudança de voltagem de referência, deslocamento de fase da forma de onda de modulação bifásica, e deslocamento de fase da voltagem de fon- te de alimentação (corrente).

As Figuras 13A a 13D mostram os efeitos sobre as mudanças acima em estados de comutação individuais (máximo, médio e mínimo) do ciclo de portadora. Estas figuras estão mostradas para uma saída monofási- ca para simplicidade, onde a fase que tem somente uma fase curto- circuitada por linha grossa é a fase de condução de 120° da forma de onda de modulação bifásica enquanto que a outra é qualquer duas fases. No es- tado inicial, é assumido que as voltagens máxima, média e mínima corres- pondem à fase r, fase s e fase t, respectivamente.

(1) Estado de condução para a fase máxima (mostrado na Figura 13B)

Conforme a voltagem de referência X/Y muda, os valores de comando de voltagem das fases UeV são invertidos enquanto que os sinais de comutação das fases r e t são trocados. Como um resultado, o estado muda de X (+-) para Y (-+), enquanto que nem a fase U nem a V muda em estado de comutação para as fases máxima e mínima.

Em um caso onde a fase de condução e a fase de comutação mudaram devido a um deslocamento de fase das informações de fase de comando de voltagem Gr, a comutação entre a fase Uea fase V faz com que o estado mude de X (+-) para X (-+) de modo que a saída muda de fase r para fase t.

Com referência às informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmid, Vmini quando a fase máxima e a fase média da volta- gem de entrada foram trocadas (fase r fase s), a troca para a fase U con- duzir mudanças de Su r para Sus.

(2) Estado de condução na fase média (mostrado na Figura 13C)

Quando a voltagem de referência X/Y mudou, o estado muda de X (+-) para Y (-+), de modo que tanto a fase U quanto a fase V mudam em estado de comutação.

Como um resultado de um deslocamento de fase das informa- ções de fase de comando de voltagem Gr, o estado muda de X (+-) para X (- +), de modo que tanto a fase U quanto a fase V mudam em estado de comu- tação.

Quanto às informações de fase de voltagem de fonte de alimen- tação Vmax, Vmidl Vmin, quando a fase máxima e a fase média da voltagem de entrada foram trocadas, a troca para a fase U conduzir mudanças de Su s para Su r.

(3) Estado de condução para a fase mínima (mostrado na Figura 13D)

Como um resultado de um deslocamento de fase das informa- ções de fase de comando de voltagem Gr, o estado muda de X (+-) para X (- +), enquanto que o estado de comutação não muda porque tanto a fase U quanto a fase V estão na fase mínima.

Com referência às informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmid, Vmjn, quando a fase máxima e a fase média da volta- gem de entrada foram trocadas, o estado de comutação não muda porque tanto a fase U quanto a fase V estão na fase mínima.

Como acima mostrado, no conversor de matriz do Exemplo Comparativo, devido à presença de um modo no qual uma mudança dos sinais não causa uma mudança do estado de comutação, é permitido atuali- zar a voltagem de referência X/Y durante o período de condução para a fase máxima (Superior), e as informações de fase de comando de voltagem 9r e as informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmidl Vmin, durante o período de comutação para a faze mínima (Inferior), de modo que o balanço de distribuição de corrente dentro do ciclo de portadora é assegu- rado. Também, para os seus períodos de atualização são utilizados um sinal de fase média de comando de voltagem que minimiza o período de condu- ção para a fase máxima de fonte de alimentação (Superior) assim como um sinal de fase máxima de comando de voltagem que minimiza o período de condução para a fase mínima de fonte de alimentação (Inferior).

No conversor de matriz do Exemplo Comparativo, como a volta- gem de comando tem uma forma de onda de modulação bifásica, o coman- do de voltagem trifásica não é utilizado, e somente a fase máxima e a fase média estão sujeitas à modulação de PWM, onde as informações de fase 0r são utilizadas para ratear para as fases individuais. Portanto, não somente a voltagem de referência X/Y e as informações de fase de voltagem de fonte de alimentação (Vmax, Vmid, Vmin), as quais estão sujeitas a limitações de atu- alização para evitar as distorções devido ao assincronismo, mas também as informações de fase precisam ser sujeitas à limitação de atualização. Ainda, o controle de atualização envolve a utilização de dois níveis de sinal, isto é, um sinal de fase média e um sinal de fase máxima, dando origem a um pro- blema de construção complicada do sistema de controle.

No controle digital de inversores, a entrada e a saída de sinal são controladas em sincronização com o tempo de ciclos de portadora de PWM de modo a fazer o casamento de tempo de retardo de sinal.

Neste aspecto, no conversor de matriz da invenção, na suposi- ção que uma onda de sinal a ser modulada é atualizada e retida no tempo de um pico do sinal de portadora como mostrado na Figura 5, o sinal é co- mutado em um estado de condução para a fase mínima. Neste caso, as in- formações de fase de comando de voltagem 6r e as informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmidl Vmin, correspondem a tempos atualizáveis, enquanto que a invenção utiliza o comando de voltagem trifási- ca, que contém fases, de modo que o controle de atualização para as infor- mações de fase Θγ torna-se desnecessário. As informações de fase de volta- gem de fonte de alimentação Vmax, Vmidl Vmin, são atualizadas em sincroniza- ção com o tempo de um pico do sinal de portadora.

Também nesta invenção, a voltagem de referência X/Y é atuali- zada no tempo de um pico do sinal de portadora também. O tempo de um pico do sinal de portadora corresponde à fase mínima, onde o controle de atualização seria executado por sinais de nível, em casos convencionais, de modo que a distribuição de corrente de entrada dentro do ciclo de portadora fica desbalenceado como mostrado nas Figuras 6A e 6B. Por outro lado, quanto à atualização na fase máxima, não ocorre nenhuma mudança no es- tado de comutação em relação à troca da voltagem de referência X/Y como mostrado nas Figuras 6C e 6D.

As mudanças em estado de comutação por tempo de atualiza- ção nesta invenção estão mostradas nas Figuras 5A e 5B. Neste caso, em relação ao sinal de nível de fase mínima, a atualização de forma de onda é executada no tempo de um pico do sinal de portadora. Como um resultado, apesar do estado de comutação da fase máxima e da fase mínima ser mu- dado, a forma de onda é mantida simétrica, sendo compreendido que a dis- tribuição de corrente de meio ciclo de portadora permanece igual, se compa- rado com a forma de onda atualizada na fase máxima.

Como acima mostrado, a atualização da voltagem de referência X/Y e das informações de fase de voltagem de fonte de alimentação Vmax, Vmid, Vmin, é sincronizada no tempo de um pico de sinal de portadora no qual o comando de voltagem é atualizado e retido, assim tornando possível im- pedir a ocorrência de distorções de corrente assim como conseguir uma simplificação da construção relativa ao controle.

Além disso, a atualização de informações de controle na seção de geração de padrão de pulso 17 da Figura 2 pode ser provida pela utiliza- ção de tal circuito como mostrado na Figura 7 como um exemplo.

De acordo com o conversor de matriz desta modalidade, a volta- gem de conexão CC virtual média é feita constante pelo método de modula- ção com a utilização de razão de fluxo de corrente de entrada, eliminando as necessidades de computação de ondulação e de computações para a modu- lação de amplitude de portadora, de modo que a construção relativa ao con- trole pode ser simplificada.

Ainda, o conversor de matriz é facilmente aplicável a contadores e comparadores digitais em virtude de sua amplitude de portadora constante, e adequado para os sistemas de controle digitais em virtude de sua capaci- dade de manter a resolução de modulação de PWM constante.

Mais ainda, o conversor de matriz está habilitado para reduzir as distorções de corrente de entrada mesmo em casos de assincronismo de voltagem de entrada CA trifásica e ciclo de portadora, com uma construção simples da qual o comando de voltagem de saída e as informações de volta- gem de fonte de alimentação (corrente) são atualizadas e retidas no tempo de picos de portadora.

Claims

1. Conversor de matriz para converter uma voltagem de entrada CA trifásica em uma voltagem de saída CA trifásica especificada, que com- preende: uma seção de geração de sinal de comando de voltagem de sa- ída (11) para gerar um sinal de comando de voltagem de saída para emitir a voltagem de saída CA trifásica especificada; uma seção de geração de razão de fluxo de corrente (12) para gerar um sinal que representa uma razão de fluxo de corrente com base em um sinal de comando de corrente de entrada especificado; uma seção de correção de sinal (13) para corrigir o sinal de co- mando de voltagem de saída com base no sinal de comando de voltagem de saída gerado pela seção de geração de sinal de comando de voltagem de saída (11) e o sinal que representa a razão de fluxo de corrente gerado pela seção de geração de razão de fluxo de corrente (12); uma seção de geração de sinal de conversão de PWM (15, 17) para gerar um sinal de conversão de PWM com base no sinal de comando de voltagem de saída corrigido pela seção de correção de sinal (13) e um sinal de portadora; e uma seção de conversão (1) para converter a voltagem de en- trada CA trifásica na voltagem de saída CA trifásica especificada com base no sinal de conversão de PWM gerado pela seção de geração de sinal de conversão de PWM (15, 17), em que dado que os sinais de comando de corrente de entrada estão representados por ir*, is*, it* e um comando de voltagem está representado por Vs*, assumindo a menor fase de voltagem como uma voltagem de refe- rência quando uma polaridade de uma fase média fora do sinal de comando de voltagem de saída é positiva ou a maior fase de voltagem como uma vol- tagem de referência quando a polaridade da fase média fora do sinal de co- mando de voltagem de saída é negativa, a seção de geração de razão de fluxo de corrente (12) gera a razão de fluxo de corrente da fase máxima por <formula>formula see original document page 23</formula> e gera uma soma da razão de fluxo de corrente da fase máxima e da razão de fluxo de corrente da fase média por <formula>formula see original document page 24</formula>

2. (Cancelada)

3. Conversor de matriz de acordo com a reivindicação 1, em que dado que os sinais de comando de corrente de entrada estão representados por ir*, is*, it* e que um ângulo de fase dos sinais de comando de corrente de entrada ir*, is*, it* em relação ao sinal de comando de voltagem de saída está representado por φ, a seção de geração de razão de fluxo de corrente (12) gera a razão de fluxo de corrente da fase máxima por <formula>formula see original document page 24</formula> e gera uma soma da razão de fluxo de corrente da fase máxima e da razão de fluxo de corrente da fase média por <formula>formula see original document page 24</formula>

4. Conversor de matriz de acordo com a reivindicação 1 ou 3, em que o sinal de portadora é um sinal de onda triangular que tem uma am- plitude geralmente constante.

5. Conversor de matriz de acordo com a reivindicação 1 ou 3, em que o sinal de portadora é um sinal de onda de dente de serra que tem uma amplitude geralmente constante.

6. Conversor de matriz de acordo com a Reivindicação 4 ou 5, ainda compreendendo uma seção de retenção (14, 16) para manter o sinal de comando de voltagem de saída corrigido pela seção de correção de sinal (13) e as informações de voltagem de fonte de alimentação, em que a seção de retenção (14, 16) atualiza o sinal de comando de vol- tagem de saída e as informações de voltagem de fonte de alimentação em um tempo de um pico do sinal de portadora, e a seção de geração de sinal de conversão de PWM (15, 17) gera o sinal de conversão de PWM com base no sinal de comando de voltagem de saída e nas informações de voltagem de fonte de alimentação retidas pe- la seção de retenção (14, 16).

7. Método de controle de conversor de matriz para converter uma voltagem de entrada CA trifásica em uma voltagem de saída CA trifási- ca especificada, que compreende as etapas de: gerar um sinal de comando de voltagem de saída para emitir a voltagem de saída CA trifásica especificada por uma seção de geração de sinal de comando de voltagem de saída (11); gerar um sinal que representa uma razão de fluxo de corrente por uma seção de geração de razão de fluxo de corrente (12) com base em um sinal de comando de corrente de entrada especificado; corrigir, por uma seção de correção de sinal (13), o sinal de co- mando de voltagem de saída gerado pela seção de geração de sinal de co- mando de voltagem de saída (11) com base no sinal de comando de volta- gem de saída e no sinal que representa a razão de fluxo de corrente gerada pela seção de geração de razão de fluxo de corrente (12); gerar um sinal de conversão de PWM por uma seção de geração de sinal de conversão de PWM (15, 17) com base no sinal de comando de voltagem de saída corrigido pela seção de correção de sinal (13) e um sinal de portadora; e converter a voltagem de entrada CA trifásica na voltagem de sa- ída CA trifásica especificada por uma seção de conversão (1) com base no sinal de conversão de PWM gerado pela seção de geração de sinal de con- versão de PWM (15, 17), em que dado que os sinais de comando de corrente de entrada estão representados por ir*, is*, it* e um comando de voltagem está representado por Vs*, assumindo a menor fase de voltagem como uma voltagem de refe- rência quando uma polaridade de uma fase média fora do sinal de comando de voltagem de saída é positiva ou a maior fase de voltagem como uma vol- tagem de referência quando a polaridade da fase média fora do sinal de co- mando de voltagem de saída é negativa, a seção de geração de razão de fluxo de corrente (12) gera a razão de fluxo de corrente da fase máxima por <formula>formula see original document page 26</formula> e gera uma soma da razão de fluxo de corrente da fase máxima e da razão de fluxo de corrente da fase média por <formula>formula see original document page 26</formula>