CN101432956B - 矩阵转换器及矩阵转换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

由线电压控制指令信号生成部(11)生成用于输出预定的三相交流输出电压的输出电压指令信号，并且由电流通流比生成部(12)根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通流比的信号。由指令信号运算部(13)根据由线电压控制指令信号生成部(11)生成的输出电压指令信号、和由电流通流比生成部(12)生成的表示电流通流比的信号，来校正输出电压指令信号，由PWM转换信号生成部(15、17)根据校正后的输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号，由转换部根据所生成的PWM转换信号，把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压。

Description

矩阵转换器及矩阵转换器的控制方法

技术领域

本发明涉及矩阵转换器及矩阵转换器的控制方法，具体地讲，涉及把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压的矩阵转换器及矩阵转换器的控制方法。

背景技术

作为逆变器的代表性的主电路结构，一般采用通过整流电路和平滑电路把商用交流转换为直流，并通过电压式转换器获得交流输出的间接式交流电力转换电路。另一方面，作为从交流电压直接获得交流输出的方式，已经公知以矩阵转换器为代表的直接式交流电力转换装置，由于不需要用于对商用频率引起的电压脉动进行平滑的大型电容器和电抗器，因此可以有望实现转换器的小型化，作为下一代的电力转换装器在近年来受到关注。

三相-三相矩阵转换器通过直接切换三相交流输入电压，获得可变电压、可变频率的交流输出电压。作为代表性的调制方式，文献1(小山纯著，另外五人，「PWMサイクロコンバ一タのVVVFオンライン制御(PWM同步转换器的VVVF在线控制)」，電気学会論文誌D，電気学会，1996年，116卷6号，pp.644-651)提出一种基于模拟方式的调制方式，在形成虚拟的直流环节的基础上，通过载波比较进行正弦波调制。另外，文献2(日本特开平11-341807号公报)公开了一种控制方式，其解决输出电压指令信号与载波信号不同步的问题即电流畸变。

文献1、文献2的控制方式均以振幅调制为基础，导入中间相电流相对最大相电流的比率即作为电流分配率的变量，并向输出电压指令信号与载波信号双方乘以系数，另外文献2的控制方式为了避免载波不同步时的电流畸变，分两个阶段进行抑制作为信息更新部的切换模式(switching pattern)变换的控制。因此，上述文献1、文献2的矩阵转换器存在控制结构和运算变复杂的问题。

发明内容

本发明的课题是提供一种无需进行脉动运算和载波振幅调制等运算、即可简化控制系统的电路结构的矩阵转换器及矩阵转换器的控制方法。

为了解决上述问题，本发明的矩阵转换器把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压，其特征在于，该矩阵转换器具有：

输出电压指令信号生成部，其生成用于输出上述预定的三相交流输出电压的输出电压指令信号；

电流通流比生成部，其根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通流比的信号；

指令信号运算部，其根据由上述输出电压指令信号生成部生成的上述输出电压指令信号、和由上述电流通流比生成部生成的表示电流通流比的信号，来校正上述输出电压指令信号；

PWM转换信号生成部，其根据经上述指令信号运算部校正后的上述输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号；以及

转换部，其根据由上述PWM转换信号生成部生成的上述PWM转换信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压，

上述电流通流比生成部(12)在把上述输入电流指令信号设为i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*，把将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为正时电压最低的相作为基准电压、或者将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为负时电压最高的相作为基准电压的电压指令设为V_s ^*时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\mathrm{mid}\left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)$

根据下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比之和，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right).$

根据上述结构的矩阵转换器，上述指令信号运算部根据由上述输出电压指令信号生成部生成的输出电压指令信号、和由电流通流比生成部生成的表示电流通流比的信号，来校正输出电压指令信号，PWM转换信号生成部根据该校正后的输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号。根据这种基于输入电流通流比的调制方式，通过使平均虚拟直流环节电压恒定，从而不进行脉动运算和载波振幅调制等运算，可简化控制系统的电路结构。

此外，根据上述实施方式的矩阵转换器，通过电流通流比生成部根据上述输入电流指令信号，生成上述最大相的上述电流通流比、以及上述最大相的上述电流通流比与中间相的电流通流比之和，使用该电流通流比来校正输出电压指令信号，由此可以把虚拟直流环节电压设为恒定的直流电压。

此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，

上述电流通流比生成部在把上述输入电流指令信号设为i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*、把相位角设为φ时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，

使用下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比之和，

$\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)=\frac{2}{\sqrt{3}}(\sin \mathrm{\φ}+\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ})).$

根据上述实施方式的矩阵转换器，电流通流比生成部根据上述输入电流指令信号生成电流通流比时，参照单一的正弦表，由此做到更简单。

此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，上述载波信号是振幅大致恒定的三角波状信号。

根据上述实施方式的矩阵转换器，载波振幅恒定，所以容易适用于数字计数器和比较器，可以使PWM调制的分辨率恒定，所以适合于数字控制系统。此外，载波信号采用适合于PWM调制的三角波状信号，由此可以简化脉冲宽度调制用电路。

此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，上述载波信号是振幅大致恒定的锯齿波状信号。

根据上述实施方式的矩阵转换器，载波振幅恒定，所以容易适用于数字计数器和比较器，可以使PWM调制的分辨率恒定，所以适合于数字控制系统。此外，载波信号采用锯齿波状信号，由此可以简化载波生成和调制处理。

此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，具有保持经上述指令信号运算部校正后的上述输出电压指令信号和电源电压信息的保持部，

上述保持部在上述载波信号的顶点的定时更新上述输出电压指令信号和上述电源电压信息，

上述PWM转换信号生成部根据由上述保持部所保持的上述输出电压指令信号和上述电源电压信息，生成上述PWM转换信号。

根据上述实施方式的矩阵转换器，输出电压指令信号和电源电压信息被更新的定时与载波信号的顶点的定时同步，由此可以避免产生电流畸变，可以简化控制系统的结构。

本发明的矩阵转换器的控制方法是把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压的矩阵转换器的控制方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤：

由输出电压指令信号生成部生成用于输出上述预定的三相交流输出电压的输出电压指令信号的步骤；

由电流通流比生成部根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通流比的信号的步骤；

由指令信号运算部根据由上述输出电压指令信号生成部生成的上述输出电压指令信号、和由上述电流通流比生成部生成的表示电流通流比的信号，来校正上述输出电压指令信号的步骤；

由PWM转换信号生成部根据经上述指令信号运算部校正后的上述输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号的步骤；以及

由转换部根据由上述PWM转换信号生成部生成的上述PWM转换信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压的步骤，

并且，上述电流通流比生成部(12)在把上述输入电流指令信号设为i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*，把将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为正时电压最低的相作为基准电压、或者将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为负时电压最高的相作为基准电压的电压指令设为V_s ^*时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\mathrm{mid}\left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)$

根据下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比之和，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right).$

根据上述矩阵转换器的控制方法，上述指令信号运算部根据由上述输出电压指令信号生成部生成的输出电压指令信号、和由电流通流比生成部生成的表示电流通流比的信号，来校正输出电压指令信号，PWM转换信号生成部根据该校正后的输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号。根据这种基于输入电流通流比的调制方式，通过使平均虚拟直流环节电压恒定，不进行脉动运算和载波振幅调制等运算，可简化控制系统的电路结构。

根据以上所述可以明确，根据本发明的矩阵转换器和矩阵转换器的控制方法，不进行脉动运算和载波振幅调制等运算，可实现能够简化控制系统的电路结构的矩阵转换器。

附图说明

图1是本发明的一个实施方式的矩阵转换器的转换部的结构图。

图2是上述矩阵转换器的控制部的方框图。

图3是表示上述矩阵转换器的各个部分的波形的图。

图4是表示上述矩阵转换器的通电定时的图。

图5是表示上述矩阵转换器的信号更新时的定时的图。

图6是表示产生畸变的信号更新时的定时的图。

图7是表示脉冲图形电路的逻辑电路的图。

图8是比较例的矩阵转换器的控制部的方框图。

图9是表示上述矩阵转换器的各个部分的波形的图。

图10是表示上述矩阵转换器的通电定时的图。

图11是表示上述矩阵转换器的脉冲图形电路的逻辑电路的图。

图12是表示产生畸变的信号更新时的定时的图。

图13是表示载波周期在各个切换状态下的影响的图。

具体实施方式

以下，根据图示的实施方式，具体说明本发明的矩阵转换器和矩阵转换器的控制方法。

图1是本发明的一个实施方式的矩阵转换器的转换部的结构图。如图1所示，三相-三相矩阵转换器针对每个输出相通过三个交流开关与三相电源的各相连接，通过适当控制连接相、时间，来获得可变电压、可变频率。

如图1所示，这种矩阵转换器具有：由开关S_ur、S_us、S_ut、S_vr、S_vs、S_vt、S_wr、S_ws、S_wt构成的转换部1，和输出用于使上述转换部1的开关S_ur、S_us、S_ut、S_vr、S_vs、S_vt、S_wr、S_ws、S_wt接通/断开的信号的控制部2(图2所示)。

上述转换部1将来自三相交流电源3的三相交流输入电压中的相电压v_r分别输入开关S_ur、S_vr、S_wr的一端，将三相交流输入电压中的相电压v_s分别输入S_us、S_vs、S_ws的一端，将三相交流输入电压中的相电压v_t分别输入S_ut、S_vt、S_wt的一端。将上述开关S_ur、S_us、S_ut的另一端分别与相电压v_u的输出端子连接，将开关S_vr、S_vs、S_vt的另一端分别与相电压v_r的输出端子连接，将开关S_wr、S_ws、S_wt的另一端分别与相电压v_w的输出端子连接。

并且，图2表示上述控制部2的方框图。

如图2所示，上述控制部2具有：作为输出电压指令信号生成部的一例的线电压控制指令信号生成部11，其根据输出电压指令信号V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*和输入电压V_mid，生成线电压控制指令信号；电流通流比生成部12，其根据输入电流指令信号i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*运算电流通流比；作为信号校正部的一例的指令信号运算部13，其根据由上述线电压控制指令信号生成部11生成的线电压控制指令信号、和由电流通流比生成部12运算出的电流通流比，运算最大相+中间相的指令信号以及中间相的指令信号；S/H(采样保持)部14，其在载波信号的顶点的定时，更新并保持来自上述指令信号运算部13的最大相+中间相的指令信号以及中间相的指令信号；载波比较部15，其具有生成上述载波信号的载波信号生成电路20，对由上述S/H部14保持的最大相+中间相的指令信号和载波信号进行比较，并且比较中间相的指令信号和载波信号；S/H(采样保持)部16，其在来自上述载波信号生成电路20的载波信号的顶点的定时，更新并保持电源电压相信息V_max、V_mid、V_min和基准电压X/Y；以及脉冲图形生成部17，其根据来自上述载波比较部15的比较结果及S/H部16所保持的电源电压相信息V_max、V_mid、V_min和基准电压X/Y，生成用于使转换部1的开关S_ur、S_us、S_ut、S_vr、S_vs、S_vt、S_wr、S_ws、S_wt接通/断开的脉冲图形(PWM转换信号)。

上述指令信号运算部13具有：最大+中间相指令信号运算部13a，其对来自上述线电压控制指令信号生成部11的线电压控制指令信号乘以最大+中间相的指令信号；以及中间相指令信号运算部13b，其对上述线电压控制指令信号乘以中间相的指令信号。

利用上述载波比较部15和脉冲图形生成部17构成PWM转换信号生成部。并且，利用上述S/H部14和S/H部16构成保持部。

[比较例]

图8表示比较例的矩阵转换器的控制部的方框图。另外，图8所示的矩阵转换器是为了容易理解本发明而说明的转换器，既不是公知技术和现有技术，也不是本发明的矩阵转换器。

如图8所示，该比较例的矩阵转换器的控制部具有：线电压控制指令信号生成部101，其根据输出电压指令信号V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*和电流分配率a，生成线电压控制指令信号；电压脉动运算部102，其根据输入电压V_max、V_mid、V_min运算电压脉动；电流分配率运算部103，其根据输入电流指令信号i_max ^*、i_mid ^*、i_min ^*运算电流分配率a；指令信号运算部104，其根据由上述线电压控制指令信号生成部11生成的线电压控制指令信号、和由电流分配率运算部103运算出的电流分配率a，运算最大相+中间相的指令信号以及最大相的指令信号；载波比较部105，其具有生成上述载波信号的载波信号生成电路120，载波比较部105对来自上述指令信号运算部104的最大相+中间相的指令信号和载波信号进行比较，并且比较最大相的指令信号和载波信号；切换部106，其根据来自上述载波比较部15的比较结果，输出切换信号；S/H部107，其根据来自上述切换部106的Bas电平的切换信号，更新并保持来自线电压控制指令信号生成部101的电压指令相位信息θr和电源电压相信息V_max、V_mid、V_min；S/H部108，其根据来自上述切换部106的Top电平的切换信号，更新并保持基准电压X/Y；以及脉冲图形生成部109，其根据来自上述载波比较部15的比较结果及S/H部107、108所保持的电压指令相位信息θr和电源电压相信息V_max、V_mid、V_min和基准电压X/Y，生成用于使转换部的开关S_ur、S_us、S_ut、S_vr、S_vs、S_vt、S_wr、S_ws、S_wt接通/断开的脉冲图形(PWM转换信号)。

上述载波比较部105的载波信号生成电路120根据来自电压脉动运算部102的电压脉动信号，进行载波信号的振幅调制。

图9表示基于上述比较例的矩阵转换器的控制方式的各部分波形，此处为了简单起见，假设输入功率因数为1，输出频率与电源相同。在此，观察三相交流电位的大小关系，每隔60度相位角中间相电位的极性反转。于是，设为根据中间相电压的极性(正：区域X，负：区域Y)变更基准波形(区域X时为最小相，区域Y时为最大相)的方式，并考虑关于基准波形的电位可知能够获得以下两个电位：

X：E_max＝V_max-V_min，E_mid＝V_mid-V_min

Y：E_max＝V_min-V_max，E_mid＝V_mid-V_max。

另一方面，关于指令信号，采用将三相电压指令除以最小相得到的二相调制波形，由于在区域Y中电位为负，所以使极性反转，切换为三相电压指令除以最大相得到的波形。这样，实现输出电压极性的匹配，并把作为其结果而得到的虚拟直流环节电压设为下式所示的关系，调制基于图9(b)所示的两个电位的脉动电流，

X：E_max＝V_max-V_min，E_mid＝V_mid-V_min

Y：E_max＝-(V_min-V_max)，E_mid＝-(V_mid-V_max)。

接着，关于将指令信号分为两个信号的方法，由中间相电流相对最大相电流的比率即电流分配率进行定义，在把载波信号的半个周期设为T、把从载波信号的顶点切换到中间相的时间设为T₀、把从载波信号的顶点切换到最大相的时间设为T₁时，电流分配率a可以利用下式表示，

a＝C2/C1

C1＝T-T₁

C2＝T₁-T₀

另外，此处功率因数为1，所以在图9(a)中表示为相电压的比率。

与最大相电压、中间相电压连接时的比率根据下式求出。在此，设为对最大相乘以电压指令值、对中间相乘以电流分配率得到的值，所以把平均虚拟直流环节电压定义为按照电流分配率向最大电压加上中间电压后得到的值，

最大相：(T-T₁)/T＝V_s ^*/V_tri                ……(1)

中间相：(T₁-T₀)/T＝aV_s ^*/V_tri              ……(2)

最大相+中间相：(T-T₀)/T＝(1+a)V_s ^*/V_tri    ……(3)

载波振幅：V_tri＝E_max+aE_mid。

其中，把在区域X时将输出电压指令信号V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*中电压最低的相作为基准电压，在区域Y时将输出电压指令信号V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*中电压最高的相作为基准电压的电压指令设为V_s ^*。

因此，在根据平均虚拟直流环节电压对载波信号进行振幅调制来补偿脉动后，利用两个指令信号，在图10所示的通电定时进行基于载波比较的PWM调制。在此，对一个相的最大相、中间相、最小相的门控图形(gate pattern)利用下面的逻辑式被分离，

最大相：X＝(V_tri＜V_s ^*)

最小相：Z＝(V_tri＞(1+a)V_s ^*)

中间相： $Y=\stackrel{\‾}{(X\∪Z)}.$

此时，关于应该连接的输入相，如图11所示，根据表示各相的大小关系的逻辑信号，通过逻辑电路分配针对各个开关的门控信号。

在上述比较例的矩阵转换器中，使用电流分配率a向指令信号和载波信号双方乘以系数来进行调制，所以存在控制结构和运算复杂化的问题。

在上述比较例的矩阵转换器中，把中间相与最大相的比率定义为电流分配率，但在本发明中利用归一化后的电流值进行分流。

图3表示本发明的矩阵转换器的归一化电流波形，认为最大相在C1分流，中间相在C2分流。上述比较例的方式把最大相设为1，所以在区域X、区域Y的边界处，通过乘以系数

而使之成为1，各相的通流比可以表示为下式所示的关系，

最大相： $(T-T_1)/T=V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\mathrm{mid}\left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)\·\·\·\left(4\right)$

中间相： $(T_1-T_0)/T=V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\min \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)\·\·\·\left(5\right)$

最大相+中间相： $(T-T_0)/T=V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)\·\·\·\left(6\right).$

其中，把在区域X时将输出电压指令信号V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*中电压最低的相作为基准电压，在区域Y时将输出电压指令信号V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*中电压最高的相作为基准电压的电压指令设为V_s ^*。并且，虽然最大相和中间相的通流比之和超过1，但根据虚拟直流环节电压波形，由于最大电压指令的电压控制率为下式所示，所以最终结果通流比的最大值为1，

虽然向虚拟直流环节的两个电位乘以以上通流比得到的结果是平均虚拟直流环节电压，但根据图3(f)所示可知，由于能够获得恒定的直流电压，所以不需要上述比较例那样的载波信号的振幅调制。

图4表示用于说明上述通电定时的图，根据图4所示的通电定时进行基于载波比较的PWM调制。

下面，表示根据本发明的方式调制波形可以得到与比较例相同的结果。另外，此处设为功率因数为1，并利用相电压进行说明。

在相位角30°～60°的区间中得到：

$E_{\max }=V_{\max }-V_{\min }=V_r-V_t=\frac{1}{\sqrt{3}}({\cos \mathrm{\θ}}_r-{\cos \mathrm{\θ}}_t)=\cos \mathrm{\φ}$

$E_{\mathrm{mid}}=V_{\mathrm{mid}}-V_{\min }=V_s-V_t=\frac{1}{\sqrt{3}}({\cos \mathrm{\θ}}_s-{\cos \mathrm{\θ}}_t)=\cos (\mathrm{\φ}-\mathrm{\π}/3).$

其中，

$a=\frac{\cos {\mathrm{\θ}}_s}{\cos {\mathrm{\θ}}_r}$

$\mathrm{\φ}=\mathrm{\θ}-\mathrm{\π}/6$

$V_r=\frac{1}{\sqrt{3}}\cos {\mathrm{\θ}}_r=\frac{1}{\sqrt{3}}\cos \mathrm{\θ}$

$V_s=\frac{1}{\sqrt{3}}\cos {\mathrm{\θ}}_s=\frac{1}{\sqrt{3}}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}),$

$V_t=\frac{1}{\sqrt{3}}\cos {\mathrm{\θ}}_t=\frac{1}{\sqrt{3}}\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})$

对式(1)进行变形后，

$\frac{1}{E_{\max }+{\mathrm{aE}}_{\mathrm{mid}}}=\frac{1}{\cos \mathrm{\φ}+\frac{{\cos \mathrm{\θ}}_s}{\cos {\mathrm{\θ}}_r}\cos (\mathrm{\φ}-\mathrm{\π}/3)}$

$=\frac{\cos {\mathrm{\θ}}_r}{\cos {\mathrm{\θ}}_r\cos \mathrm{\φ}+\cos {\mathrm{\θ}}_s\cos (\mathrm{\φ}-\mathrm{\π}/3)}$

$=\frac{\cos {\mathrm{\θ}}_r}{\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ})\cos \mathrm{\φ}+\sin \mathrm{\φ}\cos (\mathrm{\φ}-\mathrm{\π}/3)}$

$=\frac{2\cos {\mathrm{\θ}}_r}{\sin \mathrm{\π}/3+\sin (\mathrm{\π}/3-2\mathrm{\θ})+\sin (2\mathrm{\θ}-\mathrm{\π}/3)+\sin \mathrm{\π}/3}$

$=\frac{2}{\sqrt{3}}\cos {\mathrm{\θ}}_r$

因此，中间相通流比为：

$\frac{a}{E_{\max }+a{E}_{\mathrm{mid}}}=\frac{2}{\sqrt{3}}\cos {\mathrm{\θ}}_s$

最大相与中间相的通流比之和为：

$\frac{1+a}{E_{\max }+{\mathrm{aE}}_{\mathrm{mid}}}=-\frac{2}{\sqrt{3}}\cos {\mathrm{\θ}}_t$

与式(4)、式(5)、式(6)一致。

图2所示的本发明的矩阵转换器与图8所示比较例的矩阵转换器相比，平均虚拟电流环节电压恒定，所以不需要有关电压脉动运算、载波振幅调制的单元，可以简化结构。

在此，作为求出电流通流比的单元示出了式(4)、式(6)，但在中间值、最大值的运算中，使用X区域中及Y区域中的相位角φ利用下式，并通过参照单一的正弦表，可以做到更简单。

$\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)=\frac{2}{\sqrt{3}}(\sin \mathrm{\φ}+\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ}))\·\·\·\left(8\right).$

并且，此处只示出了功率因数为1的情况，并以电源电压(三相交流输入电压)的中间相的极性为基准进行区域XY的切换，但在可以改变输入功率因数的情况下，通过根据加上相位差后的中间相的相位进行切换，也可以实现功率因数控制。

在图8所示比较例的矩阵转换器中，电压指令是二相调制波形，所以对电压指令中的最大相和中间相进行PWM调制，关于对各相的分配，使用相位信息θr进行。并且，作为不能确保电源频率与载波频率的同步时的对策，对基准电压X/Y、电压指令相位信息θr、电源电压相信息V_max、V_mid、V_min限制更新定时。

图12表示在上述比较例的矩阵转换器不同步时产生畸变的定时，相对于基准电压的变化、二相调制波形的移相、电源电压(电流)的移相以上这三个变化点产生畸变。

图13(a)～(d)表示载波周期的各个切换状态(最大、中间、最小)对上述变化的影响。此处为了简单起见以单相输出示出，只有一相是利用粗线被短路的相，其相当于二相调制波形的120度通电相，其它相当于二相中的任一个。并且，作为初始状态，最大、中间、最小电压分别设为r相、s相、t相。

(1)最大相导通的状态(图13(b)所示)

在基准电压X/Y变化时，使U相、V相的电压指令值反转，并且调换r相、t相的切换信号，使从X(+-)状态变为Y(-+)状态，但U相、V相向最大相、最小相的切换状态均未变化。

在电压指令相位信息θr移相，并且导通相和切换相变化后，U相、V相调换，由此从X(+-)状态变为X(-+)状态，输出从r相变为t相。

关于电源电压相信息V_max、V_mid、V_min，在输入电压的最大相与中间相调换的情况下(r相

s相)，U相中导通的开关从S_ur变为S_us。

(2)中间相导通的状态(图13(c)所示)

在基准电压X/Y变化时，使从X(+-)状态变为Y(-+)状态，U相、V相的切换状态也变化。

在电压指令相位信息θr移相时，从X(+-)状态变为X(-+)状态，U相、V相的切换状态均变化。

关于电源电压相信息V_max、V_mid、V_min，在输入电压的最大相与中间相调换的情况下，U相中导通的开关从S_us变为S_ur。

(3)最小相导通的状态(图13(d)所示)

在基准电压X/Y变化时，从X(+-)状态变为Y(-+)状态，U相、V相的切换状态均变化。

在电压指令相位信息θr移相时，从X(+-)状态变为X(-+)状态，但由于都是最小相，所以切换状态不变。

关于电源电压相信息V_max、V_mid、V_min，在输入电压的最大相与中间相调换的情况下，由于都是最小相，所以切换状态不变。

如上所述，在上述比较例的矩阵转换器中，存在切换状态不根据各个信号的变化而变化的模式，所以在最大相(Top)导通的期间允许更新基准电压X/Y，在最小相(Bas)导通的期间允许更新电压指令相位信息θr、电源电压相信息V_max、V_mid、V_min，确保载波周期内的电流分配的平衡。并且，上述更新期间采用向电源最大相(Top)的通电期间为最短的电压指令中间相信号、和向电源最小相(Bas)的通电期间为最短的电压指令最大相信号。

在上述比较例的矩阵转换器中，电压指令是二相调制波形，所以不使用三相电压指令，只对最大相和中间相进行PWM调制，使用相位信息θr进行对各相的分配。因此，为了避免因不同步造成的畸变，除被限制更新的基准电压X/Y和电源电压相信息(V_max、V_mid、V_min)外，对于相位信息也需要进行更新限制。并且，在更新控制中使用中间相信号、最大相信号这两个信号电平，所以存在控制系统的结构变复杂的问题。

在逆变器的数字控制中，为了取得信号的延迟时间的匹配，信号的输入输出被控制为与PWM载波周期的定时同步。

在此，在本发明的矩阵转换器中，如图5所示，当设所调制的信号波在载波信号的顶点的定时被同步更新并保持时，在最小相导通的状态下转换信号。在此，相当于可以更新电压指令相位信息θr、电源电压相信息V_max、V_mid、V_min的定时，但在本发明中，由于使用三相电压指令，所以包含相位，不需要相位信息θr的更新控制。关于电源电压相信息V_max、V_mid、V_min，在载波信号的顶点的定时进行同步并更新。

并且，在本发明中，关于基准电压X/Y，也在载波信号的顶点的定时更新。在载波信号的顶点的定时相当于最小相，以往由于根据电平信号进行更新控制，所以如图6(a)、(b)所示，在载波周期内的输入电流分配中产生不平衡。另一方面，关于最大相的更新，如图6(c)、(d)所示，相对于基准电压X/Y的切换，不会产生切换状态的变化。

图5(a)、(b)表示基于本发明的更新定时的切换状态的变化。在此，对于最小相电平信号，在载波信号的顶点的定时进行波形更新，因此虽然最大相、最小相的切换状态变化，但能够确保波形的对称性，与最大相的更新波形比较可知，载波的半个周期的电流分配相等。

如上所述，以电压指令被更新、保持的载波信号的顶点的定时，使基准电压X/Y和电源电压相信息V_max、V_mid、V_min的更新同步，由此可以避免产生电流畸变，并且简化控制系统的结构。

另外，关于图2中的脉冲图形产生部17的控制信息的更新，例如可以使用图7所示的电路构成。

根据上述实施方式的矩阵转换器，利用基于输入电流通流比的调制方式，使平均虚拟直流环节电压恒定，由此不需要脉动运算、载波振幅调制所需要的运算，可以简化控制系统的结构。

此外，在上述矩阵转换器中，由于载波振幅恒定，所以容易适用于数字计数器和比较器，可以使PWM调制的分辨率恒定，所以适合于数字控制系统。

此外，在上述矩阵转换器中，采用在载波顶点的定时更新并保持输出电压指令、电源电压(电流)信息的简易结构，即使在三相交流输入电压和载波周期不同步的情况下，也能够降低输入电流畸变。

Claims (7)

1.一种把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压的矩阵转换器，其特征在于，该矩阵转换器具有：

输出电压指令信号生成部(11)，其生成用于输出上述预定的三相交流输出电压的输出电压指令信号；

电流通流比生成部(12)，其根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通流比的信号；

指令信号运算部(13)，其根据由上述输出电压指令信号生成部(11)生成的上述输出电压指令信号、和由上述电流通流比生成部(12)生成的表示电流通流比的信号，来校正上述输出电压指令信号；

PWM转换信号生成部(15、17)，其根据载波信号以及经上述指令信号运算部(13)校正后的上述输出电压指令信号，来生成PWM转换信号；以及

转换部(1)，其根据由上述PWM转换信号生成部(15、17)生成的上述PWM转换信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压，

上述电流通流比生成部(12)在把上述输入电流指令信号设为i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*，把将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为正时电压最低的相作为基准电压、或者将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为负时电压最高的相作为基准电压的电压指令设为V_s ^*时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\mathrm{mid}\left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)$

根据下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比之和，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right).$

2.根据权利要求1所述的矩阵转换器，其特征在于，上述电流通流比生成部(12)在把上述输入电流指令信号设为i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*、把相位角设为φ时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，

(π/6＞φ≥0时)

(π/3＞φ≥π/6时)

使用下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比之和，

$\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)=\frac{2}{\sqrt{3}}(\sin \mathrm{\φ}+\sin (\mathrm{\π}/3-\mathrm{\φ})).$

3.根据权利要求1或2所述的矩阵转换器，其特征在于，上述载波信号是振幅大致恒定的三角波状信号。

4.根据权利要求1或2所述的矩阵转换器，其特征在于，上述载波信号是振幅大致恒定的锯齿波状信号。

5.根据权利要求3所述的矩阵转换器，其特征在于，该矩阵转换器具有保持电源电压信息以及经上述指令信号运算部(13)校正后的上述输出电压指令信号的保持部(14、16)，

上述保持部(14、16)在上述载波信号的顶点的定时更新上述输出电压指令信号和上述电源电压信息，

上述PWM转换信号生成部(15、17)根据由上述保持部(14、16)所保持的上述输出电压指令信号和上述电源电压信息，生成上述PWM转换信号。

6.根据权利要求4所述的矩阵转换器，其特征在于，该矩阵转换器具有保持电源电压信息以及经上述指令信号运算部(13)校正后的上述输出电压指令信号的保持部(14、16)，

上述保持部(14、16)在上述载波信号的顶点的定时更新上述输出电压指令信号和上述电源电压信息，

上述PWM转换信号生成部(15、17)根据由上述保持部(14、16)所保持的上述输出电压指令信号和上述电源电压信息，生成上述PWM转换信号。

7.一种把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压的矩阵转换器的控制方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤：

由输出电压指令信号生成部(11)生成用于输出上述预定的三相交流输出电压的输出电压指令信号的步骤；

由电流通流比生成部(12)根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通流比的信号的步骤；

由指令信号运算部(13)根据由上述输出电压指令信号生成部(11)生成的上述输出电压指令信号、和由上述电流通流比生成部(12)生成的表示电流通流比的信号，来校正上述输出电压指令信号的步骤；

由PWM转换信号生成部(15、17)根据载波信号以及经上述指令信号运算部(13)校正后的上述输出电压指令信号，生成PWM转换信号的步骤；以及

由转换部(1)根据由上述PWM转换信号生成部(15、17)生成的上述PWM转换信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压的步骤，

并且，上述电流通流比生成部(12)在把上述输入电流指令信号设为i_r ^*、i_s ^*、i_t ^*，把将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为正时电压最低的相作为基准电压、或者将上述输出电压指令信号中的中间相的极性为负时电压最高的相作为基准电压的电压指令设为V_s ^*时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\mathrm{mid}\left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right)$

根据下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比之和，

$V_s^{*}\frac{2}{\sqrt{3}}\max \left(\right|i_r^{*}|,|i_s^{*}|,|i_t^{*}\left|\right).$

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