JPS62217855A - 正弦波電圧補正装置 - Google Patents
正弦波電圧補正装置Info
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- JPS62217855A JPS62217855A JP61059059A JP5905986A JPS62217855A JP S62217855 A JPS62217855 A JP S62217855A JP 61059059 A JP61059059 A JP 61059059A JP 5905986 A JP5905986 A JP 5905986A JP S62217855 A JPS62217855 A JP S62217855A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 20
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、３相出力を有するインバータの出力端子と負
荷設備との間の系統ラインに設けられた正弦波電圧補正
装置に関するもので、インバータから負荷に供給される
電圧波形を常に正弦波に保とうとするものである。
荷設備との間の系統ラインに設けられた正弦波電圧補正
装置に関するもので、インバータから負荷に供給される
電圧波形を常に正弦波に保とうとするものである。
交流を直流に変換するコンバータと、直流を交流に変換
するインバータとで構成される交流電圧発生装置は公知
である。交流電圧発生装置を構成するインバータにはＰ
ＷＭ（パルス幅変調）とＰＡＭ（パルス振幅変１１）と
がある。
するインバータとで構成される交流電圧発生装置は公知
である。交流電圧発生装置を構成するインバータにはＰ
ＷＭ（パルス幅変調）とＰＡＭ（パルス振幅変１１）と
がある。
以下ＰＡＭインバータを用いた従来の交流電圧発生装置
を例にとって説明するが、本発明はＰＷＭインバータを
用いた交流電圧発生装置の場合にも適用することが可能
である。
を例にとって説明するが、本発明はＰＷＭインバータを
用いた交流電圧発生装置の場合にも適用することが可能
である。
第５図は交流電圧発生装置の一例の主回路構成図、第６
図はその出力電圧波形図を示す。
図はその出力電圧波形図を示す。
３相交流′６モ源１１からコンバータ１２に交流電力が
供給され、コンバータ１２で変換された直流が平滑リア
クトル１３を介してインバータ１４に供給され、３相交
流ｌこ変換される。
供給され、コンバータ１２で変換された直流が平滑リア
クトル１３を介してインバータ１４に供給され、３相交
流ｌこ変換される。
第６図の実線はインバータ１４の１相の出力電圧波形を
示し、破線は出力電圧と等価の正弦波形を示す。実線で
示した出力電圧波形は正弦波から相当離れており、多く
の高調波を含んでいることを示している。
示し、破線は出力電圧と等価の正弦波形を示す。実線で
示した出力電圧波形は正弦波から相当離れており、多く
の高調波を含んでいることを示している。
第６図に実線で示したインバータの出力電圧波形を、負
荷容量にかかわらず正常な正弦波形とするためには、多
大のフィルタ容量を要し、装置が大型化する。
荷容量にかかわらず正常な正弦波形とするためには、多
大のフィルタ容量を要し、装置が大型化する。
本発明にかかる正弦波電圧補正装置は上記の問題点を解
決するためのものであって、フィルタ容量を軽減し、負
荷容量にかかわらず正常な正弦波形の電圧を負荷に供給
することを目的とするものである８ 〔問題点を解決するための手段〕 本発明にかかる正弦波電圧補正装置は、３相出力を有す
るインバータ装置と負荷設備との間の系統ラインに設け
られるものであって、単相ＰＷＭコンバータ群と、前記
インバータの出力側に負荷設備と直列に設けられ且つ前
記各単相ＰＷＭコンバータの入力側に並列に接続された
電圧補正用コンデンサと、前記各単相ＰＷＭコンバータ
の出力側に接続された直流リアクトルと、前記単相コン
バータ群を制御する制御装置とを具え、該制御装置は３
相正弦波波形を記憶する手段と、インバータの出力゛電
圧を検出して実電圧ｐおよび虚電圧ｑを演算する手段と
、実電圧ｐから直流分を除去する手段と、実電圧ｐの交
流分ｐと虚電圧ｑの符号を反転する手段と、各相の電圧
指令値を演算する手段と、単相ＰＷＭコンバータ群のス
イッチング指令を発生する手段とを具えたことを特徴と
するものである。
決するためのものであって、フィルタ容量を軽減し、負
荷容量にかかわらず正常な正弦波形の電圧を負荷に供給
することを目的とするものである８ 〔問題点を解決するための手段〕 本発明にかかる正弦波電圧補正装置は、３相出力を有す
るインバータ装置と負荷設備との間の系統ラインに設け
られるものであって、単相ＰＷＭコンバータ群と、前記
インバータの出力側に負荷設備と直列に設けられ且つ前
記各単相ＰＷＭコンバータの入力側に並列に接続された
電圧補正用コンデンサと、前記各単相ＰＷＭコンバータ
の出力側に接続された直流リアクトルと、前記単相コン
バータ群を制御する制御装置とを具え、該制御装置は３
相正弦波波形を記憶する手段と、インバータの出力゛電
圧を検出して実電圧ｐおよび虚電圧ｑを演算する手段と
、実電圧ｐから直流分を除去する手段と、実電圧ｐの交
流分ｐと虚電圧ｑの符号を反転する手段と、各相の電圧
指令値を演算する手段と、単相ＰＷＭコンバータ群のス
イッチング指令を発生する手段とを具えたことを特徴と
するものである。
本発明にかかる正弦波電圧補正装置は、３相インバータ
の出力端子と負荷設備との間の各相に直列に挿入された
電圧補正用コンデンサの電圧を、この電圧補正用コンデ
ンサと並列に接続され出力側に直流リアクトルが接続さ
れた単相ＰＷＭコンバータを動作させることにより制御
し、正弦波電圧補正装置を通過した後の電圧波形を正弦
波に近づけるようにするものである。
の出力端子と負荷設備との間の各相に直列に挿入された
電圧補正用コンデンサの電圧を、この電圧補正用コンデ
ンサと並列に接続され出力側に直流リアクトルが接続さ
れた単相ＰＷＭコンバータを動作させることにより制御
し、正弦波電圧補正装置を通過した後の電圧波形を正弦
波に近づけるようにするものである。
このために単相ＰＷＭコンバータを制御する制御装置は
、３相正弦波波形を記憶する手段を持ち、この出力電圧
とインバータの出力電圧とからインバータ出力電圧を実
電圧と虚電圧とに分割演算することにより、インバータ
出力電圧の有する高調渡分を求め、これに従って電圧補
正用コンデンサの端子間電圧を変化させるように単相Ｐ
ＷＭコンバータを制御するものである。
、３相正弦波波形を記憶する手段を持ち、この出力電圧
とインバータの出力電圧とからインバータ出力電圧を実
電圧と虚電圧とに分割演算することにより、インバータ
出力電圧の有する高調渡分を求め、これに従って電圧補
正用コンデンサの端子間電圧を変化させるように単相Ｐ
ＷＭコンバータを制御するものである。
以下、一実施例につき図面を参照しながら説明する。
・ 第１図は本発明にかかる正弦波電圧補正装置を具え
た３相交流系統の主回路構成図であり、第２図は第１図
に示した単相ＰＷＭコンバータ１相分の詳細主回路図、
第３図は本発明にかかる正弦波電圧補正装置の制御装置
を示すブロック図である。
た３相交流系統の主回路構成図であり、第２図は第１図
に示した単相ＰＷＭコンバータ１相分の詳細主回路図、
第３図は本発明にかかる正弦波電圧補正装置の制御装置
を示すブロック図である。
直流電力が供給されるインバータ１４の３相出力の各相
には、負荷に至る前に直列に電圧補正用コンデンサ１５
が挿入されている。電圧補正用コンデンサの両端子は、
各相共それぞれ単相ＰＷＭコンバータ１７の入力側に接
続され、各単相ＰＷＭコンバータ１７の出力側には直流
リアクトル１８が接続されている。
には、負荷に至る前に直列に電圧補正用コンデンサ１５
が挿入されている。電圧補正用コンデンサの両端子は、
各相共それぞれ単相ＰＷＭコンバータ１７の入力側に接
続され、各単相ＰＷＭコンバータ１７の出力側には直流
リアクトル１８が接続されている。
図中破線で示した１６が正弦波電圧補正装置であり、そ
れぞれ３個ずつの電圧補正用コンデンサ１５゜単相ＰＷ
Ｍコンバータ１７．直流リアクトル１８で構成されてい
る。
れぞれ３個ずつの電圧補正用コンデンサ１５゜単相ＰＷ
Ｍコンバータ１７．直流リアクトル１８で構成されてい
る。
単相ＰＷ〜１コンバータ１７は、スイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ４がそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ４と直列接続され
たものをブリッジ接続することにより構成さ札入刃側は
電圧補正用コンデンサ１５の両端子に接続され、出力側
には直流リアクトル１８が接続されている。
〜Ｓ４がそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ４と直列接続され
たものをブリッジ接続することにより構成さ札入刃側は
電圧補正用コンデンサ１５の両端子に接続され、出力側
には直流リアクトル１８が接続されている。
このような正弦波電圧補正装置１６を制御する制御装置
は、第３図に示したごとく、１）ｔＱ演算回路１、バイ
パスフィルタ２、符号反転回路３、電圧指令値演算回路
４．３相正弦波記憶回路５および電圧制御回路６から構
成されている。
は、第３図に示したごとく、１）ｔＱ演算回路１、バイ
パスフィルタ２、符号反転回路３、電圧指令値演算回路
４．３相正弦波記憶回路５および電圧制御回路６から構
成されている。
インバータ１４の制御回路（図示せず）から現在運転中
の周波数および位相の情報Ｔが３相正弦波記憶回路５に
与えられると、３相正弦波記憶回路５はインバータ１４
の３相出力′戒圧と同位相の３相の正弦波電圧ｅ。＋
ａｙ ＋ ｅｗを出力する。
の周波数および位相の情報Ｔが３相正弦波記憶回路５に
与えられると、３相正弦波記憶回路５はインバータ１４
の３相出力′戒圧と同位相の３相の正弦波電圧ｅ。＋
ａｙ ＋ ｅｗを出力する。
インバータ１４の出力電圧ｅａｎ ＊ ｅｓｖ ＋ ｅ
ａｗと、３相正弦波記憶回路５の出力である正弦波電圧
ｅＵ。
ａｗと、３相正弦波記憶回路５の出力である正弦波電圧
ｅＵ。
ａｙ ＊ ｅＷがｐ、ｑ演算回路１に入力される。ここ
で、実電圧および虚電圧なる概念を導入し、以下に示す
式に従って演算する。
で、実電圧および虚電圧なる概念を導入し、以下に示す
式に従って演算する。
まず、式（１）〜（３）式を用いて、３相の正弦波電圧
ｅＵ＊ ｅｙ ＊ ｅｗおよびインバータの出力電圧ｅ
ＳＴＪｌｅ８Ｖ”ｅ８Ｗを、それぞれ２相の正弦波電圧
Ｃ（ｇ ｅ ｅβおよびインバータ電圧ｅｓａ ｔ Ｃ
ｓβに変換する。
ｅＵ＊ ｅｙ ＊ ｅｗおよびインバータの出力電圧ｅ
ＳＴＪｌｅ８Ｖ”ｅ８Ｗを、それぞれ２相の正弦波電圧
Ｃ（ｇ ｅ ｅβおよびインバータ電圧ｅｓａ ｔ Ｃ
ｓβに変換する。
ここで、（Ｃ）は３相−２相の変換行列である。
上記（１） 、 （２）式により求めた２相の電圧を使
うと（４）式により実電圧ｐおよび虚電圧ｑが求められ
る。
うと（４）式により実電圧ｐおよび虚電圧ｑが求められ
る。
このようにして演算された実電圧ｐおよび虚電圧ｑが、
ｐ＋Ｑ演算回路１から出力される。
ｐ＋Ｑ演算回路１から出力される。
これらの実電圧ｐおよび虚電圧ｑは、（５） 、 （６
）式に示すようにそれぞれ直流分下ｓｑと交流会ｉ。
）式に示すようにそれぞれ直流分下ｓｑと交流会ｉ。
イに分解することができる。
ｐ＝ｐ＋１） ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（５）Ｑ＝Ｑ＋Ｑ ・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（６）ここで、イン
バータ電圧ｅ ｇ Ｂ 、 ｅ Ｂβの基本渡分は直流
分ｐ、ｑに、高調渡分はｐｅＱに変換さねこれら直流分
と交流会は一般にバイパスフィルタを通すことにより分
離することができる。
・・・・・・・（５）Ｑ＝Ｑ＋Ｑ ・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（６）ここで、イン
バータ電圧ｅ ｇ Ｂ 、 ｅ Ｂβの基本渡分は直流
分ｐ、ｑに、高調渡分はｐｅＱに変換さねこれら直流分
と交流会は一般にバイパスフィルタを通すことにより分
離することができる。
ｐｓＱ演算回路１の出力である実電圧ｐはバイパスフィ
ルタ２に入力され、バイパスフィルタ２は交流分百のみ
を出力する。ｐｔＱ演算回路の出力である虚電圧ｑと、
バイパスフィルタ２の出力である実電圧ｐの交流会ｐは
、符号反転回路３へ送られる。ここで符号を反転された
出力が、実電圧および虚電圧指令信号ｐ＊、ｑ＊である
＠＊ 〜 ｐ”−ｐ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（７）＊ −〜 ｑ”−ｑ−ｑ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（８）これらの電圧指令信号ｐ＊ 、
ｑ＊は、電圧指令演算回路４において生成する電圧指令
信号の原形となるものである。すなわち、（７）式によ
り得られる信号を基に高調波有効電圧が制御され、（８
）式により得られる信号を基に基本波および高調波無効
電圧が制御される。
ルタ２に入力され、バイパスフィルタ２は交流分百のみ
を出力する。ｐｔＱ演算回路の出力である虚電圧ｑと、
バイパスフィルタ２の出力である実電圧ｐの交流会ｐは
、符号反転回路３へ送られる。ここで符号を反転された
出力が、実電圧および虚電圧指令信号ｐ＊、ｑ＊である
＠＊ 〜 ｐ”−ｐ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（７）＊ −〜 ｑ”−ｑ−ｑ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（８）これらの電圧指令信号ｐ＊ 、
ｑ＊は、電圧指令演算回路４において生成する電圧指令
信号の原形となるものである。すなわち、（７）式によ
り得られる信号を基に高調波有効電圧が制御され、（８
）式により得られる信号を基に基本波および高調波無効
電圧が制御される。
電圧指令値演算回路４には正弦波電圧ｅ（７＋ ｅｙ
＊ｅＷおよび電圧指令信号ｐ 、ｑが入力され、前記の
（１）式および次の（９） 、 （１０） ｌ （ｎ）
式に従って３相−２相変換、２相−３相変換を行うこと
により、２相電圧指令信号禮、 ｅｊを演算の上、正弦
波電圧補正装置の電圧指令信号ｅ♂＊ ｅ豐ｅ ｅ！ｙ
を生成し出力する。
＊ｅＷおよび電圧指令信号ｐ 、ｑが入力され、前記の
（１）式および次の（９） 、 （１０） ｌ （ｎ）
式に従って３相−２相変換、２相−３相変換を行うこと
により、２相電圧指令信号禮、 ｅｊを演算の上、正弦
波電圧補正装置の電圧指令信号ｅ♂＊ ｅ豐ｅ ｅ！ｙ
を生成し出力する。
なお、ここに〔Ｃ〕 は（０）の逆変換行列である。
単相ＰＷＭコンバータ１７は、定められた一定期間毎に
スイッチング素子Ｓ□、Ｓ、及びへ、Ｓ４をスイ、チン
グする機会がある。この機会毎にスイッチングの要否を
次のようにして判定し、必要あればスイッチング素子Ｓ
１．Ｓ、及びＳ、 、 Ｓ４にトリガ信号ｖＧを送るの
が電圧制御回路６である。
スイッチング素子Ｓ□、Ｓ、及びへ、Ｓ４をスイ、チン
グする機会がある。この機会毎にスイッチングの要否を
次のようにして判定し、必要あればスイッチング素子Ｓ
１．Ｓ、及びＳ、 、 Ｓ４にトリガ信号ｖＧを送るの
が電圧制御回路６である。
電圧制御回路６はコンパレータを具え、電圧指令値演算
回路６から入力される電圧指令信号ｅＵ。
回路６から入力される電圧指令信号ｅＵ。
、寥、 ｅ：と、各相の電圧補正用コンデンサ１５の検
出電圧ｅａｔｒｔｅａｖｔＣａｗとをそれぞれ比較し、
例えばｅＵ≧ｅａｕ なるときＵ相分の単相ＰＷＭコンバータ１７について、
第２図に示したスイッチング素子Ｓ、、Ｓ、をオフし、
Ｓ３．Ｓ４をオンするようなトリガ信号Ｖ。を生成する
ものである。
出電圧ｅａｔｒｔｅａｖｔＣａｗとをそれぞれ比較し、
例えばｅＵ≧ｅａｕ なるときＵ相分の単相ＰＷＭコンバータ１７について、
第２図に示したスイッチング素子Ｓ、、Ｓ、をオフし、
Ｓ３．Ｓ４をオンするようなトリガ信号Ｖ。を生成する
ものである。
このときの動作を第４図を参照しながら更に詳しく説明
する。第４図（１１）は電圧指令信号ｅＵの波形図であ
り、第４図（ｂ）は（ａ）の時間軸を拡大して示した電
圧指令信号ｅＵと検出電圧Ｓａｇの部分波形図である。
する。第４図（１１）は電圧指令信号ｅＵの波形図であ
り、第４図（ｂ）は（ａ）の時間軸を拡大して示した電
圧指令信号ｅＵと検出電圧Ｓａｇの部分波形図である。
第４図（ｂ）に示したｔ１〜ｔ８は、単相ＰＷＭコンバ
ータ１７のスイッチング素子Ｓ、、Ｓ、及びＳ、、Ｓ４
をスイッチングする機会の時刻である。時刻ｔ１ではｅ
ｙｙ ＞ ｅａｙ であるためにスイッチング素子Ｓ３．Ｓ４をオフし、Ｓ
ｌ、Ｓ、をオンして電圧補正用コンデンサ１５の電荷を
放電する。
ータ１７のスイッチング素子Ｓ、、Ｓ、及びＳ、、Ｓ４
をスイッチングする機会の時刻である。時刻ｔ１ではｅ
ｙｙ ＞ ｅａｙ であるためにスイッチング素子Ｓ３．Ｓ４をオフし、Ｓ
ｌ、Ｓ、をオンして電圧補正用コンデンサ１５の電荷を
放電する。
次のスイッチング時刻ｔ２では
ｅυ〈８αＵ
であるためにスイッチング素子Ｓ、、Ｓ、をオフし、Ｓ
３． Ｓ４をオンして電圧補正用コンデンサ１５の電荷
を充電する。
３． Ｓ４をオンして電圧補正用コンデンサ１５の電荷
を充電する。
このようにして、インバータ１４の３相出力の各相に負
荷との間に直列に挿入された電圧補正用コンデンサ１５
の両端にかかる電圧ｅａＵｅｅａＶＩｅ（ＩＷを、電圧
指令信号、：、ｅ：、ｅ：とそれぞれ等しくなるように
、各相の単相ＰＷＭコンバータ１７をスイッチング制御
することにより、第１図に示す負荷電圧ｅＬＵ ｌ ｅ
ＬＶ ｌ ｅＬＷを正弦波状にすることができる０以上
の説明ではインバータの出力電圧を検出して電圧指令信
号を発生させたが、インバータの出力側にフィルタを接
続し、その出力を検出して滑らかな電圧指令信号を発生
させることにより、電圧補正用コンデンサに急激な電圧
変化を起こさせることがなくなり、より正常な補正を行
うことができる。
荷との間に直列に挿入された電圧補正用コンデンサ１５
の両端にかかる電圧ｅａＵｅｅａＶＩｅ（ＩＷを、電圧
指令信号、：、ｅ：、ｅ：とそれぞれ等しくなるように
、各相の単相ＰＷＭコンバータ１７をスイッチング制御
することにより、第１図に示す負荷電圧ｅＬＵ ｌ ｅ
ＬＶ ｌ ｅＬＷを正弦波状にすることができる０以上
の説明ではインバータの出力電圧を検出して電圧指令信
号を発生させたが、インバータの出力側にフィルタを接
続し、その出力を検出して滑らかな電圧指令信号を発生
させることにより、電圧補正用コンデンサに急激な電圧
変化を起こさせることがなくなり、より正常な補正を行
うことができる。
また、単相ＰＷＭコンバータ１７を動作させることによ
り正弦波電圧を発生させているために、正弦波電圧補正
袋［１６の出力電圧には高周波のリップルが重畳してい
る。そのために、正弦波電圧補正装置と負荷との間にフ
ィルタを接続して、負荷電圧をより滑らかにしてもよい
。
り正弦波電圧を発生させているために、正弦波電圧補正
袋［１６の出力電圧には高周波のリップルが重畳してい
る。そのために、正弦波電圧補正装置と負荷との間にフ
ィルタを接続して、負荷電圧をより滑らかにしてもよい
。
以上の説明が明らかなように、本発明にかかる正弦波電
圧補正装置によれば、インバータの出力電圧がＰＡＭ出
力であれＰＷＭ出力であれ、その出力電圧を検出し電圧
指令信号を演算して、単相ＰＷＭコンバータを動作させ
ることにより、負荷にかかる電圧を正弦波となすことが
できる。
圧補正装置によれば、インバータの出力電圧がＰＡＭ出
力であれＰＷＭ出力であれ、その出力電圧を検出し電圧
指令信号を演算して、単相ＰＷＭコンバータを動作させ
ることにより、負荷にかかる電圧を正弦波となすことが
できる。
第１図は本発明にかかる正弦波電圧補正装置を具えた３
相交流系統の主回路措成図、第２図は第１図に示した単
相ＰＷＭコンバーター相分の詳細主回路図、第３図は本
発明にかかる正弦波補正装置の制御回路を示すブロック
図、第４図（ａｌは電圧指令信号ｅＨの波形図、第４図
（ｂ）は（ａ）の時間軸を拡＊ 大して示した電圧指令信号ｅＵと検出電圧ｅａＵの部分
波形図であり、第５図は交流電圧発生装置の一例の主回
路構成図、第６図はその出力波形図である。 １・・・・・・ｐ＋ｑ演算回路、２・・・・・・バイパ
スフィルタ、３・・・・・・符号反転回路、４・・・・
・・電圧指令値演算回路、５・・・・・・３相正弦波記
憶回路、６・・・・・・電圧制御回路、１１・・・・・
・３相交流電源、１２・・・・・・コンバータ、１３・
・・・・・平滑リアクトル、１４・・・・・・インバー
タ、１５・・・・・・電圧補正用コンデンサ、１６・・
・・・・正弦波電圧補正装置、１７・・・・・・単相Ｐ
ＷＭコンバータ、１８・・・・・・直流リアクトル。
相交流系統の主回路措成図、第２図は第１図に示した単
相ＰＷＭコンバーター相分の詳細主回路図、第３図は本
発明にかかる正弦波補正装置の制御回路を示すブロック
図、第４図（ａｌは電圧指令信号ｅＨの波形図、第４図
（ｂ）は（ａ）の時間軸を拡＊ 大して示した電圧指令信号ｅＵと検出電圧ｅａＵの部分
波形図であり、第５図は交流電圧発生装置の一例の主回
路構成図、第６図はその出力波形図である。 １・・・・・・ｐ＋ｑ演算回路、２・・・・・・バイパ
スフィルタ、３・・・・・・符号反転回路、４・・・・
・・電圧指令値演算回路、５・・・・・・３相正弦波記
憶回路、６・・・・・・電圧制御回路、１１・・・・・
・３相交流電源、１２・・・・・・コンバータ、１３・
・・・・・平滑リアクトル、１４・・・・・・インバー
タ、１５・・・・・・電圧補正用コンデンサ、１６・・
・・・・正弦波電圧補正装置、１７・・・・・・単相Ｐ
ＷＭコンバータ、１８・・・・・・直流リアクトル。
Claims (4)
- （１）３相出力を有するインバータ装置と負荷設備との
間の系統ラインに設けられた正弦波電圧補正装置であっ
て、単相ＰＷＭコンバータ群と、前記インバータの出力
側に負荷設備と直列に設けられ且つ前記各単相ＰＷＭコ
ンバータの入力側に並列に接続された電圧補正用コンデ
ンサと、前記各単相ＰＷＭコンバータの出力側に接続さ
れた直流リアクトルと、前記単相ＰＷＭコンバータ群を
制御する制御装置とを具え、該制御装置は３相正弦波波
形を記憶する手段と、インバータ装置の出力電圧の実電
圧および虚電圧を演算する手段と、実電圧の交流分と虚
電圧との符号を反転する手段と、該符号反転した実電圧
交流分と虚電圧とから各相の電圧指令値を演算する手段
と、単相ＰＷＭコンバータ群のスイッチング指令を発生
する手段とを具えたことを特徴とする正弦波電圧補正装
置。 - （２）インバータ装置の出力電圧の実電圧および虚電圧
を演算する手段は、インバータ装置の出力電圧と前記３
相正弦波波形を記憶する手段の出力とを入力し、これら
の３相電圧をそれぞれ３相−２相変換した電圧により演
算するものであることを特徴とする特許請求の範囲第（
１）項記載の正弦波電圧補正装置。 - （３）各相の電圧指令値を演算する手段は、前記３相正
弦波波形を記憶する手段の出力を入力し３相−２相変換
した電圧と、前記符号反転した実電圧の交流分と虚電圧
とから演算し、２相−３相変換により電圧指令値を算出
するものであることを特徴とする特許請求の範囲第（１
）項記載の正弦波電圧補正装置。 - （４）単相ＰＷＭインバータ群のスイッチング指令を発
生する手段は、前記各相の電圧指令値と前記電圧補正用
コンデンサの電圧との大小を比較し、スイッチング指令
を発生するものであることを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載の正弦波電圧補正装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61059059A JPS62217855A (ja) | 1986-03-17 | 1986-03-17 | 正弦波電圧補正装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61059059A JPS62217855A (ja) | 1986-03-17 | 1986-03-17 | 正弦波電圧補正装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62217855A true JPS62217855A (ja) | 1987-09-25 |
Family
ID=13102394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61059059A Pending JPS62217855A (ja) | 1986-03-17 | 1986-03-17 | 正弦波電圧補正装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62217855A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0487572A (ja) * | 1990-07-24 | 1992-03-19 | Nippon Kuukou Doryoku Kk | 電源装置 |
| US5805437A (en) * | 1996-04-20 | 1998-09-08 | Asea Brown Boveri Ag | Power electronic circuit arrangement having plural power converters |
-
1986
- 1986-03-17 JP JP61059059A patent/JPS62217855A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0487572A (ja) * | 1990-07-24 | 1992-03-19 | Nippon Kuukou Doryoku Kk | 電源装置 |
| US5805437A (en) * | 1996-04-20 | 1998-09-08 | Asea Brown Boveri Ag | Power electronic circuit arrangement having plural power converters |
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