JP5652325B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態となるように、インバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータが操作されるため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

ところで、上記インバータは、直流電圧源の正極をモータジェレータに接続する高電位側のスイッチング素子と、直流電圧源の負極をモータジェレータに接続する低電位側のスイッチング素子とを備えている。これらスイッチング素子としてNチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタやＩＧＢＴを用いる場合、スイッチング素子の出力端子の電位に対して開閉制御端子の電位を可変操作することで、スイッチング素子がオン・オフ操作される。そしてこの場合、低電位側のスイッチング素子の出力端子の電位は固定電位となる一方、高電位側のスイッチング素子の出力端子の電位は、低電位側のスイッチング素子のオン・オフによって変動する。このため、高電位側のスイッチング素子をオン・オフするための駆動回路の電源の電位については、絶えず変動することとなる。

高電位側のスイッチング素子の駆動回路についての上記変動する電位を有する電源の一つとしては、下記特許文献２に見られるように、ブートストラップ回路によって構成されるものがある。これは、低電位側のスイッチング素子がオンとなる場合に、これに直列接続される高電位側のスイッチング素子の出力端子を基準電位とするコンデンサを低電位側のスイッチング素子用の電源で充電する回路である。これによれば、コンデンサの充電エネルギによって、高電位側のスイッチング素子の駆動回路を駆動することができる。

特開２００８−２２８４１９号公報 特開２０１０−１５８１１７号公報

ただし、上記ブートストラップ回路を用いたハードウェア手段にモデル予測制御を適用する場合、高電位側の駆動回路用のコンデンサの電圧が低下することで、高電位側のスイッチング素子を適切に駆動することができなくなるおそれがある。これは、モデル予測制御では、周知の三角波ＰＷＭ処理とは違い、低電位側のスイッチング素子がオン状態となるか否かが成り行き任せとなるためである。このため、低電位側のスイッチング素子のオフ状態が継続されることで、コンデンサの充電がなされず、コンデンサの電圧が過度に低下するおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の新たな制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、該コンデンサに対応する前記いずれか一方がオン状態となる操作状態を前記決定手段に強制決定させる強制手段と、を備えることを特徴とする。

上記決定手段によって決定される操作状態は、必ずしもコンデンサを充電するものとは限らないため、コンデンサの電圧が過度に低下するおそれがある。この点、上記発明では、強制手段を備えることで、こうした事態を回避する。

第２の発明は、第１の発明において、前記強制手段は、前記いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされる継続時間が規定時間以上となることに基づき、前記強制決定させる処理を行なうことを特徴とする。

いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされることで対応するコンデンサの電荷が放電状態となる。上記発明では、この点に鑑み、いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされる期間が長い場合に、コンデンサの充電電圧が低下する状況であると判断する。

第３の発明は、第２の発明において、前記強制的に選択させる処理は、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させる処理であることを特徴とする。

上記発明では、強制手段の処理を簡素化することができる。また、制御量とその指令値との差の変化速度は、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して小さくなる。このため、少なくとも低変調率においては、強制手段によって強制決定される操作状態を用いたことによる制御量の誤差を抑制することもできる。

第４の発明は、第１の発明において、前記強制決定させる処理は、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させるものであり、前記強制手段は、前回の強制決定させる処理の実行時からの経過時間を計時する計時手段を備え、該計時手段によって計時される時間が規定時間となることに基づき、前記強制決定する処理を再度行なうことを特徴とする。

上記発明では、強制決定させる処理の実行時からの経過時間が長くなることでコンデンサの電圧が低下する状況であると判断する。このため、強制手段の処理を簡素化することができる。また、制御量とその指令値との差の変化速度は、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して小さくなる。このため、少なくとも低変調率においては、強制手段によって強制決定される操作状態を用いたことによる制御量の誤差を抑制することもできる。

第５の発明は、第３または４の発明において、前記強制手段は、前記決定手段によって決定される操作状態が前記回転機の各端子に接続される前記いずれか他方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態であることを条件に、該決定を無効とし、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させることを特徴とする。

いずれか他方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態といずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態とは、回転機に印加される電圧としてはいずれも等しい。上記発明では、この点に鑑み、上記条件を設けた。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。 同実施形態にかかるインバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を産業用ロボットに搭載されるモータジェネレータ１０の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。産業用ロボットのアクチュエータとしてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。ここでは、モータジェネレータ１０として、表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）を想定している。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介してＭＧ用バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成し、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ＊＃のそれぞれに接続されるドライブユニットＤＵに出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。

ドライブユニットＤＵは、駆動対象とするスイッチング素子Ｓ＊＃の出力端子（エミッタ）に対する開閉制御端子（ゲート）の電位差を操作することで、駆動対象とするスイッチング素子をオン・オフ駆動する。このドライブユニットＤＵは、駆動対象とするスイッチング素子Ｓ＊＃の出力端子（エミッタ）の電位を基準電位として動作するものである。このため、下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎを駆動対象とするものは、同一の電位を基準として動作するものとなる。これに対し、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐを駆動対象とするものは、同一レッグの下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎのオン・オフに応じて動作電位が変動する。

こうした点に鑑み、本実施形態では、下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎを駆動対象とするドライブユニットＤＵについては、同一のドライブ用電源２２とする。ドライブ用電源２２は、スイッチング素子Ｓ＊ｎのエミッタを基準電位とする直流電圧源である。これに対し、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐのそれぞれを駆動対象とするドライブユニットＤＵについては、スイッチング素子Ｓ＊ｐのそれぞれのエミッタに接続されたコンデンサＣ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）を直流電圧源として用いる。これらコンデンサＣ＊は、ドライブ用電源２２によって充電されるものである。すなわち、コンデンサＣ＊のそれぞれには、抵抗体２６およびダイオードＤｂ＊を介してドライブ用電源２２の電荷が充電可能とされている。ここで、ダイオードＤｂ＊は、コンデンサＣ＊からドライブ用電源２２への正の電荷の流出を阻止して且つ、ドライブ用電源２２からコンデンサＣ＊への正の電荷の充電を許容する整流手段である。

こうした構成によれば、スイッチング素子Ｓ＊ｎがオンとなることで、コンデンサＣ＊の負極電位がドライブ用電源２２の負極電位まで低下するため、コンデンサＣ＊の充電電圧がドライブ用電源２２の端子電圧よりも低い場合、コンデンサＣ＊を充電することができる。

図２に、上記制御装置２０による処理を示す。

制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、上記電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部３０において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、上記回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部３２の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部３４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部４０の入力となる。モデル予測制御部４０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部３６に入力する。操作部３６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ＊＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図３に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図３（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部４０の処理の詳細について説明する。先の図２に示す操作状態設定部４１では、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定する。ここで仮設定されるインバータＩＮＶの操作状態は、先の図３に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれによって表現されるものである。ｄｑ変換部４２では、操作状態設定部４１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部４１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図３において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部４３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を操作状態設定部４１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部４１によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部４４では、予測部４３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部４１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

こうして決定された操作状態に基づき、操作部３６では、操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。

ところで、上記モデル予測制御によれば、評価関数Ｊによって定量化される評価が最も高い操作状態が選択されることから、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎが定期的にオン操作される保証がない。これは、コンデンサＣ＊が定期的に充電される保証がないことを意味する。そして、コンデンサＣ＊の充電がなされないことでコンデンサＣ＊の充電電圧が低下すると、ドライブユニットＤＵを適切に駆動することができなくなることが懸念される。

そこで本実施形態では、以下の態様にてモデル予測制御を行なうことでこうした問題を回避する。

図４に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定の制御周期Ｔｃでくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４においては、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎがオフであるか否かを判断する。そして、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎがオフである場合、ステップＳ１６においてスイッチング素子Ｓ＊ｎのオフ時間を計時するカウンタＣＮ＊をインクリメントする一方、オフでない場合、ステップＳ１８において、カウンタＣＮ＊を初期化する。なお、上記ステップＳ１４〜Ｓ１８の処理は、実際には、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのそれぞれについて各別に行なわれる。

上記ステップＳ１６，Ｓ１８の処理が完了する場合、ステップＳ２０において、各コンデンサＣ＊に対応するカウンタＣＮ＊が全て所定値よりも小さいか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下していないか否かを判断するためのものである。ここで、所定値は、コンデンサＣ＊を強制的に充電することが要求される閾値である。

ステップＳ２０において否定判断される場合、すなわち、各コンデンサＣ＊に対応する放電カウンタの中に所定値以下のものがあると判断される場合、ステップＳ２２において、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下したとして、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、評価関数Ｊによらずに、電圧ベクトルＶ０に強制的に設定するとともに、カウンタＣＮ＊を初期化する。

一方、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４において、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の評価関数Ｊを算出する。すなわち、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて評価関数Ｊが算出されるまで（ステップＳ２４：ＹＥＳ）、次回の制御周期における電圧ベクトルを仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。ここで、ステップＳ２６では、まず次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定し、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「３ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。そして、これら予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）毎に、評価関数Ｊを算出する。

続くステップＳ２８においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルに決定する。ステップＳ２２，Ｓ２８の処理が完了する場合、ステップＳ３０において、変数ｎ，ｎ＋１等をデクリメントする。なお、ステップＳ３０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

このように、本実施形態では、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理を設けることで、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下する事態を好適に回避することができる。ここで、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する場合、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの乖離を大きくするおそれがある。ただし、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時であることなどから、この乖離の拡大は、無視しうるものとなっている。すなわち、低回転速度時においては、インバータＩＮＶの変調率が小さい。一方、ｄｑ座標系における誤差ｅｄｑの変化速度ベクトルは、インバータＩＮＶの出力電圧の基本波成分と現在採用されている電圧ベクトル（瞬時電圧）との差によって表現される。ここで、ゼロ電圧ベクトルが採用される場合、上記差は、基本波成分そのものとなる。そして変調率が小さい場合、基本波成分が瞬時電圧と比較して小さいため、ゼロ電圧ベクトルとした場合の誤差ｅｄｑの変化速度は、コンデンサＣ＊を充電可能な有効電圧ベクトルを採用する場合と比較して、小さくなる。

なお、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時となるのは、高回転速度となる場合、制御周期Ｔｃと電気角の一回転に要する時間との差が縮まることによって、短時間のうちにスイッチング素子Ｓ＊ｎがオンとなる操作状態が採用されやすくなるためである。すなわち、モデル予測制御といえども、１電気角周期の期間において下側アームのスイッチング素子に継続してオンとならないものが生じるような選択はなされ難い。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図５において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の後、ステップＳ３２において、前回の強制的な操作状態の設定処理がなされてからの時間を計時するカウンタＣＮが所定値であるか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣ＊に充電電圧が過度に低下するものが生じうるか否かを簡易的に判断するものである。ここで、所定値は、コンデンサＣ＊の充電電圧がドライブユニットＤＵの動作を保証できない電圧となるまでに要する最短時間よりも短く設定することが望ましい。そして、所定値でないと判断される場合、ステップＳ３６において、カウンタＣＮをインクリメントする。これに対し、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４において、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０として且つカウンタＣＮを初期化する。

これにより、所定周期（所定値×Ｔｃ）で電圧ベクトルＶ０が強制的に選択され、スイッチング素子Ｓ＊ｎが充電されることとなる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図６において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ２８において次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定した後、ステップＳ４０において、カウンタＣＮが第１の閾値Ｔｔｈ１以上であるか否かを判断する。そして、第１の閾値Ｔｔｈ１よりも小さいと判断される場合、ステップＳ４２において、カウンタＣＮの値が第１の閾値Ｔｔｈ１よりも小さい第２の閾値Ｔｔｈ２以上であって且つ次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）がＶ７であるか否かを判断する。ここで、第１の条件は、コンデンサＣ＊に充電電圧が過度に低下するものが生じうるか否かを簡易的に判断するものである。一方、第２の条件は、電圧ベクトルＶ０に変更しても制御性の低下が生じない条件である。すなわち、電圧ベクトルＶ７と電圧ベクトルＶ０とでは、モータジェネレータ１０の各相に印加する電圧に相違が生じない。なお、第２の閾値Ｔｔｈ２は、コンデンサＣ＊の充電電圧がドライブユニットＤＵの動作を保証できない電圧となるまでに要する最短時間よりも短く設定することが望ましい。

そして、ステップＳ４２において否定判断される場合、ステップＳ４４においてカウンタＣＮをインクリメントする一方、ステップＳ４２において肯定判断される場合、ステップＳ４６において次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０に変更する。そして、上記ステップＳ４６の処理が完了する場合や、ステップＳ４０において肯定判断される場合には、ステップＳ４８においてカウンタＣＮを初期化する。

なお、上記ステップＳ４４，Ｓ４８の処理が完了する場合には、ステップＳ３０に移行する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＮＶの操作状態を決定する。

図７に、上記制御装置２０による処理を示す。なお、図７において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部６０は、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ６２では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部４４ａでは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき制御量とその指令値との乖離度合いを定量化し、乖離度合いが最小となる電圧ベクトルを採用する。ここでの定量化は、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数ａ、ｂ（ａ≠ｂ、ａ≠０、ｂ≠０）を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数ａ、ｂは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数ａ、ｂを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても、評価がさほど低くならない等のデメリットの生じるおそれがある。このため、重み係数ａ、ｂを、評価のための複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「強制手段について」
上記第３の実施形態において、カウンタＣＮのリセット条件から、第１の閾値Ｔｔｈ１以上となる旨の条件をはずしてもよい。

上記第１の実施形態において、カウンタＣＮ＊が所定値以上となる場合、スイッチング素子Ｓ＊ｎがオン状態となる操作状態のなかで評価関数Ｊ（ｅｄｑ）が最小となるものを選択するようにしてもよい。

上記第１の実施形態において、カウンタＣＮ＊の中に所定値以上となるものが生じる場合、電圧ベクトルＶ７が選択されることを条件に、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０に強制的に決定してもよい。

「仮設定される操作状態について」
電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てに限らず、たとえば、モータジェネレータ１０の端子のうちスイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものや、「２」以下となるものであってもよい。こうした設定の場合、電圧ベクトルＶ７の選択と電圧ベクトルＶ０の選択とが同等でなくなるため、電圧ベクトルＶ７が選択されることを条件に、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０に強制的に決定する処理の有効性が高まる。

「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。

「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価との間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「直流交流変換回路を構成するスイッチング素子について」
ＩＧＢＴに限らず、たとえば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。ここでは、Ｎチャネルに限らず、Ｐチャネルであってもよい。ただし、ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタは、入力端子（ソース）に対する開閉制御端子（ゲート）の電位を操作することでオン・オフ操作されるものであるため、高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐの電源をドライブ用電源２２とし、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎの電源をコンデンサＣ＊とする。

「回転機について」
３相回転機に限らない。たとえば５つの端子のそれぞれの巻線が互いに接続された５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。

また、上記各実施形態では、回転機の各端子に接続される固定子巻線同士がスター結線されるものを想定したが、これに限らず、デルタ結線されるものであってもよい。

回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

回転機としては、産業用ロボットに搭載されるものに限らない。たとえば、車両の主機として用いられるものであってもよい。

「そのほか」
直流電圧源としては、ＭＧ用バッテリ１２に限らず、例えばＭＧ用バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…ＭＧ用バッテリ（直流電圧源の一実施形態）、２０…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）、２２…ドライブ用電源、Ｃｕ、Ｃｖ，Ｃｗ…コンデンサ。

Claims (4)

1. 直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、
   固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、
   該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、
   該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
   前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、前記決定手段により決定される前記操作状態に関わらず、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態となる操作状態を前記決定手段に強制決定させる強制手段と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記強制手段は、前記いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされる継続時間が規定時間以上となることに基づき、前記強制決定させる処理を行なうことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記強制手段は、前回の強制決定させる処理の実行時からの経過時間を計時する計時手段を備え、該計時手段によって計時される時間が規定時間となることに基づき、前記強制決定する処理を再度行なうことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記強制手段は、所定周期で、前記強制決定する処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。

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