JP5413420B2

JP5413420B2 - 回転機の制御装置

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Inventors: 淳藤井
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Description

本発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態となるように、インバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータが操作されるため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては有用性が高いと考えられる。

特開２０１０−２５２４３２号公報

ところで、電流を予測するに際しては、その初期値としての電流を検出するセンサが必要である。特に、３相電動機の場合、少なくとも２相を流れる電流を検出すべく２つ以上のセンサを備えることが一般的であるが、これがコストアップの要因となっている。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記オン・オフ操作によって定まる電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定し、該仮設定された操作状態のそれぞれに応じた前記制御量を予測する予測手段と、該予測される制御量に基づき、前記直流交流変換回路の操作状態を決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記直流交流変換回路の入力端子を流れる電流の検出値を取得する取得手段とを備え、前記予測手段は、前記操作手段による操作状態に基づき、前記取得された前記電流の検出値を前記制御量の予測の初期値として用いることを特徴とする。

上記電流の検出値は、回転機の端子のうち直流交流変換回路の操作状態に応じて定まる特定の端子を流れる電流となり得る。上記発明では、この点に鑑み、操作状態に基づきいずれの端子を流れる電流であるかを把握しつつ、これを制御量の予測のための初期値として利用する。

第２の発明は、第１の発明において、前記回転機は、前記直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子の数が３であり、前記予測手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記電流の検出値を前記回転機の３つの端子のうちのいずれか１つの端子を流れる電流として利用するものであることを特徴とする。

直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子数が３である回転機の場合、有効電圧ベクトルにて表現される操作状態においては、１つの端子または２つの端子が直流電圧源の正極に接続されて且つ、残りの端子が直流電圧源の負極に接続される。このため、正極または負極のうち接続される端子数が１であるものについて、その端子を流れる電流と上記電流の検出値とが、少なくとも絶対値については一致する。上記発明では、この点に鑑み、有効電圧ベクトル採用時において、上記電流の検出値を利用する。

第３の発明は、第２の発明において、前記予測手段は、前記回転機の各端子の電流を予測する予測処理を行なう手段を備え、前記予測処理は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記各端子の電流の初期値を、前記回転機の３つの端子のうちいずれか１つの端子に流れる電流については前記電流の検出値として且つ、残りの少なくとも一方の端子を流れる電流については前記予測処理によって以前に予測された電流とすることを特徴とする。

回転機を流れる電流は、１つの端子を流れる電流のみによっては定まらず、少なくとも２つの端子のそれぞれを流れる電流によって定まる。上記発明では、この点に鑑み、予測された電流を併用することで、電流の初期値を適切に定めることができる。

第４の発明は、第２の発明において、前記予測手段は、前記回転機の各端子を流れる電流をｄｑ軸上の電流に変換する手段を備え、該変換された電流を前記初期値として利用するものであり、前記ｄｑ軸上の電流に変換する手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記ｄｑ軸上の電流への変換対象を、前記回転機の３つの端子のうちのいずれか１つの端子を流れる電流については前記電流の検出値として且つ、残りの少なくとも１つの端子を流れる電流については前記ｄｑ軸上の電流についての以前の値を３次元座標変換したものとすることを特徴とする。

回転機を流れる電流は、１つの端子を流れる電流のみによっては定まらず、少なくとも２つの端子のそれぞれを流れる電流によって定まる。一方、ｄｑ軸上の電流は直流電流であるが故、回転機の端子を流れる電流が電気角に応じて変化することによっては変化しない。このため、ｄｑ軸上の電流は、電気角情報とともに、回転機の端子を流れる電流を推定（予測）するために利用可能なパラメータである。上記発明では、この点に鑑み、３次元座標変換した電流を併用することで、変換対象となる電流情報として十分な情報を取得することができる。

第５の発明は、第４の発明において、前記３次元座標変換するに先立ち、前記ｄｑ軸上の電流をローパスフィルタ処理することを特徴とする。

上記発明では、上記電流の初期値を算出するための３次元座標変換の入力パラメータとして、ローパスフィルタ処理されたｄｑ軸上の電流を用いるため、ノイズに対する耐性を高めることができる。

第６の発明は、第２〜第５のいずれかの発明において、前記操作手段によって実現される操作状態が規定時間以上変化しないことを条件に、現在の操作状態とは相違して且つ有効電圧ベクトルにて表現される操作状態に強制的に変更する強制変更手段をさらに備えることを特徴とする。

操作状態が長時間にわたって変更されない場合、上記電流の検出値は、長時間にわたり回転機の端子を流れる電流を表現しなかったり、回転機の特定の端子を流れる電流のみを継続して表現したりすることとなる。そして、この場合、制御量の予測精度の低下を招くおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、操作状態が規定時間以上変化しないことを条件に、操作状態を強制的に変更することで、予測精度の低下を好適に抑制する。

第７の発明は、第６の発明において、前記強制変更手段は、前記規定時間以上変化しない操作状態がゼロ電圧ベクトルにて表現されるものである場合、前記有効電圧ベクトルにて表現される操作状態に強制的に変更した後、該有効電圧ベクトルと平行とならない別の有効電圧ベクトルにて表現される操作状態にさらに変更することを特徴とする。

上記発明では、強制的な変更によって、電流の検出値を、回転機の３つの端子のうち１つの端子を流れる電流の検出値とした後に、別の１つの端子を流れる電流とすることができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。インバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。上記実施形態にかかるモデル予測処理の手順を示す流れ図。同実施形態にかかるセレクタによる選択処理の手順を示す流れ図。第２の実施形態にかかるシステム構成図。第３の実施形態にかかるシステム構成図。第４の実施形態にかかる電圧ベクトルの変更処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２およびコンデンサ１３に接続されている。高電圧バッテリ１２は、端子電圧がたとえば百Ｖ以上となる直流電圧源である。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力端子（ここでは、負極側入力端子）を流れる電流（母線電流ＩＤＣ）を検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された母線電流ＩＤＣ等は、セレクタ４２を介してｄｑ変換部２２に取り込まれる。ｄｑ変換部２２では、セレクタ４２の出力値を、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。また、回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ＊＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＮＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＮＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。こうして決定された操作状態に基づき、操作部２６では、操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）を検出し、後述する処理によって実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を算出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＮＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、評価関数Ｊによる評価の最も高い電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。本実施形態では、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

ここで、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

ところで、本実施形態では、モータジェネレータ１０の電流を検出する手段が、母線電流ＩＤＣを検出する電流センサ１６のみとなる。母線電流ＩＤＣは、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、モータジェネレータ１０のいずれか１相の電流にその絶対値が一致する。一方、３相の回転機を流れる電流を特定するためには、少なくとも２相の電流情報が必要である。このため、本実施形態では、電流検出手段の検出値が、モータジェネレータ１０を流れる電流を特定するうえで必要な数の検出値よりも少ない。このため、本実施形態では、母線電流ＩＤＣと、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅとの協働で、モータジェネレータ１０を流れる電流を特定し、これを予測部３３の入力とする。

すなわち、先の図１に示すＵＶＷ変換部４０では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを、３相の予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅに変換する。セレクタ４２では、インバータＩＮＶの現在の操作状態を表現する電圧ベクトルＶｉに基づき、母線電流ＩＤＣと、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅとの一部を、３相の電流値として選択的にｄｑ変換部２２に出力する。ｄｑ変換部２２では、先の図３のステップＳ１０における実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を算出する処理として、セレクタ４２から出力された電流値をｄｑ軸上の実電流に変換する処理を行なう。ここで、セレクタ４２の出力値のうち３相の予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅに対応するものについては、先の図３に示した処理の前回の周期における予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を３相変換した値である。この予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）は、ｄｑ変換部２２において用いられる際には、既に未来の電流の予測値ではなく、現在の電流の推定値となっている。このため、母線電流ＩＤＣの検出タイミングを、先の図３に示したステップＳ１０の処理に同期させることで、母線電流ＩＤＣと、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅとの位相を同期させることができる。

なお、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｄ，ｉｑは、母線電流ＩＤＣのみならず、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅが利用されて算出されるものであるため、これはモータジェネレータ１０を流れている電流の検出値というわけではなく、検出値と推定値との混在した値となっている。

図４に、本実施形態にかかるセレクタ４２による選択処理の手順を示す。この処理は、先の図３に示した処理と同期して且つ、図３のステップＳ１０の処理に先立ってくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、この一連の処理に引き続いて行われる上記ステップＳ１０の処理において出力される電圧ベクトルＶ（ｎ）が、電圧ベクトルＶ１，Ｖ４のいずれかであるか否かを判断する。この処理は、母線電流ＩＤＣの絶対値がＵ相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。すなわち、電圧ベクトルＶ１の場合、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となるため、母線電流ＩＤＣは、Ｖ相下側アームを流れる電流とＷ相下側アームを流れる電流との和となり、これは、Ｕ相上側アームを流れる電流に一致する。一方、電圧ベクトルＶ４の場合、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となるため、母線電流ＩＤＣは、Ｕ相下側アームを流れる電流に一致する。

そしてステップＳ３０において肯定判断される場合、ステップＳ３２において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ４であるか否かを判断する。そして、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４においてＵ相の実電流ｉｕを「−ＩＤＣ」とする一方、ステップＳ３２において否定判断される場合、ステップＳ３６においてＵ相の実電流ｉｕを「ＩＤＣ」とする。これらの処理は、本実施形態では、相電流の極性を、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０へと電流が流出する場合に正と定めたことに対応したものである。ステップＳ３４、Ｓ３６の処理が完了する場合、ステップＳ３８において、実電流ｉｕと予測電流ｉｖｅ，ｉｗｅとを採用する。

一方、ステップＳ３０において否定判断される場合、ステップＳ４０において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ３，Ｖ６であるか否かを判断する。この処理は、母線電流ＩＤＣの絶対値がＶ相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２〜Ｓ４８の処理において、上記ステップＳ３２〜Ｓ３８の処理の要領で、実電流ｉｖを「ＩＤＣ」とするか「−ＩＤＣ」とするかを選択する処理等を行なう。

同様、ステップＳ４０において否定判断される場合、ステップＳ５０において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ２，Ｖ５であるか否かを判断する。この処理は、母線電流ＩＤＣの絶対値がＷ相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ５０において肯定判断される場合、ステップＳ５２〜Ｓ５８の処理において、上記ステップＳ３２〜Ｓ３８の処理の要領で、実電流ｉｗを「ＩＤＣ」とするか「−ＩＤＣ」とするかを選択する処理等を行なう。

これに対し、ステップＳ５０において否定判断される場合、電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルであることから、ステップＳ６０において、予測電流ｉｕｅ，ｉｖｅ，ｉｗｅを選択する。

なお、ステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８，Ｓ６０の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。ちなみに、電圧ベクトルが変更される場合、電圧ベクトルＶ（ｎ）の出力時（更新時）においては、デッドタイムに起因して母線電流ＩＤＣがステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８において想定する相の電流とならないおそれがある。このため、実際には、電圧ベクトルが変更される直前において検出される母線電流ＩＤＣをステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８において選択された実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとすることが望ましい。また、ステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８の処理時は、電圧ベクトルが変更される直前における母線電流ＩＤＣの検出に先立って行われるようにしてもよい。この場合、ステップＳ３８，Ｓ４８，Ｓ５８の処理は、近い将来検出される母線電流ＩＤＣの扱いを定める処理となる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトルである場合、母線電流ＩＤＣを３相の相電流のうちのいずれか１つとして利用し、残りの２相の電流については予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅから算出される値を用いた。これにより、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを有効利用して、電流センサ１６のみから、モータジェネレータ１０を流れる電流を特定することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、セレクタ４２の出力する相電流を、ｄｑ変換部２２の出力する実電流ｉｄ，ｉｑに基づき定める。すなわち、ｄ軸の実電流ｉｄは、ローパスフィルタ４４によってフィルタ処理された後、ＵＶＷ変換部４０に入力され、ｑ軸の実電流ｉｑは、ローパスフィルタ４６によってフィルタ処理された後、ＵＶＷ変換部４０に入力される。ＵＶＷ変換部４０では、ローパスフィルタ４４，４６の出力値を３相の相電流に変換する。セレクタ４２では、ＵＶＷ変換部４０の出力値と母線電流ＩＤＣとを入力とし、先の図４に示した処理の要領でｄｑ変換部２２に入力する電流値を選択する。

ここで、モータジェネレータ１０が同期機であるため、実電流ｉｄ，ｉｑは直流成分である。このため、これを、最新の電気角θ（ｎ）を用いて３相の相電流に変換することで、電圧ベクトルＶ（ｎ）の採用期間に同期した相電流を得ることができる。特に、本実施形態では、ローパスフィルタ４４，４６によって高周波成分が除去された実電流ｉｄ，ｉｑを用いて相電流を算出するため、ノイズ等の影響を好適に除去することができ、ひいては少なくとも指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒが変化しない定常運転時においては相電流を高精度に算出することができる。

（２）電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトルである場合、母線電流ＩＤＣを３相の相電流のうちのいずれか１つとして利用し、残りの２相の電流については実電流ｉｄ，ｉｑの出力値から算出される値を用いた。これにより、電流センサ１６のみから、モータジェネレータ１０を流れる電流を特定することができる。

（３）ローパスフィルタ４４，４６を用いることで、現在の電流の推定に際し、ノイズに対する耐性を高めることができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる３相の相電流のうち、母線電流ＩＤＣに対応しないものについては、直前に母線電流ＩＤＣがその相電流に対応したときの記憶値を用いる。

図６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、電流センサ１６の出力値は、スイッチ５０を介してセレクタ５４を通過し、Ｕ相の相電流としてｄｑ変換部２２に出力される。ここで、セレクタ５４は、電流センサ１６の出力値に乗算器５２によって「−１」を乗算した値を出力するか、電流センサ１６の出力値自体を出力するかを切り替えるものである。上記セレクタ５４の出力値は、メモリ５６に記憶される。

これにより、母線電流ＩＤＣがＵ相の電流に対応する場合、スイッチ５０がオンとされ、セレクタ５４の操作によって、符号が定められた電流値がｄｑ変換部２２に入力される。一方、母線電流ＩＤＣがＵ相の電流に対応しない場合、スイッチ５０がオフされ、セレクタ５４の操作によって、メモリ５６の記憶値がｄｑ変換部２２に入力される。

同様に、Ｖ相の電流についてのｄｑ変換部２２の入力値は、スイッチ６０、乗算器６２、セレクタ６４、およびメモリ６６によって生成され、Ｗ相の電流についてのｄｑ変換部２２の入力値は、スイッチ７０、乗算器７２、セレクタ７４、およびメモリ７６によって生成される。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルが特定の電圧ベクトルに固定される継続時間が長い場合、電圧ベクトルを強制的に変更する。これは、次の２つの理由による。第１の理由は、ゼロ電圧ベクトルが継続される場合、母線電流ＩＤＣは、モータジェネレータ１０を流れるいずれの相の電流にも対応しないため、ｄｑ変換部２２から予測部３３に入力される実電流ｉｄ，ｉｑがモータジェネレータ１０を流れる実際の電流から乖離しやすくなると考えられることである。第２の理由は、特定の電圧ベクトルが継続される場合、電気角速度ωが小さいと、母線電流ＩＤＣが実電流ｉｄ，ｉｑに寄与する度合いの変化が小さく、ひいてはｄｑ変換部２２に入力される値の精度が低下しやすくなることによる。

図７に、本実施形態にかかる強制的な変更処理の手順を示す。この処理は、先の図３に示した処理の周期でくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ７０において、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）が前回から変化していない継続時間が閾値時間Ｔｔｈ以上であるか否かを判断する。ここで、閾値時間Ｔｔｈは、電圧ベクトルが固定される継続時間について、ｄｑ変換部２２に入力される電流の精度が低下することで制御性が許容範囲を超えて低下すると想定される時間の下限値未満に設定される。

そしてステップＳ７０において肯定判断される場合、ステップＳ７２において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ０であるか否かを判断する。そして、電圧ベクトルＶ０である場合には、ステップＳ７４において、電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５のうち評価関数Ｊを最小とする電圧ベクトルを採用する。この処理は、先の図３のステップＳ２４の処理に対応する。ここで、電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５に絞るのは、電圧ベクトルＶ０から電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５への変更に際してスイッチング状態が切り替えられる相数が「１」であるためである。これに対し、ステップＳ７２において否定判断される場合、ステップＳ７６において、電圧ベクトルＶ（ｎ）が電圧ベクトルＶ７であるか否かを判断する。そして、電圧ベクトルＶ７である場合には、ステップＳ７８において、電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６のうち評価関数Ｊを最小とする電圧ベクトルを採用する。この処理は、先の図３のステップＳ２４の処理に対応する。ここで、電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６に絞るのは、電圧ベクトルＶ７から電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６への変更に際してスイッチング状態が切り替えられる相数が「１」であるためである。

ステップＳ７４，Ｓ７８の処理が完了する場合、ゼロ電圧ベクトルからの切り替え時である旨を示すフラグＦを「１」とする。

一方、上記ステップＳ７６において否定判断される場合、ステップＳ８２において、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）に対して回転方向に隣接するものとする。

また、上記ステップＳ７０において否定判断される場合、ステップＳ８４において、フラグＦが「１」であるか否かを判断する。そしてフラグＦが「１」であると判断される場合、ステップＳ８６において、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）に対して回転方向に隣接するものとする。この処理は、ゼロ電圧ベクトルが継続される期間にわたって、最新の母線電流ＩＤＣによってｄｑ変換部２２の入力値が更新されることがなかったことに鑑み、迅速に入力値の信頼性を向上させるためのものである。ステップＳ８６の処理が完了する場合、ステップＳ８８においてフラグＦを「０」に設定する。

なお、ステップＳ８４において否定判断される場合や、ステップＳ８０，Ｓ８２，Ｓ８８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「強制変更手段について」
上記第４の実施形態では、特定の有効電圧ベクトルにて表現される操作状態が継続される場合にも操作状態を強制的に変更したが、これに限らない。たとえば、ゼロ電圧ベクトルが継続される場合に限って操作状態の強制的な変更処理を行ってもよい。また、ゼロ電圧ベクトルが継続される場合に有効電圧ベクトルに強制的に変更した後、さらに隣接する電圧ベクトルに変更する処理についてはこれを行わなくてもよく、また隣接しない別の有効電圧ベクトルに変更してもよい。ただし、別の有効電圧ベクトルへの変更によって検出される相を変更すべく、別の有効電圧ベクトルを以前の有効電圧ベクトルと平行にならないようにすることが望ましい。

隣接する電圧ベクトルとしては、回転方向のものに限らず、たとえば回転方向と逆方向の電圧ベクトルであってもよい。また、有効電圧ベクトルへの強制的な変更に際しては、評価関数Ｊを最小とするものにも限らない。

「母線電流によって不足する電流情報の取得手法について」
上記第２の実施形態では、ローパスフィルタ４４，４６の出力信号を３次元座標系に変換することで、母線電流ＩＤＣからは得られない端子の電流情報を取得したが、これに限らない。たとえばローパスフィルタ４４，４６を削除し、前回の電流ｉｄ，ｉｑを用いてもよい。

「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。

「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差の絶対値との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価との間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。

電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の中から評価の最も高いものを選択するものに限らない。たとえばスイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下の電圧ベクトルの中で評価の最も高いものに制限してもよい。ちなみに、この設定を行なう場合、上記第４の実施形態の処理（図７）を行った場合であっても、スイッチング状態の切り替え端子数が常時「１」以下となるため、スイッチング素子Ｓ＊＃に要求される耐圧を低減することができる。

「制御量について」
インバータＩＮＶの操作を決定するために用いる制御量（指令値との乖離度の評価対象となる制御量）としては、電流に限らない。たとえば、上記特許文献１に記載されているように、トルクおよび磁束であってもよい。またたとえば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。この場合であっても、トルクや磁束の予測に電流を用いる場合には、上記各実施形態の要領で、母線電流ＩＤＣを用いることが有効である。

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。

「回転機について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。

上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。

回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

回転機としては、車両の主機として用いられるものに限らない。
「直流交流変換回路について」
スイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らず、たとえばＭＯＳ電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

２０…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）、４０…ＵＶＷ変換部、４２…セレクタ。

Claims

直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記オン・オフ操作によって定まる電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定し、該仮設定された操作状態のそれぞれに応じた前記制御量を予測する予測手段と、
該予測される制御量に基づき、前記直流交流変換回路の操作状態を決定する決定手段と、
該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
前記直流交流変換回路の入力端子を流れる電流の検出値を取得する取得手段とを備え、
前記予測手段は、前記操作手段による操作状態に基づき、前記取得された前記電流の検出値を前記制御量の予測の初期値として用い、
前記回転機は、前記直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子の数が３であり、
前記予測手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記電流の検出値を前記回転機の３つの端子のうちのいずれか１つの端子を流れる電流として利用するものであり、前記回転機の各端子の電流を予測する予測処理を行なう手段を備え、
前記予測処理は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記各端子の電流の初期値を、前記回転機の３つの端子のうちいずれか１つの端子に流れる電流については前記電流の検出値として且つ、残りの少なくとも一方の端子を流れる電流については前記予測処理によって以前に予測された電流とすることを特徴とする回転機の制御装置。
直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記オン・オフ操作によって定まる電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定し、該仮設定された操作状態のそれぞれに応じた前記制御量を予測する予測手段と、
該予測される制御量に基づき、前記直流交流変換回路の操作状態を決定する決定手段と、
該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
前記直流交流変換回路の入力端子を流れる電流の検出値を取得する取得手段とを備え、
前記予測手段は、前記操作手段による操作状態に基づき、前記取得された前記電流の検出値を前記制御量の予測の初期値として用い、
前記回転機は、前記直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子の数が３であり、
前記予測手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記電流の検出値を前記回転機の３つの端子のうちのいずれか１つの端子を流れる電流として利用するものであり、前記回転機の各端子を流れる電流をｄｑ軸上の電流に変換する手段を備え、該変換された電流を前記初期値として利用するものであり、
前記ｄｑ軸上の電流に変換する手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記ｄｑ軸上の電流への変換対象を、前記回転機の３つの端子のうちのいずれか１つの端子を流れる電流については前記電流の検出値として且つ、残りの少なくとも１つの端子を流れる電流については前記ｄｑ軸上の電流についての以前の値を３次元座標変換したものとすることを特徴とする回転機の制御装置。
前記３次元座標変換するに先立ち、前記ｄｑ軸上の電流をローパスフィルタ処理することを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
前記操作手段によって実現される操作状態が規定時間以上変化しないことを条件に、現在の操作状態とは相違して且つ有効電圧ベクトルにて表現される操作状態に強制的に変更する強制変更手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
前記強制変更手段は、前記規定時間以上変化しない操作状態がゼロ電圧ベクトルにて表現されるものである場合、前記有効電圧ベクトルにて表現される操作状態に強制的に変更した後、該有効電圧ベクトルと平行とならない別の有効電圧ベクトルにて表現される操作状態にさらに変更することを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。