WO2022049892A1 - 電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法 - Google Patents

電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法 Download PDF

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WO2022049892A1
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隆一 小川
昌司 滝口
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株式会社明電舎
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/34—Modelling or simulation for control purposes

Definitions

  • the present invention relates to a current control method in a system that outputs a voltage using a power converter.
  • the input three-phase AC voltage is converted into a DC voltage by an AC / DC converter, and the DC voltage is output as an AC voltage with a desired frequency and amplitude by an inverter (power converter).
  • the inverter controls the output voltage by switching the semiconductor element. At this time, the voltage that can be output by the inverter is a discrete value.
  • current control may be used to obtain the desired value of the output current.
  • an ACR Auto Current Controller
  • PWM Pulse Width Modulation
  • MPC Model Predictive Control: model predictive control
  • the MPC predicts the change in current with respect to each assumed output voltage, and adopts a voltage as the actual output so that the locus of the output current follows the command current most.
  • the feature of MPC is that it is premised on discrete output voltage and can predict instantaneous current.
  • Non-Patent Documents 1 and 2 and Patent Document 1 are disclosed.
  • Non-Patent Document 1 describes a basic control configuration of an MPC, a current prediction method using a motor state equation, and an evaluation method of a predicted current and a voltage vector.
  • the evaluation method by considering items such as the deviation between the command current and each predicted current, the maximum value of the total deviation, and the number of changes in the voltage vector, an output current close to the command current can be obtained and the number of voltage changes. The output voltage with a small (number of switchings) can be determined.
  • Patent Document 1 discloses an MPC control method for performing a current prediction operation up to i (n + 2).
  • the detection time is set to n, and the current change during the calculation time is predicted to obtain i (n + 1).
  • i (n + 2) is calculated from i (n + 1) in consideration of the voltage vector branch of the inverter, and the voltage vector is determined by the evaluation of i (n + 2).
  • Non-Patent Document 2 the output voltage value is reduced due to the dead time (buffer period for the rise of the gate signal provided to protect the short circuit of the inverter), and the current prediction calculation is performed by the inverter model considering the dead time.
  • the dead time is often set to a little less than 1 ⁇ s to 10 ⁇ s, so the effect of the dead time cannot be ignored.
  • the switching cycle of the output voltage is less than the dead time, even if it is predicted that the current will change in a certain locus due to the change in voltage, the switching cycle will actually be during the dead time period and the voltage will change depending on the current polarity. It doesn't happen. In such a case, the predicted current calculated on the assumption that the voltage changes and the actual output current greatly deviate from each other.
  • the deviation of the current prediction may lead to an increase in current ripple and an increase in the number of switchings. Therefore, in order to improve the steady-state current performance of model prediction control, a current prediction calculation considering the influence of dead time is required.
  • Non-Patent Document 1 and Patent Document 1 do not mention dynamic current prediction calculation considering dead time.
  • Non-Patent Document 2 the current prediction calculation is performed by the output voltage in consideration of the dead time. However, it is formulated in a form that can be applied only when the dead time is equal to or less than the control cycle (output voltage switching cycle). Further, depending on the relationship between the dead time and the value of the control cycle, the voltage changes at some timing in the control cycle instead of the interrupt timing of the control cycle, but in this non-patent document 2, the current is averaged in one control cycle. Is predicted, and only the current at the interrupt timing is predicted. Therefore, the vertices of the current ripple that come during the control cycle cannot be considered. If the vertices of the current ripple cannot be considered, the current ripple may deviate from the value range to be limited.
  • the present invention has been devised in view of the above-mentioned conventional problems, and one aspect thereof is a host control unit that generates a command current based on a command value, and a plurality of assumed voltage vectors for each output voltage switching cycle. Is set, the switching cycle of the output voltage is divided into two according to the ratio of the dead time and the switching cycle of the output voltage, and the predicted current of the assumed voltage vector is calculated for each of the divided periods.
  • the evaluation function of the voltage vector and the predicted current is obtained, and the combination of the assumed voltage vector or the assumed voltage vector having the highest evaluation function is defined as a command voltage vector or a command voltage vector matrix, and the command voltage vector or the command voltage vector is used. It is characterized by including a model prediction control unit that outputs a gate signal based on a matrix, and a power converter that is driven and controlled based on the gate signal.
  • the switching cycle of the output voltage is the first period (Tdead- (S-1) Tc) and the second period based on the set value S defined by the following equation (9). It is characterized in that it is divided into two (STc-Tdead). Tdead: Dead time Tc: Output voltage switching cycle Z: Integer set.
  • the model prediction control unit sets the assumed voltage vector, determines the dead time based on the change of the current polarity and the assumed voltage vector, and determines the dead time by the dead time determination.
  • the d-axis voltage and q-axis voltage in the first period are determined to be the d-axis voltage and q-axis voltage before the change of the assumed voltage vector during the switching cycle of the output voltage having S set values.
  • Subsequent output voltage switching cycles are determined by the d-axis voltage and q-axis voltage after the change of the assumed voltage vector, and the d-axis voltage and q-axis voltage in the second period are the outputs of the set value S-1.
  • the voltage switching cycle is determined by the d-axis voltage and q-axis voltage before the change of the assumed voltage vector, and the output voltage switching cycle after that is determined by the d-axis voltage and q-axis voltage after the change of the assumed voltage vector.
  • the predicted current of the assumed voltage vector is obtained based on the d-axis voltage, the q-axis voltage of the first period, the d-axis voltage of the second period, and the q-axis voltage, and the assumed voltage vector and the predicted current are obtained.
  • the evaluation function is obtained, and the prediction unit that outputs the assumed voltage vector at the highest level as the command voltage vector and the gate signal for outputting the voltage expressed by the command voltage vector from the power converter are output. It is characterized by being provided with a gate signal determination unit.
  • the model prediction control unit sets a plurality of the assumed voltage vectors in the switching cycle of each output voltage during the prediction period, and determines the dead time based on the change of the current polarity and the assumed voltage vector.
  • the dead time is determined by the dead time determination, the d-axis voltage and the q-axis voltage in the first period are set before the change of the assumed voltage vector during the switching cycle of the output voltage having S set values.
  • the d-axis voltage and q-axis voltage are determined, and the subsequent output voltage switching cycle is determined to be the d-axis voltage and q-axis voltage after the change of the assumed voltage vector, and the d-axis voltage and q in the second period.
  • the shaft voltage is determined to be the d-axis voltage and the q-axis voltage before the change of the assumed voltage vector during the switching cycle of the output voltage of one set value S-1, and the switching cycle of the output voltage after that is the assumed voltage.
  • the d-axis voltage and the q-axis voltage after the change of the vector are determined, and the assumed voltage vector of the assumed voltage vector is described based on the d-axis voltage and the q-axis voltage of the first period, the d-axis voltage of the second period, and the q-axis voltage.
  • a prediction unit that outputs as a matrix, a read unit that selects a voltage vector of the current output voltage switching cycle from the command voltage vector matrix of a plurality of output voltage switching cycles, and outputs the output voltage vector, and the output voltage vector. It is characterized by including a gate signal determining unit for outputting a gate signal for outputting the voltage represented by the above from the power converter.
  • the predicted current is characterized by being calculated by the following equations (18) and (19).
  • id' d-axis current iq'from a certain time to the first period ahead: q-axis current id (n + a) from a certain time to the first period ahead: d-axis current iq (n + a) at a certain time: q-axis current at a certain time id (n + a + 1): Prediction of output voltage switching cycle destination from a certain time d-axis current iq (n + a + 1): Prediction of output voltage switching cycle destination from a certain time q-axis current T1: 1st period T2: 2nd period Tdead: Dead time Tc: Output voltage switching cycle vd1: First period d-axis voltage vd2: Second period d-axis voltage vq1: First period q-axis voltage vq2: Second period q-axis voltage S: Set value R
  • the predicted current is calculated by the following equation (48).
  • id' d-axis current iq'from a certain time to the first period ahead: q-axis current id (n + a) from a certain time to the first period ahead: d-axis current iq (n + a) at a certain time: q-axis current at a certain time id (n + a + 1): Prediction of output voltage switching cycle destination from a certain time d-axis current iq (n + a + 1): Prediction of output voltage switching cycle destination from a certain time q-axis current T1: 1st period T2: 2nd period Tdead: Dead time Tc: Output voltage switching cycle vd1: First period d-axis voltage vd2: Second period d-axis voltage vq1: First period q-axis voltage vq2: Second period q-axis voltage S: Set value R : Winding resistance Ld:
  • the present invention in a power conversion system that performs model prediction control, it is possible to suppress a deviation in current prediction due to dead time regardless of the setting of the output voltage switching cycle.
  • the block diagram which shows the power conversion system in Embodiments 1 to 4. An explanatory diagram showing the relationship between the voltage vector of a two-level inverter and the phase voltage. A time chart showing predictive operations that take dead time into account.
  • the flowchart which shows the processing of the prediction part in Embodiment 1. The figure which shows the operation example of the flowchart of FIG.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a power conversion system according to the present embodiment.
  • a power conversion system in which a motor is driven by an inverter is assumed, but the present invention does not limit the system and the circuit configuration as long as the current is controlled by the MPC.
  • the upper control unit 1 indicates a control existing upstream of the MPC 2. For example, a speed control calculation is performed using a speed command and a detection speed based on information such as the operation amount of the panel / panel and the accelerator opening, and the command is given. Generates current i * .
  • the command current i * , the detection current i, and the detection phase ⁇ output from the upper control unit 1 are input to the MPC (model prediction control unit) 2.
  • ⁇ is an electrical angle, and for example, when the detected value is the mechanical position of the motor, conversion is performed using an appropriate logarithm of poles.
  • MPC2 performs an operation to predict the current from the next time onward based on the model parameters, and determines the voltage vector based on the result.
  • a gate signal g for outputting according to the determined voltage vector is output from the MPC 2, and the power converter (for example, an inverter, hereinafter referred to as an inverter) 3 is driven by the gate signal g.
  • the inverter 3 is connected to a load 4 such as a motor, and a voltage corresponding to the gate signal g is applied to the load 4.
  • FIG. 1 is a typical system configuration example of a power conversion system using MPC, and the application target of the present invention is not limited to this.
  • a configuration in which current control is performed based on model prediction in a DC / AC converter that regenerates a power source a configuration in which an electric angle is estimated by a PLL (Phase Locked Loop) and used in an MPC, or a single-phase configuration may be used.
  • PLL Phase Locked Loop
  • the voltage vector is determined based on the current prediction result by the model prediction control, and the power converter is driven by the voltage vector.
  • Predicted step Predicted step time of current (time width handled by one current prediction operation)
  • Prediction period Time width between the earliest time to predict the current and the current time (total time width handled by all current prediction operations)
  • Output cycle Output voltage switching cycle
  • Calculation cycle Prediction calculation cycle In the first embodiment, the calculation cycle and the output cycle are the same.
  • MPC2 a plurality of voltage vectors of the inverter 3 are assumed for each output cycle, the predicted current when the plurality of assumed voltage vectors are output is obtained, the voltage vector that gives the optimum prediction result is adopted, and the actual output is used. do.
  • MPC2 evaluates the predicted current to determine the output voltage
  • the accuracy of current prediction is important.
  • the current prediction calculation is performed with the period in which the output cycle is divided into two as the prediction step. Based on this prediction step, it is possible to perform a current prediction operation in consideration of the dead time regardless of the magnitude relationship between the dead time and the output cycle.
  • the output cycle is divided according to the actual change timing of the output voltage, the optimum voltage vector can be judged in consideration of the instantaneous change point of the current, that is, the apex of the current ripple.
  • the output cycle is not always bisected because it is divided according to the ratio of the dead time and the length of the output cycle.
  • the current prediction operation is based on the equation of state.
  • PMSM Permanent Magnet Synchronous Motor
  • the equation of state of the following equation (1) is obtained.
  • id is the d-axis current
  • iq is the q-axis current
  • vd is the d-axis voltage
  • vq is the q-axis voltage
  • ⁇ r is the electric angular velocity
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance
  • R is the winding resistance.
  • ⁇ is the number of permanent magnet interlinking magnetic fluxes.
  • Equation (1) is a continuous equation of state, but if it is made into a discrete equation of state in order to handle it in a discrete control system, it becomes equation (2) below. Further, the product of the slope and the output period Tc may be simply taken and treated as an approximate amount of change, and the following equation (3) may be used. Looking at the equations (2) and (3), the current id (n) and iq (n) corresponding to the current time are used to predict the current id (n + 1) and iq (n + 1) one cycle ahead of the output cycle. And the voltages vd (n) and vq (n) are required.
  • the voltage vectors assumed in the previous stage of the prediction calculation are used.
  • the voltage vector is shown in FIG. 2, so that the assumed voltage vector can be converted into a voltage on the dq axis by the calculation of the following equation (4).
  • ⁇ (n) is the electrical phase of the motor. The phase may be advanced and compensated according to the angular frequency, but detailed calculation will be described later.
  • the detected values are used as the reference for the currents id (n) and iq (n).
  • the predicted value id (n + a) obtained by the n + ath operation is used to obtain the current id (n + a + 1) and iq (n + a + 1) from the current id (n + a) and iq (n + a) in the middle of prediction. ), IQ (n + a) may be used.
  • the above is the current prediction operation in MPC2.
  • the current prediction operation that considers the dead time by dividing the output cycle into two will be described.
  • the dead time is taken into consideration by using the dead time counter.
  • the dead time counter setting is described, and finally, an operation example for each constant setting is shown.
  • Figure 3 shows a prediction operation using a dead time counter.
  • the notation of the first cycle and the second cycle in FIG. 3 indicates a time series of output cycles.
  • Notations such as (1) and (2) are division periods of the output cycle determined by the ratio of the dead time and the output cycle, and in FIG. 3, the length of the dead time is the same as that of (1).
  • the assumed voltage vector is a voltage vector set by MPC2 as a candidate for switching the voltage vector, and is assumed to change due to an interrupt in the output cycle.
  • a dead time counter is set when the assumed voltage vector changes. Then, the voltage before the change is used for the prediction calculation until the dead time counter becomes 0. With this, the dead time is taken into consideration.
  • the dead time counter is set to 1 when the assumed voltage vector changes. Then, while the dead time counter is 1, the voltage before the change is used for the current prediction calculation, and the voltage change can be assumed at the same timing as the actual output voltage. If the prediction calculation is performed by this method, it is possible to predict the current in consideration of the dead time. The above is the basic operation of the current prediction calculation considering the dead time.
  • the dead time determination considering the output voltage during the dead time period will be described.
  • the output voltage is estimated in the current form in the present specification.
  • the U phase will be taken up for convenience, but in reality, the dead time is considered in each phase of UVW.
  • FIG. 4 shows the relationship between the current polarity and the output voltage during the dead time.
  • vdc is a DC voltage
  • vU is a U-phase output voltage
  • iU is a U-phase current.
  • a two-level inverter is assumed, but when used in different configurations, the output voltage for each condition is appropriately obtained according to the circuit configuration.
  • a half-bridge configuration may be considered.
  • the division point is determined by the ratio of the output cycle and the dead time.
  • FIG. 5 illustrates the magnitude relationship between the output cycle and the dead time.
  • the magnitude relationship between the output cycle Tc and the dead time Tdead is changed.
  • a dead time Tdead that is divisible by 1/3 of the output cycle Tc was selected for ease of illustration.
  • the division periods T1 and T2 shown in FIG. 5 are determined by the equation (5) in FIG. 5 (a), the equation (6) in FIG. 5 (b), and the equation (7) in FIG. 5 (c).
  • the dead time Tdead is an integral multiple of the output cycle Tc, it may or may not be divided in any way. It is presumed that the setting of the dividing point is in the form of the formula (8) by integrating the formulas (5) to (7).
  • the plausible setting of n is performed using the set value of the dead time counter described below.
  • the dead time counter was decided to be used under the following conditions.
  • the first half of the division period represented by T1 is referred to as the first period (1), and the latter half of the division period represented by T2 is referred to as the second period (2).
  • the counter value is decremented each time the first period (1) ends. (Minimum value is 0)
  • the voltage vector used for the prediction calculation is determined by referring to the counter for the relevant period.
  • the dead time Tdead is less than the output cycle Tc
  • the dead time Tdead is 1 times or more and less than 2 times the output cycle Tc
  • the dead time Tdead is 2 times or more and less than 3 times the output cycle Tc. It is shown that the present embodiment 1 is applicable regardless of the setting of the dead time Tdead and the output cycle Tc by using the setting of the type.
  • FIG. 6 shows the relationship between the dead time Tdead and the output cycle Tc and the operation of the dead time counter.
  • the types of magnitude relations represented by each of FIGS. 6 (a), (b), and (c) correspond to those in FIG.
  • the dead time can be taken into consideration in the voltage used for the prediction calculation by setting the dead time counter based on the equation (9) and subtracting the counter at each end of the first period (1).
  • the (hypothetical) voltage vector before the change is Vec1
  • the (hypothetical) voltage vector after the change is Vec2.
  • the dq-axis voltage after UVW / dq conversion of Vec1 is set to vd1 and vq1
  • the dq-axis voltage after UVW / dq conversion of Vec2 is set to vd2 and vq2.
  • the amount of current change in the entire output cycle Tc can be calculated by the equation (12).
  • K in the second period (2) should be recalculated based on the current value at the end of the first period (1), but it is omitted here for the sake of clarity.
  • the amount of change in current is given by Eq. (13).
  • Vec1 is used in the first period (1) and Vec2 is used in the second period (2).
  • the current change for the dead time Tdead period is the dq axis voltage of Vec1
  • the current change for the (Tc-Tdead) period from the end of the dead time to the end of the output period is the dq axis of Vec2. Voltage is used. Therefore, the prediction calculation can be performed according to the voltage change timing.
  • the dq axis voltage only changes to vd2 and vq2 in the equation (12).
  • the second cycle of FIG. 6 (b) is the same as the equation (14) because the voltage vector is kept as Vec1 before the change by the dead time counter.
  • Tdead-Tc represents the period of the remainder in which the dead time Tdead is not divisible by the output cycle Tc.
  • the fourth cycle of FIG. 6B is the same as that of the equation (14) only by using Vec2.
  • K in the second period (2) is treated as the same as in the first period (1), but in reality, the value of K changes depending on the current value, so recalculation is necessary. be.
  • the accurate current prediction calculation in consideration of this is shown in Eqs. (18) and (19).
  • the predicted current id (n + a + 1) and iq (n + a + 1) one cycle ahead of the output cycle are derived from the dq-axis current id (n + a) and iq (n + a) at a certain time.
  • a is an integer representing the time handled by the prediction operation.
  • id'and iq' indicate the d-axis current and the q-axis current one period (1) ahead of a certain time (n + a).
  • vd1, vq1, vd2, and vq2 are rearranged as more general settings than the settings based on Vec1 and Vec2 described above, and vd1 and vq1 are voltage vectors that take dead time Tdead into consideration in the corresponding output cycle (assumed).
  • the dq-axis voltage in the first period (1) and vd2 and vq2 based on the above are the dq-axis voltage in the second period (2).
  • the above is an operation example for each constant setting. This completes the current prediction operation considering the dead time.
  • the following describes the configuration of an MPC having a current prediction operation that divides the output cycle into two.
  • FIG. 7 shows a configuration diagram of the MPC 2 of the first embodiment.
  • the command current i * is divided into a command d-axis current id * and a command q-axis current iq * for convenience.
  • the three-phase two-phase conversion unit 5 converts the three-phase detection current i into UVW / dq based on the detection phase ⁇ , and converts it into the detection d-axis current id and the detection q-axis current iq.
  • the differentiator 6 outputs the detected electric angular velocity ⁇ r by differentiating or pseudo-differentiating the detected phase ⁇ .
  • Command d-axis current id * command q-axis current iq * , detection d-axis current id, detection q-axis current iq, detection phase ⁇ , detection electric angular velocity ⁇ r, command voltage vector previous value Vz * , command voltage vector previous value Vzz * , Dead time counter
  • the previous value Dz is input to the prediction unit 7.
  • the prediction unit 7 performs current prediction calculation and evaluation of the prediction result, and outputs a command voltage vector V * which is an output voltage vector from the next time onward. Further, the counter value at the same time as the command voltage vector V * is output as the output dead time counter Dout.
  • the command voltage vector V * is input to the prediction unit 7 as the command voltage vector previous value Vz * after one delay and as the command voltage vector previous value Vzz * after two delays, and is used for the next and subsequent prediction operations.
  • the output dead time counter Dout is input to the prediction unit 7 as the previous value Dz of the dead time counter after one delay, and is used for the next prediction calculation.
  • the gate signal determination unit 8 determines the gate signal g and inserts the dead time for outputting the voltage represented by the command voltage vector V * from the inverter 3 based on the circuit configuration of the power conversion system.
  • the configuration of the gate signal determination unit 8 is not particularly limited as long as the voltage according to the command voltage vector V * is output. Then, the gate signal g becomes the output of MPC2.
  • the prediction unit 7 dynamically performs a current prediction calculation to determine a voltage vector and outputs it, and the configuration is not limited to FIG. 7. For example, a configuration in which the estimated electric angular velocity is used without using the detected electric angular velocity ⁇ r is also permitted.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the processing of the prediction unit 7. In the flowchart shown in FIG. 8, the following processing is performed. A) The current change due to the voltage vector commanded last time is predicted by the current prediction calculation. B) Assume the voltage vector of the output cycle from the next time onward. C) The current change due to the assumed voltage vector is predicted by the current prediction calculation. D) Evaluate the voltage vector assumed to be the predicted current. E) Use a voltage vector with good evaluation results and use it as an output.
  • a and C are the essence of the first embodiment, and in this processing, a current prediction operation for dividing the output cycle into two is performed.
  • B, D, and E are basic processes in MPC.
  • the command d-axis current id * the command q-axis current iq * , the detected d-axis current id, the detected q-axis current iq, the detected phase ⁇ , the detected electric angular velocity ⁇ r, the command voltage vector previous value Vz * , and the command voltage. Enter the vector previous value Vzz * and the dead time counter previous value Dz.
  • the input value is assigned to each variable as the start point time n of the operation.
  • V (n-1) Vzz *
  • V (n) Vz *
  • id (n) id
  • iq (n) iq
  • D (n) Dz.
  • Vzz * is the value two times before the previous time, it is set to the time of n-1.
  • the dead time determination is performed, and the counter value from the dead time counter D (n) to the next time n + 1 is calculated based on the result to obtain the dead time counter D (n + 1). Then, using the information of the dead time counters D (n) and D (n + 1), the voltage values vd1, vq1, vd2, vq2 for the period in which the output cycle is divided into two are calculated. At this time, the information of the phase ⁇ (n) is appropriately used.
  • Vx (n), Dx (n), and the like Vx (n), Dx (n), and the like.
  • Dx' is the dead time counter of the first period (1)
  • Dx (n + a) obtained by counter subtraction processing from Dx'(n + a) is the dead time counter of the second period (2).
  • the set value S is determined by the above equation (9). It is necessary to hold the value of Dx (n + a) together with the voltage vector assumed for use in the dead time counter operation of the next cycle.
  • the dead time determination value jdeadx is 1
  • the output voltage is set to change with a delay by the dead time, and the determination is made by the same dead time determination as described above, but the voltage vector is different depending on the case of Dx'(n + a). Since whether or not it changes is included, the determination is made only by the voltage vector Vx (n + a) and the current polarity this time.
  • the dead time counter is divided into the one for the first period (1) and the one for the second period (2), but the purpose of this calculation is to use the dead time counter to calculate the above output cycle.
  • the current prediction calculation for dividing into two is performed, and the detailed calculation method is not limited to this.
  • the d-axis voltage Vd1 and the q-axis voltage Vq1 in the first period (1) are the (assumed) voltage vector voltage during the switching cycle of the output voltage of the set value S.
  • the d-axis voltage Vd and q-axis voltage Vq before the change of are set, and the switching cycle of the output voltage after that is set to the d-axis voltage Vd and q-axis voltage Vq after the change of the (assumed) voltage vector, and the second The d-axis voltage Vd2 and q-axis voltage Vq2 during the period are set to the d-axis voltage Vd and q-axis voltage Vq before the change of the (assumed) voltage vector during the switching cycle of the output voltage of the set value S-1. Subsequent output voltage switching cycles are set to the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq after the (assumed) voltage vector change.
  • the dead time counter may be shared or separated in the first period (1) and the second period (2), and the detailed calculation method of the dead time counter is (20).
  • the formula is not limited to the formula (23).
  • the current polarity when the previous output cycle is predicted, the positive / negative of the detected current may be different from the positive / negative of the corresponding output cycle.
  • the phase angles ⁇ iu, ⁇ iv, and ⁇ iw of the three-phase current may be obtained by using equations (23) to (25), and the positive and negative currents may be considered.
  • This ⁇ iu (n + a) is calculated as the phase of a sine wave, and the current value is positive when it is 0 or more and less than ⁇ , and negative when it is ⁇ or more and less than 2 ⁇ .
  • the dead time determination value jdeadx described above may be set to 0 in a specific range near the phases 0, 2 ⁇ , and ⁇ , or the phases ⁇ iu, which may be set to the voltages vd1, vq1, vd2, vq2 described later.
  • Insensitive band processing may be provided for the phase, such as applying a gain of 0 or more and less than 1 determined by the values of ⁇ iv and ⁇ iw and then performing the calculation of 1-4.
  • the phase ⁇ (n + a) is obtained as in Eq. (26) in consideration of the rotation phase angle during the output cycle.
  • the phase of the rotation due to the detection angular velocity ⁇ r is added to the detection phase ⁇ .
  • Tc is an output cycle
  • L ⁇ is a phase adjustment term for using an arbitrary time in the output cycle as a phase reference, and is determined by the equation (27).
  • the phase reference is the intermediate time of the output period Tc.
  • the voltage used for the current prediction calculation is determined as in equations (28) to (33).
  • vd1 and vq1 are the d-axis voltage and the q-axis voltage in the first period (1)
  • vd2 and vq2 are the d-axis voltage and the q-axis voltage in the second period (2).
  • the first period (1) and the second period (2) are periods in which the output cycle Tc is divided, and since a short time width is generally assumed, the dq-axis voltage is generated with the electric phase angle ⁇ (n + a) in common.
  • the phase may be calculated and used separately based on the start point time, the intermediate time, and the like. The above is the process of 1-3.
  • the current change is predicted using equations (18) and (19).
  • a 0.
  • the current prediction calculation is performed by dividing the output cycle Tc into the first period (1) and the second period (2) according to the equations (18) and (19).
  • the above 1-2 to 1-4 correspond to the processing of A among the above-mentioned A to E.
  • the assumed voltage vector V'(n + a) is set.
  • the voltage vector after the next cycle is assumed, and a is 1 or more.
  • the voltage vector is assumed according to the target circuit configuration, but since it can be considered independently of the essence of the present invention, it may be assumed by any determination method. For example, there is a determination method in which one voltage vector is selected from four types when a change of one phase or less is allowed in a two-level inverter. 1-5 corresponds to the above-mentioned process B.
  • the dead time counter is determined and the dq axis voltage is calculated based on the assumed voltage vector.
  • the n + a portion may be appropriately substituted into the above equations (20) to (33) according to the target voltage vector.
  • the hypothetical voltage vector V'(n + a) may be replaced with V (n + a).
  • the assumed voltage vector and the predicted current are evaluated. Since the evaluation can be considered independently of the essence of the present invention as in 1-5, any evaluation function may be used. For example, the deviation between the command current and the predicted current and the presence / absence of a voltage vector change may be used as evaluation indexes as in equations (34) to (37).
  • J is an evaluation function, and the value is set to be large when the current deviation is large or the voltage vector is changed (with switching), that is, when the result is not desirable. Therefore, if J is small, a good evaluation is given.
  • Wid, Wiq, and Wv are weighting coefficients for adjusting the priority of the evaluation indexes, and N is the number of output cycles during the prediction period.
  • N is the number of output cycles during the prediction period.
  • V'(n + a) is appropriately replaced with V (n + a) as in 1-6.
  • 1-8 corresponds to the process of D described above.
  • branching is performed as to whether or not all the branches of the voltage vector to be considered have been calculated.
  • the combination of assumed voltage vectors V'(n + 1) to V'(n + N) that gives the best evaluation among the evaluation results calculated in 1-8 is set as the output voltage vectors V (n + 1) to V (n + N). decide. At this time, the dead time counter is made to match the counter in the determined output voltage vector. Since only the time of n + 1 is actually output in the first embodiment, the configuration may be such that the value is held only for n + 1.
  • the output voltage vector V (n + 1) of the next cycle is substituted into the command voltage vector V * , and the dead time counter D (n + 1) of the next cycle is substituted into the output dead time counter Dout.
  • the command voltage vector V * and the output dead time counter Dout are output. 1-10, 1-11, 1-12 correspond to the above-mentioned processing of E.
  • the dead time counter is in the 0 state as an initial condition.
  • the set value S is set to D'(n + 1).
  • D'(n + 1) corresponds to the voltage V1x (n + 1) in the first period (1), and D (n + 1) corresponds to the voltage V2x (n + 1) in the second period (2).
  • V1x (n + 1) and V2x (n + 1) are determined as in the equations (38) and (39).
  • the voltage vector at time n before the change is selected.
  • the dq-axis voltage may be obtained via the equations (32) and (33), and the current prediction calculation may be performed by the equations (18) and (19). This also applies to the determination of V1x (n + 1) and V2x (n + 1) at other times. Since there is no change in the assumed voltage vector at time n + 2, the value of D (n + 1) is inherited by D'(n + 2).
  • D (n + 2) is a value obtained by subtracting 1 from D'(n + 2).
  • D (n + 2) is 0, and V1x (n + 1) and V2x (n + 1) are determined based on the equations (28) and (30) as in the equations (40) and (41).
  • the voltage vector at time n before the change is selected
  • the voltage vector after the change is selected. Looking at the output voltage, it can be seen that the voltage rises in the second period (2) of the output cycle at time n + 2, and the delay in the voltage change due to the dead time is certainly reflected in the current prediction calculation.
  • the flowchart of FIG. 8 operates equivalently to the current prediction calculation by the dead time counter described above, and the delay of the voltage change due to the dead time can be taken into consideration in the current prediction calculation.
  • the gate signal determination unit 8 determines the gate signal g so that the output voltage is as shown in the output voltage vector and outputs the gate signal g as shown in FIG.
  • the gate signal g is set according to the circuit configuration, it may be determined by an arbitrary determination method because it can be considered independently of the essence of the present invention. In the case of a two-level inverter, the gate signal g is uniquely determined from the output voltage vector, so the voltage vector and the gate signal g may simply be associated with each other.
  • the above is the configuration of MPC2 having a current prediction operation that divides the output cycle into two. If the current is controlled by the MPC2 based on this configuration, it is possible to prevent the current prediction accuracy from decreasing and the switching frequency from increasing due to the dead time.
  • high current control performance and low switching are performed by performing an MPC that predicts the current by dividing the switching cycle of the output voltage into two based on FIGS. 7 and 8. It is possible to perform control that achieves the frequency.
  • the prior literature has the advantage that the effect can be obtained regardless of the ratio of the dead time and the switching cycle of the output voltage.
  • the calculation cycle is also shortened to the dead time.
  • MPC2 it is preferable to assume a large number of voltage vectors and predict the current for a longer period. Therefore, it is required to set a long calculation cycle so that it can withstand a large number of current prediction calculations. If the output cycle is lengthened in order to keep the calculation cycle long, the pulse width increments become coarse and the current control performance deteriorates. Therefore, it is necessary to keep the output cycle as short as the dead time and keep the calculation cycle long.
  • a configuration is considered in which voltage vectors for a plurality of output cycles are determined in one calculation cycle, and the voltage vector at the corresponding time is read out from the plurality of voltage vector information for each output cycle.
  • the operation cycle can be kept several times longer than the output cycle while keeping the output cycle short.
  • the calculation cycle is Tcalc and the output cycle is Tc, and the ratio is determined by the number of output cycles Ncalc in the calculation cycle Tcalc as in the equation (44).
  • Ncalc is a natural number of 2 or more.
  • the system configuration is the same as that of the first embodiment (FIG. 1).
  • FIG. 10 shows the configuration of MPC2 of the second embodiment.
  • the reading unit 9 is added to the configuration of FIG. 7, and the input / output information of the prediction unit 7 changes. Since the voltage vector information for the Ncalc cycle is handled, the command voltage vector is output as a matrix value in which Ncalc pieces are arranged. Therefore, V * is called the command voltage vector matrix. The previous value and the value Vz * and Vzz * two times before are also a matrix having Ncalc voltage vector information. V * was input to the gate signal determination unit 8 in the first embodiment, but is input to the reading unit 9 in the second embodiment.
  • the read unit 9 outputs the output voltage vector V ** and the read counter value C based on the input of the command voltage vector matrix V * and the read counter previous value Cz.
  • the read counter value C is input to the read unit 9 as the read counter previous value Cz after a delay of one time, and is used for the next calculation.
  • the gate signal determination unit 8 determines the gate signal g for outputting the voltage represented by the output voltage vector V ** from the inverter 3 based on the circuit configuration of the power conversion system.
  • the above are the changes from the first embodiment, and other configurations are the same as those in FIG. 7 of the first embodiment.
  • the read unit 9 operates with an interrupt of the output voltage switching cycle, while the predictor unit 7 operates with an interrupt cycle in which a plurality of cycles of the read unit 9 is one cycle.
  • Command voltage vector matrix previous value Vz * command voltage vector matrix previous value Vzz *
  • dead time counter previous value Dz is one delay in the cycle of the prediction unit 7
  • read counter previous value Cz is one delay in the cycle of the read unit 9. Be careful because it is.
  • the prediction unit 7 dynamically performs a current prediction calculation, determines a voltage vector for a plurality of output voltage switching cycles in one prediction calculation, and outputs the voltage vector.
  • the configuration is limited to FIG. do not have.
  • FIG. 11 shows a current calculation flowchart of the second embodiment.
  • FIG. 11 operates with a calculation cycle Tcalc.
  • Tcalc calculation cycle
  • E) Use a voltage vector with good evaluation results and use it as an output.
  • command d-axis current id * the command d-axis current id * , command q-axis current iq * , detected d-axis current id, detected q-axis current iq, detected phase ⁇ , detected electric angular velocity ⁇ r, command voltage vector matrix previous value Vz * , command Input the voltage vector matrix last time value Vzz * and the dead time counter last time value Dz.
  • the input value is determined at the start point time n-Ncalc + 1 of the calculation.
  • V (n-Ncalc) Vzz * [Ncalc]
  • V (n + b) Vz * [b]
  • id (n-Ncalc + 1) id
  • iq (n-Ncalc + 1) iq
  • D (n) -Ncalc + 1) Dz.
  • the handling of the discrete calculation time here is such that the output cycle for the first time after the calculation cycle ends corresponds to the n + 1th time.
  • the current and dead time counters are assigned to the start point time.
  • the input voltage vector information is for multiple output cycles, and it is substituted into the voltage vector at each time.
  • the command voltage vector matrix previous value Vz * and the command voltage vector matrix two times before the previous value Vzz * are regarded as array values, and substitution processing is performed by the array number.
  • the numerical value in [] of the array here is [1], it indicates the first element. Note that [0] in C language is different from the one indicating the first.
  • the number of registers may be reduced by exchanging only the final value of the voltage vector of the value two times before.
  • the dead time counter calculation and the voltage determination of the first period (1) and the second period (2) are performed, and the current prediction calculation is performed using them. This is the same as 1-6, 1-7 of FIG. 8 of the first embodiment. However, in order to generally represent the operations from the n-Ncalc + 1st to the nth, in the second embodiment, the operation is changed to obtain the n + a + 1th from the n + ath. In 2-3 and 2-4, a is an integer of -Ncalc + 1 or more and 0 or less.
  • the current at the nth time which is the initial value when the voltage vector is examined from the next time onward, is calculated in consideration of a plurality of output cycles in the calculation cycle from the current sampling.
  • 2-6 to 2-10 calculate the predicted current for the assumed voltage vector after the next output cycle and evaluate it. For the voltage vector, the calculation is performed for all the branches that should be considered in the prediction period. This is the same process as in 1-5 to 1-9 of FIG. 8 of the first embodiment.
  • the best voltage vector is determined as the evaluation result. This is also the same as 1-10 of FIG. 8 of the first embodiment, but in the first embodiment, at least one voltage vector should be determined, whereas in the second embodiment, the output of the next calculation cycle is determined.
  • the minimum number is Ncalc.
  • the adopted voltage vector at the n + 1st to n + Ncalc th time is substituted into the command voltage vector matrix V * . Since the dead time counter is configured to be calculated from 2-2 to 2-5 in the second embodiment, only the n + 1th is substituted.
  • FIG. 12 shows a flowchart of the reading unit 9 of the second embodiment.
  • the reading unit 9 reads one voltage vector from the voltage vector matrix using the counter value. Note that the read unit 9 operates with an interrupt of the output cycle Tc and is not the calculation cycle Tcalc of the predictor 7.
  • the one-time delay of the read counter value C is also the delay of the output cycle Tc.
  • the reading unit 9 operates according to the flowchart of FIG.
  • FIG. 12 operates with an output cycle Tc.
  • R-4 branching is performed based on the counter value C. If the counter value C has reached the number of output cycles Ncalc in the calculation cycle, the counter value C is returned to 1 by R-5. If the counter value C is not Ncalc, the counter value C is incremented by 1 at R-6.
  • the R-7 outputs an output voltage vector V ** and a counter value C.
  • the configuration is shown in which the voltage vectors for multiple output cycles are determined in one calculation cycle, and the voltage vector at the corresponding time is read out from the multiple voltage vector information for each output cycle.
  • the output voltage switching cycle is divided into two based on FIGS. 10, 11, and 12, and the current prediction for a plurality of output voltage switching cycles is predicted.
  • the MPC it is possible to perform control that achieves high current control performance, low switching frequency, and a longer calculation time than in the first embodiment.
  • the prior literature has the advantage that the effect can be obtained regardless of the ratio of the dead time and the switching cycle of the output voltage.
  • equations (18) and (19) may be changed to the equations (46) and (47). While reprinting the equations (18) and (19), the equations (46) and (47) are shown below. These equations can be simplified as in equation (48). A similar formula appeared when the current prediction operation by the dead time counter was shown, but here it is a general form. In the equation (48), the current at the time of n + a + 1 can be obtained without calculating the current value at the end of the period (1), and the current prediction calculation for the two periods can be performed by one calculation. As a result, the amount of calculation can be reduced.
  • the calculation amount can be reduced by using the part in which the equations (18) and (19) are used in the first embodiment, that is, the equation (48) in 1-4, 1-8 of FIG. Reduced MPC can be done.
  • the output voltage switching cycle is set to 2 based on the configuration in which the equations (18) and (19) are replaced with the equations (48) in FIGS. 7 and 8.
  • the prior literature has the advantage that the effect can be obtained regardless of the ratio of the dead time and the switching cycle of the output voltage.
  • Embodiment 4 The same discussion as in Embodiment 3 is also applicable to Embodiment 2. This is referred to as the present embodiment 4.
  • the calculation amount can be reduced.
  • the reduced MPC can be performed.
  • the output voltage is switched based on the configuration in which the equations (18) and (19) are replaced with the equations (48) in FIGS. 10, 11, and 12.
  • the prior literature has the advantage that the effect can be obtained regardless of the ratio of the dead time and the switching cycle of the output voltage.

Abstract

上位制御部１は、指令値に基づいて指令電流ｉ*を生成する。モデル予測制御部２は、出力電圧の切替周期ごとに複数の仮定電圧ベクトルを設定する。デッドタイムと出力電圧の切替周期の比率に応じて出力電圧の切替周期を２分割し、その２分割した各期間ごとに仮定電圧ベクトルの予測電流を算出する。仮定電圧ベクトルと予測電流の評価関数を求め、評価関数が最上位の仮定電圧ベクトルを指令電圧ベクトルとする。指令電圧ベクトルで表現される電圧を電力変換器３から出力するためのゲート信号ｇを出力する。電力変換器３は、ゲート信号ｇに基づいて駆動制御される。これにより、モデル予測制御を行う電力変換システムにおいて、出力電圧の切替周期設定に関わらず、デッドタイムに起因する電流予測のずれを抑制する。

Description

電力変換システムおよび電力変換システムの制御方法
　本発明は、電力変換器を用いて電圧を出力するシステムにおける電流制御法に関する。
　入力された三相交流電圧をＡＣ／ＤＣ変換器で直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ（電力変換器）によって所望の周波数，振幅の交流電圧として出力するシステムを考える。インバータは半導体素子のスイッチングによって出力電圧を制御する。このとき、インバータの出力可能な電圧は離散的な値となる。
　このようなシステムでは、出力電流を所望の値とするために電流制御を用いることがある。電流制御の一般的な構成では、ＡＣＲ（Ａｕｔｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ：電流制御器）が連続的な値で指令電圧を決定する。しかし、インバータの出力は多くの場合離散的であり、連続的な電圧値は実際には出力不可能である。そのため、三角波比較ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行い、指令電圧を平均的に達成できる離散的な出力電圧を決定する。
　しかし、ＡＣＲと三角波比較ＰＷＭを用いた構成以外にも電流制御の方法は存在する。その一例が、本願発明の対象とするＭＰＣ（Ｍｏｄｅｌ　Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌ：モデル予測制御）である。ＭＰＣでは、仮定した出力電圧それぞれに対する電流の変化を予測し、出力電流の軌跡が最も指令電流に追従するような電圧を実際の出力として採用する。離散的な出力電圧を前提としており、瞬時電流を予測できるのがＭＰＣの特長である。
　ＭＰＣに関しては、非特許文献１，２、特許文献１が開示されている。非特許文献１においては、ＭＰＣの基本的な制御構成、モータの状態方程式を用いた電流の予測方法、そして予測電流と電圧ベクトルの評価方法が述べられている。評価方法に関して、指令電流と各予測電流の偏差、全偏差のうちの最大値、電圧ベクトルの変化回数、といった項目を考慮することで、指令電流と近い出力電流を得られ、かつ、電圧変化回数（スイッチング回数）の少ない出力電圧を決定できる。
　特許文献１では、電流の予測演算をｉ（ｎ＋２）まで行うＭＰＣの制御法が開示されている。この特許文献１においては、検出の時刻をｎとし、演算時間中の電流変化を予測してｉ（ｎ＋１）を得ている。その後、ｉ（ｎ＋１）からインバータの電圧ベクトル分岐を考えてｉ（ｎ＋２）を算出し、ｉ（ｎ＋２）の評価で電圧ベクトルを定める。
　非特許文献２では、デッドタイム（インバータの短絡保護のために設けるゲート信号立ち上がりのバッファ期間）によって出力電圧値が減少することに対策し、デッドタイムを考慮したインバータモデルによって電流予測演算を行う。
　先行技術文献は、出力電圧の切替周期を短くすると電流制御性能の低下を招く。ＭＰＣでは、仮定した電圧ベクトルのもたらす電流変化を予測し、最適の電流が得られる電圧ベクトルを実際に出力する。この予測演算、および出力電圧の切替は数十μｓの周期で行われることが多い。だが、出力電圧の切替周期が長いほどパルス幅の刻みが粗くなるため、三角波比較ＰＷＭと同等以上の定常電流特性とする場合には数μｓ～１０μｓ程度の出力電圧の切替周期が望ましい。
　ここで、大容量モータ駆動など大電流を扱う用途ではデッドタイムを１μｓ～１０μｓ弱に設定することが多いため、デッドタイムの影響が無視できなくなる。特に出力電圧の切替周期がデッドタイム以下の場合、電圧の変化によって電流がある軌跡で変化すると予測しても、実際には切り替えた周期にはデッドタイム期間中となり電流極性によっては電圧の変化が起こらない。このような場合、電圧が変化する仮定で演算した予測電流と実際の出力電流が大きく乖離してしまう。
　電流予測のずれは電流リプルの増大やスイッチング回数の増加を招く恐れがある。よって、モデル予測制御の定常電流性能を高めるためにはデッドタイムの影響を考慮した電流予測演算が求められる。
　非特許文献１、特許文献１においてはデッドタイムを考慮する動的な電流予測演算について言及されていない。
　非特許文献２においてはデッドタイムを考慮した出力電圧によって電流予測演算を行う。しかし、デッドタイムが制御周期（出力電圧の切替周期）以下の場合にのみ適用可能な形で定式化されている。また、デッドタイムと制御周期の値の関係によっては、制御周期の割り込みのタイミングではなく制御周期中のどこかのタイミングで電圧が変化するが、この非特許文献２は制御周期１周期平均で電流を予測しており、割り込みのタイミングの電流のみを予測する。そのため、制御周期中に訪れる電流リプルの頂点を考慮できない。電流リプルの頂点が考慮できない場合、電流リプルが制限したい値範囲から逸脱してしまう恐れがある。
　以上示したようなことから、モデル予測制御を行う電力変換システムにおいて、出力電圧の切替周期設定に関わらず、デッドタイムに起因する電流予測のずれを抑制することが課題となる。
特開２０１０－２５２４３３号公報
門田充弘、道木慎二、大熊繁、「永久磁石同期モータの電流制御系に対するモデル予測制御の適用」、電学論Ｃ、１３１巻４号、２０１１年、ｐｐ．８６１－８６９ 井村彰宏、高橋友哉、藤綱雅己、残間忠直、道木慎二、「ＰＭＳＭのモデル予測瞬時電流制御に適したデッドタイム考慮インバータモデルの提案」、平成２５年電気学会産業応用部門大会、３－６５、２０１３年
　本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、指令値に基づいて指令電流を生成する上位制御部と、出力電圧の切替周期ごとに複数の仮定電圧ベクトルを設定し、デッドタイムと前記出力電圧の切替周期の比率に応じて前記出力電圧の切替周期を２分割し、その２分割した各期間ごとに前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を求め、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルまたは前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトルまたは指令電圧ベクトル行列とし、前記指令電圧ベクトルまたは前記指令電圧ベクトル行列に基づいてゲート信号を出力するモデル予測制御部と、前記ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、を備えたことを特徴とする。
　また、その一態様として、前記出力電圧の切替周期は、以下の（９）式によって定められるセット値Ｓに基づいて、第１期間の（Ｔｄｅａｄ－（Ｓ－１）Ｔｃ）と第２期間の（ＳＴｃ－Ｔｄｅａｄ）に２分割されることを特徴とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 Ｔｄｅａｄ：デッドタイム
Ｔｃ：出力電圧の切替周期
Ｚ：整数集合。
　また、その一態様として、前記モデル予測制御部は、前記仮定電圧ベクトルを設定し、電流極性と前記仮定電圧ベクトルの変化に基づいてデッドタイム判定を行い、前記デッドタイム判定によりデッドタイムと判定された場合、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ－１個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に基づいて前記仮定電圧ベクトルの前記予測電流を求め、前記仮定電圧ベクトルおよび前記予測電流の評価関数を求め、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルを指令電圧ベクトルとして出力する予測部と、前記指令電圧ベクトルで表現される電圧を電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、を備えたことを特徴とする。
　また、他の態様として、前記モデル予測制御部は、予測期間中の各出力電圧の切替周期に複数の前記仮定電圧ベクトルを設定し、電流極性と前記仮定電圧ベクトルの変化に基づいてデッドタイム判定を行い、前記デッドタイム判定によりデッドタイムと判定された場合、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ－１個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に基づいて前記仮定電圧ベクトルの前記予測電流を求め、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトル行列として出力する予測部と、複数の出力電圧の切替周期の前記指令電圧ベクトル行列から今回の出力電圧の切替周期の電圧ベクトルを選択し、出力電圧ベクトルとして出力する読み出し部と、前記出力電圧ベクトルで表現される電圧を前記電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、を備えたことを特徴とする。
　また、その一態様として、前記予測電流は以下の（１８）式、（１９）式により算出することを特徴とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 ｉｄ’：ある時刻から第１期間先のｄ軸電流
ｉｑ’：ある時刻から第１期間先のｑ軸電流
ｉｄ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｄ軸電流
ｉｑ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｑ軸電流
ｉｄ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｄ軸電流
ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｑ軸電流
Ｔ１：第１期間
Ｔ２：第２期間
Ｔｄｅａｄ：デッドタイム
Ｔｃ：出力電圧の切替周期
ｖｄ１：第１期間のｄ軸電圧
ｖｄ２：第２期間のｄ軸電圧
ｖｑ１：第１期間のｑ軸電圧
ｖｑ２：第２期間のｑ軸電圧
Ｓ：セット値
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
ωｒ：電気角速度
ψ：永久磁石鎖交磁束数。
　また、他の態様として、前記予測電流は以下の（４８）式により算出することを特徴とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 ｉｄ’：ある時刻から第１期間先のｄ軸電流
ｉｑ’：ある時刻から第１期間先のｑ軸電流
ｉｄ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｄ軸電流
ｉｑ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｑ軸電流
ｉｄ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｄ軸電流
ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｑ軸電流
Ｔ１：第１期間
Ｔ２：第２期間
Ｔｄｅａｄ：デッドタイム
Ｔｃ：出力電圧の切替周期
ｖｄ１：第１期間のｄ軸電圧
ｖｄ２：第２期間のｄ軸電圧
ｖｑ１：第１期間のｑ軸電圧
ｖｑ２：第２期間のｑ軸電圧
Ｓ：セット値
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
ωｒ：電気角速度
ψ：永久磁石鎖交磁束数。
　本発明によれば、モデル予測制御を行う電力変換システムにおいて、出力電圧の切替周期設定に関わらず、デッドタイムに起因する電流予測のずれを抑制することが可能となる。
実施形態１～４における電力変換システムを示すブロック図。 ２レベルインバータの電圧ベクトルと相電圧の関係を示す説明図。 デッドタイムを考慮した予測演算を示すタイムチャート。 電流極性とデッドタイム中の出力電圧の関係を示す図。 出力周期とデッドタイムの関係を示す図。 デッドタイムと出力周期の大小関係とデッドタイムカウンタの動作を示す図。 実施形態１，３におけるＭＰＣを示すブロック図。 実施形態１における予測部の処理を示すフローチャート。 図８のフローチャートの動作例を示す図。 実施形態２，４におけるＭＰＣを示すブロック図。 実施形態２における予測部の処理を示すフローチャート。 実施形態２における読み出し部の処理を示すフローチャート。
　以下、本願発明におけるモデル予測制御（ＭＰＣ）を用いた電力変換システムの実施形態１～４を図１～図１２に基づいて詳述する。
　［実施形態１］
　図１に本実施形態における電力変換システムの構成図を示す。本実施形態１ではインバータによってモータを駆動する電力変換システムを想定するが、本願発明は、ＭＰＣで電流制御を行う構成であればシステムおよび回路構成は限定しない。
　上位制御部１はＭＰＣ２より上流に存在する制御を示しており、例えば、盤・パネルの操作量やアクセル開度などの情報に基づく速度指令と検出速度とを用いて速度制御演算を行い、指令電流ｉ*を生成する。
　上位制御部１から出力された指令電流ｉ*と、検出電流ｉと、検出位相θはＭＰＣ（モデル予測制御部）２へと入力される。ただし、θは電気角であり、例えば検出値がモータの機械的な位置である場合、適宜極対数を用いて変換を行うものとする。
　ＭＰＣ２ではモデルパラメータをもとに次回以降の電流を予測する演算を行い、その結果をもとに電圧ベクトルを決定する。ＭＰＣ２からは決定した電圧ベクトルの通りに出力するためのゲート信号ｇが出力され、ゲート信号ｇにより電力変換器（例えばインバータ、以下インバータと称する）３が駆動される。
　インバータ３はモータなどの負荷４に接続されており、負荷４にはゲート信号ｇに応じた電圧が印加される。
　図１はＭＰＣによる電力変換システムの代表的なシステム構成例であり本願発明の適用対象はこれに限らない。例えば、電源に回生を行うＤＣ／ＡＣ変換器においてモデル予測に基づき電流制御を行う構成，電気角をＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）で推定してＭＰＣで用いる構成，単相の構成，などでもよい。重要なのは、モデル予測制御によって電流予測結果をもとに電圧ベクトルを決定し、その電圧ベクトルで電力変換器を駆動することである。
　本明細書での制御に関連する周期・期間などの定義を以下に記す。
予測刻み：電流の予測刻み時間（１回の電流予測演算が扱う時間幅）
予測期間：電流を予測する最も先の時刻と現在時刻の時間幅（電流予測の全演算が扱う合計の時間幅）
出力周期：出力電圧の切替周期
演算周期：予測演算を行う周期
　本実施形態１では演算周期と出力周期を同じとする。
　ＭＰＣ２では、出力周期ごとにインバータ３の複数の電圧ベクトルを仮定し、その複数の仮定電圧ベクトルを出力した場合の予測電流を求め、最適な予測結果となる電圧ベクトルを採用し、実際の出力とする。
　ここで、ＭＰＣ２は予測電流を評価して出力電圧を決定しているため、電流の予測精度が重要となる。
　本実施形態１のＭＰＣ２では、出力周期を２分割した期間を予測刻みとして電流予測演算を行う。この予測刻みに基づくことにより、デッドタイムと出力周期の大小関係に関わらずデッドタイムを考慮した電流予測演算を行うことができる。
　また、実際の出力電圧の変化タイミングに合わせて出力周期を分割するため、電流の瞬時的な変化点、つまり電流リプルの頂点を考慮して電圧ベクトルの最適性の判断を行うことができる。ただし、出力周期はデッドタイムと出力周期の長さの比率に応じて分割されるため、２等分されるとは限らない点に注意する。
　以下では、ＭＰＣ２における電流予測演算の方法を述べたのち、出力周期を２分割することでデッドタイムを考慮した電流予測演算が可能になることを示す。その後、出力周期を２分割する電流予測演算をもつＭＰＣ２の構成について述べる。
　電流予測演算は状態方程式に基づく。例えば、負荷４にＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）が用いられる場合には以下の（１）式の状態方程式となる。ここで、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、ωｒは電気角速度、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｒは巻線抵抗、ψは永久磁石鎖交磁束数である。以下では（１）式、つまりＰＭＳＭを基準に説明するが、本願発明の本質から、本願発明は状態方程式が（１）式の場合以外に適用しても構わない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　（１）式は連続的な状態方程式であるが、これを離散的な制御系で扱うために離散状態方程式にすると以下の（２）式となる。また、単に傾きと出力周期Ｔｃの積をとって近似的に変化量として扱い、以下の（３）式としてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　（２）式，（３）式を見ると、出力周期１周期先の電流ｉｄ（ｎ＋１），ｉｑ（ｎ＋１）を予測するために、現在時刻に相当する電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）と電圧ｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ）が必要となることがわかる。
　電圧ｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ）については予測演算の前段で仮定した電圧ベクトルを用いる。例えば、直流電圧ｖｄｃの２レベルインバータでは電圧ベクトルは図２になるため、以下の（４）式の計算で仮定電圧ベクトルをｄｑ軸上の電圧に変換できる。ここで、θ（ｎ）はモータの電気的な位相である。位相は角周波数に応じて進み補償を行ってもよいが、詳細な演算は後述する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）については検出値を基準とする。複数回の電流予測演算を行う場合、予測途中の電流ｉｄ（ｎ＋ａ），ｉｑ（ｎ＋ａ）から電流ｉｄ（ｎ＋ａ＋１），ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）を求める演算にｎ＋ａ番目の演算で求めた予測値ｉｄ（ｎ＋ａ），ｉｑ（ｎ＋ａ）を用いてもよい。以上がＭＰＣ２における電流予測演算である。
　次に、出力周期を２分割してデッドタイムを考慮した電流予測演算について述べる。この電流予測演算では、デッドタイムカウンタを用いてデッドタイムを考慮する。先に基本動作を述べたのち、デッドタイムカウンタの設定を述べ、最後に定数設定ごとの動作例を示す。
　図３にデッドタイムカウンタを用いた予測演算を示す。図３の１周期目、２周期目という表記は出力周期の時系列を示す。（１）、（２）といった表記はデッドタイムと出力周期の比率で定まる出力周期の分割期間であり、図３では（１）とデッドタイムの長さが等しい。
　仮定電圧ベクトルはＭＰＣ２が電圧ベクトルの切替の候補として設定した電圧ベクトルであり、出力周期の割り込みで変化するものとして仮定される。仮定電圧ベクトルの変化時にはデッドタイムカウンタがセットされる。そして、デッドタイムカウンタが０になるまでの間は予測演算に変化前の電圧を用いるようにする。これで、デッドタイムを考慮したことになる。
　図３を見ると、仮定電圧ベクトルの変化の際にデッドタイムカウンタが１にセットされている。そして、デッドタイムカウンタが１の間は電流予測演算に変化前の電圧を用いるようにしており、実際の出力電圧と同じタイミングで電圧変化が想定できている。この方法で予測演算を行えば、デッドタイムを考慮した電流予測が可能となる。以上がデッドタイムを考慮した電流予測演算の基本動作である。
　以下では、デッドタイムを考慮した電流予測演算のうちデッドタイムカウンタの設定について述べる。
　まず、デッドタイム期間のインバータ出力電圧は条件によって異なるため、デッドタイム期間における出力電圧を考慮したデッドタイム判定について述べる。デッドタイム判定について、本明細書では電流形で出力電圧の推定を行う。以下では、便宜上Ｕ相を取り上げて説明を行うが、実際はＵＶＷの各相でデッドタイムを考慮する。
　図４に電流極性とデッドタイム中の出力電圧の関係を示す。ｖｄｃは直流電圧、ｖＵはＵ相出力電圧、ｉＵはＵ相電流である。本実施形態１では２レベルインバータを仮定しているが、異なる構成に用いる場合は適宜回路構成に応じて条件ごとの出力電圧を求める。２レベルインバータにおいて単相の相電圧の変化を考える場合はハーフブリッジ構成を考えればよい。
　図４（ａ）のようにｉＵ＞０の場合は、電流が下アームのダイオードを通るためＵ相出力電圧ｖＵは－ｖｄｃ／２になる。反対に図４（ｂ）のようにｉＵ＜０の場合は、電流が上アームのダイオードを通るためＵ相出力電圧ｖＵは＋ｖｄｃ／２になる。
　図４をふまえてデッドタイム判定を考える。デッドタイムカウンタは実際の電圧変化がデッドタイムだけ遅れる場合にセットする必要があるので、以下の場合分けになる。
・ｉＵ＞０の場合、ｖＵ＝－ｖｄｃ／２→ｖＵ＝＋ｖｄｃ／２の変化ならばカウンタセット。
・ｉＵ＜０の場合、ｖＵ＝＋ｖｄｃ／２→ｖＵ＝－ｖｄｃ／２の変化ならばカウンタセット。
　次に、出力周期の分割点について検討する。分割点は前述したように、出力周期とデッドタイムの比率で決定される。
　図５に出力周期とデッドタイムの大小関係を図示する。図５（ａ），（ｂ），（ｃ）で出力周期ＴｃとデッドタイムＴｄｅａｄの大小関係を変えている。図示しやすさから出力周期Ｔｃの１／３倍で割り切れるデッドタイムＴｄｅａｄを選択した。図５に示す分割期間Ｔ１，Ｔ２は、図５（ａ）では（５）式、図５（ｂ）では（６）式、図５（ｃ）では（７）式のように定まる。なお、デッドタイムＴｄｅａｄが出力周期Ｔｃの整数倍の場合は、どのように分割しても構わないし、分割せずともよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　（５）式～（７）式を総合して、分割点の設定は（８）式の形になると推測される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　ｎのもっともらしい設定は、以下に説明するデッドタイムカウンタのセット値を用いて行う。
　デッドタイムカウンタは、下記の条件で使用することとした。Ｔ１で表される分割期間前半を第１期間（１）、Ｔ２で表される分割期間後半を第２期間（２）と称している。
・デッドタイム判定に応じて値をセットする。
・第１期間（１）が終了するごとにカウンタ値を減少。（最小値は０）
・予測演算に用いる電圧ベクトルは該当期間のカウンタを参照して定める。
　この条件のもとでは、デッドタイムカウンタのセット値Ｓを（９）式のように定めることで、デッドタイムを考慮した予測演算を行うことができる。なお、（９）式のＺは整数集合とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 　セット値Ｓは出力周期ＴｃとデッドタイムＴｄｅａｄの大小関係を表す数であるため、（８）式のｎに（９）式のＳを置き換えることができる。（８）式，（９）式にてｎ＝Ｓとした（１０）式を見ると、図５（ａ）～（ｃ）それぞれのデッドタイムＴｄｅａｄと出力周期Ｔｃの設定において（６）式～（７）式を満たすことがわかる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
 　以上がデッドタイムカウンタの設定である。
　以下では、デッドタイムを考慮した電流予測演算のうち、定数設定ごとの動作を確認する。定数設定として、デッドタイムＴｄｅａｄが出力周期Ｔｃ未満の場合、デッドタイムＴｄｅａｄが出力周期Ｔｃの１倍以上２倍未満の場合、デッドタイムＴｄｅａｄが出力周期Ｔｃの２倍以上３倍未満の場合という３種類の設定を用いて、本実施形態１がデッドタイムＴｄｅａｄと出力周期Ｔｃの設定に関わらず適用可能であることを示す。
　図６にデッドタイムＴｄｅａｄと出力周期Ｔｃの大小関係とデッドタイムカウンタの動作を示す。図６（ａ），（ｂ），（ｃ）それぞれが表す大小関係の種類は図５と対応している。
　電圧の変化タイミングを見ると、（９）式に基づくデッドタイムカウンタのセット、および第１期間（１）終了ごとのカウンタ減算により予測演算に用いる電圧にデッドタイムを考慮できていることがわかる。
　電流予測演算には、デッドタイムＴｄｅａｄに基づいて出力周期Ｔｃ中に出力電圧が変化する場合、出力周期Ｔｃ中に出力電圧が変化せず一定の場合、が存在する。本実施形態１の２分割した電流予測演算はどちらの場合でも問題なく動作する。このことを、数式を用いて示す。（１）式の状態方程式で電圧に関わる項以外をおおむね一定とみなし、（３）式の前進オイラー法で期間ｔの電流変化量Δｉｄ，Δｉｑを得るとき、（１１）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
 　（１１）式のもとで出力周期Ｔｃ中の電流予測演算を行う。図６に示すように変化前の（仮定）電圧ベクトルをＶｅｃ１、変化後の（仮定）電圧ベクトルをＶｅｃ２とする。そして、Ｖｅｃ１のＵＶＷ／ｄｑ変換後のｄｑ軸電圧をｖｄ１，ｖｑ１、Ｖｅｃ２のＵＶＷ／ｄｑ変換後のｄｑ軸電圧をｖｄ２，ｖｑ２とおく。
　図６（ａ）の１周期目の場合、出力周期Ｔｃ全体での電流変化量は（１２）式のように計算できる。厳密には第１期間（１）終了時の電流値で第２期間（２）のＫを再計算すべきだが、ここではわかりやすさのため一旦省略する。図６（ａ）の条件ではＳ＝１であり、デッドタイム分が打ち消された結果、単に（１１）式にｔ＝Ｔｃ，ｖｄ＝ｖｄ１，ｖｑ＝ｖｑ１を代入した形になっており、分割しない電流予測演算と同等になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
 　図６（ａ）の２周期目の場合、電流変化量は（１３）式になる。第１期間（１）ではＶｅｃ１、第２期間（２）ではＶｅｃ２が用いられることに注意する。（１３）式の最終形を見るとデッドタイムＴｄｅａｄ期間分の電流変化はＶｅｃ１のｄｑ軸電圧が、デッドタイム終了から出力期間終了までの（Ｔｃ－Ｔｄｅａｄ）期間分の電流変化はＶｅｃ２のｄｑ軸電圧が用いられている。よって、電圧変化タイミングに合わせた予測演算ができている。
　（１３）式は非特許文献２に示されたデッドタイムを考慮した数式と同じになっている。つまり、この非特許文献２の方式は、本実施形態１においてＳ＝１とし、Ｋの再計算を無視して第１期間（１）と第２期間（２）で同じＫを用いることと等しい。また、そのため、この非特許文献２はＳ＝１以外の場合に対応できず、Ｋの再計算を無視していることによる瞬時電流の予測精度低下が生じることも言える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
 　図６（ａ）の３，４周期目については（１２）式でｄｑ軸電圧がｖｄ２，ｖｑ２と変わるのみである。
　図６（ｂ）についても同様に考える。図６（ｂ）の１周期目の場合、電流変化量は（１４）式になる。図６（ｂ）の条件ではＳ＝２になることに注意する。電圧ベクトルが第１，第２期間（１），（２）で同じであればＳの値に関わらず、（１２）式と同じ形なる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
 　図６（ｂ）の２周期目はデッドタイムカウンタにより電圧ベクトルは変化前のＶｅｃ１のまま保たれるので（１４）式と同様である。
　図６（ｂ）の３周期目の場合、電流変化量は（１５）式になる。図６（ｂ）のデッドタイムＴｄｅａｄは出力周期Ｔｃの１周期よりも長く２周期よりも短いため、Ｔｄｅａｄ－ＴｃはデッドタイムＴｄｅａｄを出力周期Ｔｃで割り切れない余り分の期間を表しており、２Ｔｃ－Ｔｄｅａｄは（出力周期）－（余り分）を表している。Ｓ＝２の場合でも電圧変化タイミングに合わせた予測演算ができている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
 　図６（ｂ）の４周期目は、Ｖｅｃ２を用いるだけで（１４）式と同様である。
　図６（ｃ）の１周期目は、電流変化量は（１６）式で表される。図６（ｃ）ではＳ＝３となるが、図６（ｂ）の１周期目と同じく、（１２）式と同じ形になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
 　図６（ｃ）の２，３周期目は、デッドタイムカウンタにより変化前の電圧ベクトルＶｅｃ１が用いられ、（１４）式と同じ形になる。
　図６（ｃ）の４周期目の場合、電流変化量は（１７）式になる。図６（ｃ）のデッドタイムＴｄｅａｄは出力周期Ｔｃの２周期よりも長く３周期よりも短いため、Ｔｄｅａｄ－２Ｔｃはデッドタイムを出力周期Ｔｃで割り切れない余り分の期間を表しており、３Ｔｃ－Ｔｄｅａｄは（出力周期）－（余り分）を表している。Ｓ＝３の場合でも電圧変化タイミングに合わせた予測演算ができている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
 　したがって、電流変化量は図６（ａ），（ｂ），（ｃ）すべての場合で、出力周期Ｔｃ中の出力電圧の変化の有無にかかわらず適切に求められている。よって、デッドタイムカウンタと（９）式，（１０）式に基づけば、デッドタイムＴｄｅａｄを考慮した適切な電流予測演算を行うことができる。
　（１２）式～（１７）式では、第２期間（２）のＫを第１期間（１）と同じものとして扱ったが、実際は電流値によってＫの値は変わるため、再計算の必要がある。このことを考慮した正確な電流予測演算を（１８）式，（１９）式に示す。ある時刻のｄｑ軸電流ｉｄ（ｎ＋ａ），ｉｑ（ｎ＋ａ）から出力周期１周期だけ先の予測電流ｉｄ（ｎ＋ａ＋１），ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）を導出している。ただし、ａは予測演算の扱う時刻を表す整数である。なお、ｉｄ’，ｉｑ’は、ある時刻（ｎ＋ａ）から第１期間（１）先のｄ軸電流，ｑ軸電流を示す。
　ここで、ｖｄ１，ｖｑ１，ｖｄ２，ｖｑ２は上述のＶｅｃ１，Ｖｅｃ２に基づく設定よりも一般的な設定として置きなおしており、ｖｄ１，ｖｑ１は該当出力周期においてデッドタイムＴｄｅａｄを考慮した（仮定）電圧ベクトルに基づく第１期間（１）のｄｑ軸電圧、ｖｄ２，ｖｑ２は第２期間（２）のｄｑ軸電圧である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
 　以上が定数設定ごとの動作例である。これで、デッドタイムを考慮した電流予測演算について、すべて述べたことになる。
　以下では、出力周期を２分割する電流予測演算をもつＭＰＣの構成について述べる。
　図７に本実施形態１のＭＰＣ２の構成図を示す。指令電流ｉ*は便宜上指令ｄ軸電流ｉｄ*、指令ｑ軸電流ｉｑ*に分割する。三相二相変換部５は、三相の検出電流ｉを検出位相θに基づいて、ＵＶＷ／ｄｑ変換し、検出ｄ軸電流ｉｄ、検出ｑ軸電流ｉｑに変換する。
　微分器６は、検出位相θを微分処理、あるいは疑似微分処理して検出電気角速度ωｒを出力する。
　指令ｄ軸電流ｉｄ*，指令ｑ軸電流ｉｑ*，検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑ，検出位相θ，検出電気角速度ωｒ，指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ*，指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ*、デッドタイムカウンタ前回値Ｄｚは予測部７に入力される。予測部７は電流の予測演算と予測結果の評価を行い、次回以降の出力電圧ベクトルである指令電圧ベクトルＶ*を出力する。また、指令電圧ベクトルＶ*と同時刻に関するカウンタ値を出力デッドタイムカウンタＤｏｕｔとして出力する。
　指令電圧ベクトルＶ*は１回遅延を経て指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ*、また、２回遅延を経て指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ*として予測部７に入力され、次回以降の予測演算に用いられる。出力デッドタイムカウンタＤｏｕｔは１回遅延を経てデッドタイムカウンタ前回値Ｄｚとして予測部７に入力され、次回の予測演算に用いられる。
　ゲート信号決定部８では電力変換システムの回路構成に基づき指令電圧ベクトルＶ*で表現される電圧をインバータ３から出力するためのゲート信号ｇの決定およびデッドタイムの挿入を行う。本実施形態１では、指令電圧ベクトルＶ＊の通りの電圧が出力される範囲内であればゲート信号決定部８の構成は特に限定しない。そして、ゲート信号ｇはＭＰＣ２の出力となる。
　図７で重要なのは、予測部７では動的に電流予測演算を行って電圧ベクトルを決定し、出力することであり構成は図７に限らない。例えば、検出電気角速度ωｒを用いず推定電気角速度を用いる構成も許容される。
　図８は予測部７の処理を示すフローチャートである。図８に示すフローチャートでは、以下の処理を行う。
Ａ）前回指令した電圧ベクトルによる電流変化を電流予測演算によって予測する。
Ｂ）次回以降の出力周期の電圧ベクトルを仮定する。
Ｃ）仮定した電圧ベクトルによる電流変化を電流予測演算によって予測する。
Ｄ）予測電流と仮定した電圧ベクトルを評価する。
Ｅ）評価結果の良い電圧ベクトルを採用し、出力とする。
　Ａ，Ｃの処理が本実施形態１の本質であり、この処理において出力周期を２分割する電流予測演算を行う。Ｂ，Ｄ，ＥはＭＰＣにおいて基本的な処理である。
　１－１では、指令ｄ軸電流ｉｄ*，指令ｑ軸電流ｉｑ*，検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑ，検出位相θ，検出電気角速度ωｒ，指令電圧ベクトル前回値Ｖｚ*，指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ*，デッドタイムカウンタ前回値Ｄｚを入力する。
　１－２では、入力値を演算の始点時刻ｎとして各変数に代入する。具体的には、Ｖ（ｎ－１）＝Ｖｚｚ＊、Ｖ（ｎ）＝Ｖｚ＊、ｉｄ（ｎ）＝ｉｄ、ｉｑ（ｎ）＝ｉｑ、Ｄ（ｎ）＝Ｄｚとする。ただし、指令電圧ベクトル前々回値Ｖｚｚ*は前々回の値であるため、ｎ－１の時刻に設定する。
　１－３では、デッドタイム判定を行い、その結果をもとにデッドタイムカウンタＤ（ｎ）から次の時刻ｎ＋１までのカウンタ値を演算してデッドタイムカウンタＤ（ｎ＋１）を得る。そして、デッドタイムカウンタＤ（ｎ），Ｄ（ｎ＋１）の情報を用いて出力周期を２分割した期間の電圧値ｖｄ１，ｖｑ１，ｖｄ２，ｖｑ２を算出する。この際、位相θ（ｎ）の情報を適宜用いる。
　以上の１－３の処理をより具体的に数式化する。ここでデッドタイムカウンタは相ごとに持つ必要がある。電圧ベクトルとデッドタイムカウンタから特定の１相を取り出した値をＶｘ（ｎ），Ｄｘ（ｎ）などと表すことにする。ＵＶＷ相を用いる場合、Ｖ（ｎ）＝（Ｖｕ（ｎ）　Ｖｖ（ｎ）　Ｖｗ（ｎ））である。つまり、電圧ベクトルＶ（ｎ）が（１　０　０）の場合Ｖｕ（ｎ）＝１、Ｖ（ｎ）が（０　１　０）の場合Ｖｕ（ｎ）＝０、などとなる。
　Ｕ相を考えると、（２０）式のように電流極性と（仮定）電圧ベクトル変化からデッドタイムカウンタをセットする。ここで、Ｄｘ’は第１期間（１）のデッドタイムカウンタであり、Ｄｘ’（ｎ＋ａ）からカウンタ減算処理を経たＤｘ（ｎ＋ａ）が第２期間（２）のデッドタイムカウンタである。ここでは、ａは０以上の整数であり、１－３の処理ではａ＝０となる。セット値Ｓは上記した（９）式で定められる。なお、Ｄｘ（ｎ＋ａ）は次周期のデッドタイムカウンタ演算で用いるために仮定した電圧ベクトルとともに値を保持する必要がある。
　また、デッドタイム判定値ｊｄｅａｄｘは１のときに出力電圧がデッドタイムだけ遅れて変化する設定であり、前述と同じデッドタイム判定で判定を行うが、Ｄｘ’（ｎ＋ａ）の場合分けで電圧ベクトルが変化するかどうかを含めたため、今回電圧ベクトルＶｘ（ｎ＋ａ）と電流極性のみで判別を行っている。
　ここでは、デッドタイムカウンタを第１期間（１）用のものと第２期間（２）用のものでわけて扱っているが、この演算の目的はデッドタイムカウンタを用いて上記した出力周期を２分割する電流予測演算を行うことであり、詳細な演算方法はこれに限らない。
　すなわち、デッドタイム判定によりデッドタイムと判定された場合、第１期間（１）のｄ軸電圧Ｖｄ１，ｑ軸電圧Ｖｑ１は、セット値Ｓ個の出力電圧の切替周期間は（仮定）電圧ベクトル電圧の変化前のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑに設定し、それ以降の出力電圧の切替周期は（仮定）電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑに設定し、第２期間のｄ軸電圧Ｖｄ２，ｑ軸電圧Ｖｑ２は、セット値Ｓ－１個の出力電圧の切替周期間は（仮定）電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑに設定し、それ以降の出力電圧の切替周期は（仮定）電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑに設定する。
　上記の条件を満たすようにすれば、デッドタイムカウンタを第１期間（１）と第２期間（２）とで共通としても別々にしてもよく、デッドタイムカウンタの詳細な演算方法は（２０）式～（２３）式に限らない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
 　また、電流極性については先の出力周期の予測を行う場合、検出電流の正負と該当出力周期の正負が異なる可能性がある。これについては、例えば、（２３）式～（２５）式を用いるなどして、三相電流の位相角θｉｕ，θｉｖ，θｉｗを得て電流正負を考慮すればよい。このθｉｕ（ｎ＋ａ）は正弦波の位相として得られる計算となっており、０以上π未満では電流値は正、π以上２π未満では負となる。
　演算の結果θｉｕ，θｉｖ，θｉｗが０以上２π未満の領域に入らない場合は適宜２πを増減すれば等価な判定を行うことができる。また、この判定の際、正負の切り替わり付近、すなわち位相０，２π付近およびπ付近にて正負判定が不正確になる恐れがある。これに関しては、位相０，２π付近、およびπ付近の特定の範囲にて、前述のデッドタイム判定値ｊｄｅａｄｘが０となるようにする、あるいは後述の電圧ｖｄ１，ｖｑ１，ｖｄ２，ｖｑ２に位相θｉｕ，θｉｖ，θｉｗの値で定まる０以上１未満のゲインをかけてから１－４の演算を行うようにする、などと位相に不感帯処理を設けてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
 　なお、位相θ（ｎ＋ａ）は出力周期中の回転位相角を考慮して（２６）式のように求める。検出位相θに対し検出角速度ωｒによる回転分の位相を加算している。ただし、Ｔｃは出力周期、Ｌθは出力周期中の任意の時刻を位相基準とするための位相調整項であり、（２７）式で定まる。Ｌθ＝Ｔｃ／２の場合、出力周期Ｔｃの中間時刻を位相基準としていることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
 　デッドタイムカウンタＤｘ’（ｎ＋ａ）、Ｄｘ（ｎ＋ａ）を参照することで電流予測演算に用いる電圧が（２８）式～（３３）式のように定められる。ここで、ｖｄ１，ｖｑ１は第１期間（１）のｄ軸電圧、ｑ軸電圧であり、ｖｄ２，ｖｑ２は第２期間（２）のｄ軸電圧、ｑ軸電圧である。第１期間（１）と第２期間（２）は出力周期Ｔｃを分割した期間であり、一般に短い時間幅が想定されることから電気位相角θ（ｎ＋ａ）を共通としてｄｑ軸電圧を生成したが、第１期間（１）と第２期間（２）のそれぞれについて、始点時刻、中間時刻などを基準に位相を別々に算出して用いてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
 　以上が、１－３の処理である。
　１－４では、電流変化を（１８）式，（１９）式を用いて予測する。１－４の場合は、ａ＝０となる。前述したように（１８）式，（１９）式によって出力周期Ｔｃを第１期間（１）、第２期間（２）に２分割した電流予測演算を行ったことになる。以上の１－２～１－４が前述したＡ～ＥのうちＡの処理に相当する。
　１－５では、仮定電圧ベクトルＶ’（ｎ＋ａ）を設定する。ここでは、次周期以降の電圧ベクトルを仮定しており、ａは１以上となる。対象とする回路構成に合わせて電圧ベクトルを仮定するが、本願発明の本質とは独立して考えることができるため、任意の決定法で仮定してよい。例えば、２レベルインバータにおいて１相以下の変化を許した場合の４種類のうちから１つの電圧ベクトルを選ぶ、といった決定法がある。１－５は前述の処理Ｂに相当する。
　１－６では、仮定した電圧ベクトルに基づいてデッドタイムカウンタの決定、およびｄｑ軸電圧の算出を行う。前述の（２０）式～（３３）式に適宜ｎ＋ａ部分を対象電圧ベクトルに合わせて代入すればよい。この計算においては、仮定電圧ベクトルＶ’（ｎ＋ａ）はＶ（ｎ＋ａ）と差し替えて考えてよい。
　１－７では、電流変化を（１８）式，（１９）式を用いて予測する。１－４と扱う時刻が異なるだけで同様の演算である。１－６、１－７は前述の処理Ｃに相当する。
　１－８では、仮定電圧ベクトルと予測電流の評価を行う。評価については１－５と同様に本願発明の本質とは独立して考えることができるため、任意の評価関数としてよい。例えば、（３４）式～（３７）式のように指令電流と予測電流の偏差と、電圧ベクトル変化の有無を評価指標とすればよい。Ｊは評価関数であり、電流偏差が大きいか電圧ベクトル変化有（スイッチング有）の場合、つまり望ましくない結果である場合に値が大きくなる設定とした。したがって、Ｊが小さければ良い評価を与えられたことになる。
　ただし、Ｗｉｄ，Ｗｉｑ，Ｗｖは評価指標同士の優先度を調整する重みづけ係数、Ｎは予測期間中の出力周期数である。実際の１－８の処理では、前回までの評価関数Ｊの値に今回時刻ｎ＋ａの演算分だけを加算し、次回時刻ｎ＋ａ＋１に受け渡すようにすればよい。なお、（３７）式においても１－６と同様にＶ’（ｎ＋ａ）は適宜Ｖ（ｎ＋ａ）と差し替えて考える。１－８は前述Ｄの処理に相当する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000042
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000043
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000044
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000045
 　１－９では、電圧ベクトルの考慮すべき分岐をすべて演算したかどうかの分岐を行う。予測期間中の出力周期数Ｎについてｎ＋Ｎの時刻までの仮定電圧ベクトル分岐を考えれば、すべてを演算したことになるので１－１０へ移行する。まだすべてを演算していない場合は１－５に戻り、新たな仮定電圧ベクトルを設定する。１－９は前述Ｂの処理に相当する。
　１－１０では、１－８で演算した評価結果のうち最良の評価を与える仮定電圧ベクトルの組み合わせＶ’（ｎ＋１）～Ｖ’（ｎ＋Ｎ）を出力電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）～Ｖ（ｎ＋Ｎ）として決定する。この際、デッドタイムカウンタを決定した出力電圧ベクトルにおけるカウンタに一致させておく。なお、本実施形態１で実際に出力するのはｎ＋１の時刻のみなので、ｎ＋１についてだけ値を保持する構成としても構わない。
　１－１１では指令電圧ベクトルＶ*に次回周期の出力電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、出力デッドタイムカウンタＤｏｕｔに次回周期のデッドタイムカウンタＤ（ｎ＋１）を代入する。
　１－１２では指令電圧ベクトルＶ*、出力デッドタイムカウンタＤｏｕｔを出力する。１－１０，１－１１，１－１２は前述Ｅの処理に相当する。
　以上が図８のフローチャートの動作であり、これに基づけば出力周期Ｔｃを２分割した電流予測演算を行うことができる。このフローチャートの重要な点は、出力期間を２分割した電流予測演算を行うことであり、詳細な構成は図８に限らない。
　以下では、図８のフローチャートの動作をデッドタイムカウンタの動作を中心に確認する。
　図９に図８のフローチャートの動作例を示す。ここでは、デッドタイムＴｄｅａｄが出力周期Ｔｃの１倍以上２倍未満、すなわち、（９）式よりＳ＝２の場合の１相分の動作を示している。
　図９では、仮定電圧ベクトルＶｘ’がｎ＋１の時刻で変化しているのに対し、出力電圧変化がデッドタイムだけ遅れて変化する場合において、電流予測演算に用いるＶ１ｘ，Ｖ２ｘにデッドタイム分の遅れが表現されている。
　時刻ｎでは、初期条件としてデッドタイムカウンタが０の状態となっている。
　時刻ｎ＋１で仮定電圧ベクトルが変化しているため、電流極性に応じたデッドタイム判定が行われる。図９の場合は電圧変化が遅れる、つまりデッドタイムカウンタのセットが必要な場合を想定している。
　デッドタイムカウンタのセットにあたっては、Ｄ’（ｎ＋１）にセット値Ｓがセットされる。図９の場合はＳ＝２より２が代入されている。Ｄ（ｎ＋１）は、Ｄ’（ｎ＋１）が１以上のため、１だけ減算した値が代入される。Ｄ’（ｎ＋１）は第１期間（１）の電圧Ｖ１ｘ（ｎ＋１），Ｄ（ｎ＋１）は第２期間（２）の電圧Ｖ２ｘ（ｎ＋１）に対応している。
　（２８）式，（３０）式に基づき（３８）式，（３９）式のようにＶ１ｘ（ｎ＋１），Ｖ２ｘ（ｎ＋１）が決定される。変化前である時刻ｎの電圧ベクトルが選択されている。Ｖ１ｘ（ｎ＋１），Ｖ２ｘ（ｎ＋１）を決定した後は、（３２）式，（３３）式を経てｄｑ軸電圧とし、（１８）式，（１９）式で電流予測演算を行えばよい。これは、ほかの時刻のＶ１ｘ（ｎ＋１），Ｖ２ｘ（ｎ＋１）決定でも同様となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000046
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000047
 　時刻ｎ＋２では、仮定電圧ベクトルの変化がないため、Ｄ’（ｎ＋２）にはＤ（ｎ＋１）の値が継承される。そして、Ｄ（ｎ＋２）はＤ’（ｎ＋２）から１だけ減算した値になる。このとき、Ｄ（ｎ＋２）は０であり、（２８）式，（３０）式に基づき（４０）式，（４１）式のようにＶ１ｘ（ｎ＋１），Ｖ２ｘ（ｎ＋１）が決定される。第１期間（１）では変化前である時刻ｎの電圧ベクトルが、第２期間（２）では変化後の電圧ベクトルが選択されている。出力電圧を見ると、時刻ｎ＋２の出力周期の第２期間（２）で立ち上がっており、デッドタイム分の電圧変化の遅れが確かに電流予測演算へと反映されていることがわかる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000048
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000049
 　時刻ｎ＋３では、仮定電圧ベクトルの変化がないため、Ｄ’（ｎ＋３）にはＤ（ｎ＋２）の値が継承される。これで、Ｄ’（ｎ＋３）は０になり、第１期間（１）の電圧ベクトルも同じ時刻の仮定電圧ベクトルが選択されるようになる。Ｄ（ｎ＋３）については、すでにＤ’（ｎ＋３）が０の場合には減算しない設定であることに留意して、０が代入される。（２８）式，（３０）式に基づき（４２）式，（４３）式のようにＶ１ｘ（ｎ＋１），Ｖ２ｘ（ｎ＋１）が決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000050
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000051
 　図９の動作では１相に焦点を当てて動作を示したが、実際は存在する相すべてで演算を行う。
　以上のように、図８のフローチャートは前述したデッドタイムカウンタによる電流予測演算と等価に動作し、デッドタイム分の電圧変化の遅れを電流予測演算で考慮することができる。
　図８のフローチャートをもとに出力電圧ベクトルを決定した後は、図７に示すようにゲート信号決定部８で出力電圧ベクトルの通りの出力電圧となるようゲート信号ｇを決定し、出力する。ゲート信号ｇは回路構成に合わせて設定するが、本願発明の本質とは独立して考えることができるため、任意の決定法で定めればよい。２レベルインバータの場合は、出力電圧ベクトルからゲート信号ｇを一意に定められるので単に電圧ベクトルとゲート信号ｇを対応付ければよい。
　以上が出力周期を２分割する電流予測演算をもつＭＰＣ２の構成となる。この構成にもとづいてＭＰＣ２による電流制御を行えば、デッドタイムによる電流予測精度低下・スイッチング回数の増大を防ぐことができる。
　以上示したように、本実施形態１によれば、図７，図８に基づいて、出力電圧の切替周期を２分割して電流予測をするＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、を達成した制御を行うことができる。
　また、先行文献に対しては、デッドタイムと出力電圧の切替周期の比率に左右にされず効果を得られるという利点がある。
　［実施形態２］
　実施形態１では、出力周期を２分割する電流予測演算の効果を説明し、それを行うためのＭＰＣ２の構成を示した。実施形態１では、出力周期と演算周期を同一の長さとみなしており、一度の演算では出力周期の１周期分の電圧ベクトルのみを定める。
　しかし、この構成において出力周期をデッドタイム程度に短くすると、演算周期もデッドタイム程度に短くなる。ＭＰＣ２では多数の電圧ベクトルを仮定して、より長い期間の電流を予測することが好ましい。そのため、演算周期を長く設定し、多数の電流予測演算に耐えるようにすることが求められる。演算周期を長く保つために出力周期を長くすれば、パルス幅の刻みが粗くなり電流制御性能の低下を招く。したがって、出力周期をデッドタイム程度に短く保ったうえで演算周期を長く保つ構成が必要となる。
　本実施形態２では、演算周期１周期に複数出力周期分の電圧ベクトルを決定し、複数の電圧ベクトル情報から出力周期ごとに該当時刻の電圧ベクトルを読み出す構成を考える。
　この構成を用いれば、出力周期を短く保ちつつ、演算周期を出力周期の数倍の長さに保つことができる。以下では、演算周期をＴｃａｌｃ、出力周期をＴｃとおき、（４４）式のように演算周期Ｔｃａｌｃ中の出力周期数Ｎｃａｌｃでその比率が決定されるようにする。Ｎｃａｌｃは２以上の自然数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000052
 　システム構成については実施形態１（図１）と同様である。
　図１０に本実施形態２のＭＰＣ２の構成を示す。図１０に示すように、本実施形態２のＭＰＣ２は、図７の構成に読み出し部９が追加されるほか、予測部７の入出力情報が変化する。Ｎｃａｌｃ周期分の電圧ベクトル情報を扱うため、指令電圧ベクトルはＮｃａｌｃ個を並べた行列値として出力される。そのため、Ｖ*は指令電圧ベクトル行列と呼ぶことにする。前回値と前々回値Ｖｚ*，Ｖｚｚ*も同様にＮｃａｌｃ個の電圧ベクトル情報をもつ行列となる。Ｖ*は実施形態１ではゲート信号決定部８に入力されたが、本実施形態２では読み出し部９に入力される。
　読み出し部９では指令電圧ベクトル行列Ｖ*，読み出しカウンタ前回値Ｃｚの入力をもとに出力電圧ベクトルＶ**と読み出しカウンタ値Ｃを出力する。読み出しカウンタ値Ｃは１回遅延を経て読み出しカウンタ前回値Ｃｚとして読み出し部９に入力され、次回の演算に用いられる。
　ゲート信号決定部８では電力変換システムの回路構成に基づき出力電圧ベクトルＶ**で表現される電圧をインバータ３から出力するためのゲート信号ｇを決定する。以上が実施形態１からの変更点であり、そのほかの構成については実施形態１の図７と同様である。
　ここで、読み出し部９は出力電圧の切替周期の割り込みで動作するのに対し、予測部７は読み出し部９の複数周期を１周期とする割り込み周期で動作する。指令電圧ベクトル行列前回値Ｖｚ*，指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ*，デッドタイムカウンタ前回値Ｄｚは予測部７の周期の１回遅延、読み出しカウンタ前回値Ｃｚは読み出し部９の周期の１回遅延であるので注意する。
　図１０で重要なのは、予測部７で動的に電流予測演算を行い一度の予測演算で出力電圧の切替周期の複数周期分の電圧ベクトルを決定し、出力することであり構成は図１０に限らない。
　図１１に本実施形態２の電流演算フローチャートを示す。図１１は演算周期Ｔｃａｌｃで動作する。図１１のフローチャートでは、図８と同様に以下を行う。
Ａ）前回指令した電圧ベクトルによる電流変化を電流予測演算によって予測する。
Ｂ）次回以降の出力周期の電圧ベクトルを仮定する。
Ｃ）仮定した電圧ベクトルによる電流変化を電流予測演算によって予測する。
Ｄ）予測電流と仮定した電圧ベクトルを評価する。
Ｅ）評価結果の良い電圧ベクトルを採用し、出力とする。
　本実施形態２ではこのうちＡ，Ｅの内容が実施形態１から変更される。
　２－１では、指令ｄ軸電流ｉｄ*，指令ｑ軸電流ｉｑ*，検出ｄ軸電流ｉｄ，検出ｑ軸電流ｉｑ，検出位相θ，検出電気角速度ωｒ，指令電圧ベクトル行列前回値Ｖｚ*，指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ*，デッドタイムカウンタ前回値Ｄｚを入力する。
　２－２では、入力値を演算の始点時刻ｎ－Ｎｃａｌｃ＋１に決定する。具体的には、Ｖ（ｎ－Ｎｃａｌｃ）＝Ｖｚｚ＊［Ｎｃａｌｃ］、Ｖ（ｎ＋ｂ）＝Ｖｚ＊［ｂ］、ｉｄ（ｎ－Ｎｃａｌｃ＋１）＝ｉｄ、ｉｑ（ｎ－Ｎｃａｌｃ＋１）＝ｉｑ、Ｄ（ｎ－Ｎｃａｌｃ＋１）＝Ｄｚとする。ただし、－Ｎｃａｌｃ≦ｂ≦０である。ここでの離散的な演算時刻の取り扱いは、演算周期が終了してから初めての出力周期がｎ＋１番目の時刻に相当するようにしている。電流、デッドタイムカウンタは始点時刻に代入する。
　入力電圧ベクトル情報は複数出力周期分であり、それを各時刻の電圧ベクトルに代入する。２－２では指令電圧ベクトル行列前回値Ｖｚ*，指令電圧ベクトル行列前々回値Ｖｚｚ*を配列値とみなし配列番号で代入処理を行っている。ただし、ここでの配列の［］の中の数値は［１］であれば１番目の要素を示すようにした。Ｃ言語などの［０］が１番目を示すものとは異なるので注意する。
　デッドタイムカウンタ演算について、ｎ－Ｎｃａｌｃ＋１番目よりも１つ前の電圧ベクトルが必要になる関係上、前々回値の最後の指令もｎ－Ｎｃａｌｃ番目として代入する。これについては、前々回値の電圧ベクトルを最終値のみやり取りするようにしてレジスタ数を削減してもよい。
　２－３，２－４ではデッドタイムカウンタ演算と第１期間（１）、第２期間（２）の電圧決定を行い、それを用いて電流予測演算を行う。これについては、実施形態１の図８の１－６，１－７と同様である。ただし、ｎ－Ｎｃａｌｃ＋１番目からｎ番目までの演算を一般的に表すため、本実施形態２ではｎ＋ａ番目からｎ＋ａ＋１番目を求める形に変更している。２－３，２－４でのａは－Ｎｃａｌｃ＋１以上０以下の整数である。
　２－５では、演算周期中の電流変化をすべて考慮したかどうかで分岐している。まだ考慮していないのであれば、次の時刻の予測演算を行う。すべて考慮したのならば、２－６へ進む。
　２－２～２－５は前述Ａの変更点を表す。実施形態１と異なり、電流サンプリングから演算周期中の複数の出力周期を考慮して、次回以降電圧ベクトルを検討する際の初期値であるｎ番目の時刻の電流を演算している。
　２－６～２－１０は次回出力周期以降の仮定電圧ベクトルについて予測電流を演算し、評価を行う。電圧ベクトルについては予測期間の考慮すべき分岐すべてについて演算を行う。これは、実施形態１の図８の１－５～１－９と同様の処理である。
　２－１１では、評価結果最良の電圧ベクトルを決定する。これも実施形態１の図８の１－１０と同じだが、実施形態１では最低１つの電圧ベクトルを決定すればよかったのに対し、本実施形態２では次回演算周期の出力を決定する関係上、最低Ｎｃａｌｃ個となる。
　２－１２では、採用された電圧ベクトルのｎ＋１番目～ｎ＋Ｎｃａｌｃ番目の時刻のものを指令電圧ベクトル行列Ｖ*に代入する。デッドタイムカウンタは、本実施形態２では２－２～２－５で演算する構成にしたのでｎ＋１番目のみを代入する。
　以上のように２－１１，２－１２の処理には演算周期中の出力周期数Ｎｃａｌｃによって実施形態１から代入個数に変更が生じた。これが、前述したＥの変更点である。なお、Ｎｃａｌｃ個の電圧ベクトルを決定することから、予測期間中の出力周期数Ｎについては、（４５）式の関係が生じる。この式は、Ｎｃａｌｃ個以上の予測を行う必要があることを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000053
 以上が図１１のフローチャートの動作である。このフローチャートの重要な点は、出力期間を２分割した電流予測演算を行うことであり、詳細な構成は図１１に限らない。
　図１２に本実施形態２の読み出し部９のフローチャートを示す。読み出し部９は、カウンタ値を用いて電圧ベクトル行列から１つの電圧ベクトルを読み出す。ここで、読み出し部９は出力周期Ｔｃの割り込みで動作し、予測部７の演算周期Ｔｃａｌｃではない点に注意されたい。読み出しカウンタ値Ｃの１回遅延も出力周期Ｔｃの遅延である。読み出し部９は図１２のフローチャートで動作する。
　図１２の読み出し部９のフローチャートについて述べる。図１２は出力周期Ｔｃで動作する。
　Ｒ－１では、指令電圧ベクトル行列Ｖ*、カウンタ前回値Ｃｚを入力する。
　Ｒ－２では、カウンタ値Ｃにカウンタ前回値Ｃｚを代入している。
　Ｒ－３では、指令電圧ベクトル行列Ｖ*のＣ番目の電圧ベクトルを出力電圧ベクトルＶ**に代入する。
　Ｒ－４では、カウンタ値Ｃに基づく分岐を行う。カウンタ値Ｃが演算周期中の出力周期数Ｎｃａｌｃに達していれば、Ｒ－５でカウンタ値Ｃを１に戻す。カウンタ値ＣがＮｃａｌｃでなければＲ－６にてカウンタ値Ｃを１だけ増加する。
　Ｒ－７では、出力電圧ベクトルＶ**とカウンタ値Ｃを出力する。
　このようにカウンタ値Ｃをループさせつつ指令電圧ベクトル行列Ｖ*のカウンタ値の箇所を出力電圧ベクトルＶ**に設定することで複数周期分の電圧ベクトルから１つの電圧ベクトルを読み出すことができる。
　ただし、入力のカウンタ前回値Ｃｚが１であるタイミングと指令電圧ベクトル行列Ｖ*が更新されるタイミングは同期しているものとする。これを守れない場合、予測部７が想定するのと異なる出力電圧となり予測誤差につながるので注意する。
　このフローチャートの重要な点は、カウンタを用いて複数電圧ベクトルから順に１つの電圧ベクトルを読み出すことであり、詳細な構成は図１２に限らない。
　以上で演算周期１周期に複数出力周期分の電圧ベクトルを決定し、複数の電圧ベクトル情報から出力周期ごとに該当時刻の電圧ベクトルを読み出す構成が示された。この構成を用いれば、実施形態１よりも実装に適した演算周期で高い電流制御性能とできる。
　以上示したように、本実施形態２によれば、図１０，図１１，図１２に基づいて、出力電圧の切替周期を２分割して、出力電圧の切替周期の複数周期分の電流予測をするＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、実施形態１よりも長い演算時間の確保を達成した制御を行うことができる。
　また、先行文献に対しては、デッドタイムと出力電圧の切替周期の比率に左右にされず効果を得られるという利点がある。
　［実施形態３］
　実施形態１では第１期間（１）、第２期間（２）に分割した電流予測演算に（１８）式，（１９）式を用いた。この演算においては精度を重視しており、電流変化量の算出について電流値を用いる項を出力周期中で常に一定とはみなさず、第１期間（１）終了時の電流で第２期間（２）の演算を行う。
　しかし、十分に短い時間であれば電流値を用いる項を出力周期中で一定とみなしても大きな誤差とはならない。したがって、（１８）式，（１９）式を（４６）式，（４７）式としてもよい。（１８）式，（１９）式を再掲しつつ、以下に（４６）式，（４７）式を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000054
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000055
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000056
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000057
 　これらの式は、（４８）式のように簡単化できる。デッドタイムカウンタによる電流予測演算を示した際にも同様の式が登場したが、ここでは一般的な形としている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000058
 　（４８）式は期間（１）終了時点の電流値を演算しなくともｎ＋ａ＋１の時刻の電流を得ることができ、２つの期間の電流予測演算を１度の演算で行うことができる。これにより、演算量が減少できる。
　したがって、本実施形態３では実施形態１で（１８）式，（１９）式を用いていた部分、すなわち図８の１－４，１－８において（４８）式を用いることで、演算量を削減したＭＰＣを行うことができる。
　なお、（４８）式は出力周期とデッドタイム比率がＳ＝１のときに非特許文献２と同じ式になる。しかし、ここでＳの値が動作状態によって変わる場合、例えば電流量によってデッドタイムを可変にすることを考えると、この非特許文献２はＳ＝１以外の場合には対応できない。本実施形態３の数式はデッドタイムについて一般的に検討しており、Ｓ＝１からＳ＝２の関係に動作中に移行した場合もＳを再演算することで対応可能である。したがって、本実施形態３は非特許文献２に対し優位である。
　以上示したように、本実施形態３によれば、図７，図８にて（１８）式，（１９）式を（４８）式に置き換えた構成に基づいて、出力電圧の切替周期を２分割して電流予測をするＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、実施形態１よりも削減した演算量を達成した制御を行うことができる。
　また、先行文献に対しては、デッドタイムと出力電圧の切替周期の比率に左右にされず効果を得られるという利点がある。
　［実施形態４］
　実施形態３と同様の議論は実施形態２に対しても適用可能である。これを本実施形態４とする。
　より具体的に言えば、実施形態２で（１８）式，（１９）式を用いていた部分、すなわち図１１の２－４，２－８において（４８）式を用いることで、演算量を削減したＭＰＣを行うことができる。
　以上示したように、本実施形態４によれば、図１０，図１１，図１２にて（１８）式，（１９）式を（４８）式に置き換えた構成に基づいて、出力電圧の切替周期を２分割して、出力電圧の切替周期の複数周期分の電流予測をするＭＰＣを行うことで、高い電流制御性能、低いスイッチング周波数、実施形態１よりも削減した演算量、実施形態１よりも長い演算時間の確保を達成した制御を行うことができる。
　また、先行文献に対しては、デッドタイムと出力電圧の切替周期の比率に左右にされず効果を得られるという利点がある。
　以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

Claims (7)

  1. 　指令値に基づいて指令電流を生成する上位制御部と、
    　出力電圧の切替周期ごとに複数の仮定電圧ベクトルを設定し、デッドタイムと前記出力電圧の切替周期の比率に応じて前記出力電圧の切替周期を２分割し、その２分割した各期間ごとに前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を求め、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルまたは前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトルまたは指令電圧ベクトル行列とし、前記指令電圧ベクトルまたは前記指令電圧ベクトル行列に基づいてゲート信号を出力するモデル予測制御部と、
    　前記ゲート信号に基づいて駆動制御される電力変換器と、
    　を備えた電力変換システム。
  2. 　前記出力電圧の切替周期は、
    　以下の（９）式によって定められるセット値Ｓに基づいて、第１期間の（Ｔｄｅａｄ－（Ｓ－１）Ｔｃ）と第２期間の（ＳＴｃ－Ｔｄｅａｄ）に２分割される請求項１記載の電力変換システム。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     Ｔｄｅａｄ：デッドタイム
    Ｔｃ：出力電圧の切替周期
    Ｚ：整数集合
  3. 　前記モデル予測制御部は、
    　前記仮定電圧ベクトルを設定し、電流極性と前記仮定電圧ベクトルの変化に基づいてデッドタイム判定を行い、前記デッドタイム判定によりデッドタイムと判定された場合、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ－１個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に基づいて前記仮定電圧ベクトルの前記予測電流を求め、前記仮定電圧ベクトルおよび前記予測電流の評価関数を求め、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルを指令電圧ベクトルとして出力する予測部と、
    　前記指令電圧ベクトルで表現される電圧を電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、
    　を備えた請求項２記載の電力変換システム。
  4. 　前記モデル予測制御部は、
    　予測期間中の各出力電圧の切替周期に複数の前記仮定電圧ベクトルを設定し、電流極性と前記仮定電圧ベクトルの変化に基づいてデッドタイム判定を行い、前記デッドタイム判定によりデッドタイムと判定された場合、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧は、セット値Ｓ－１個の前記出力電圧の切替周期間は前記仮定電圧ベクトルの変化前のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、それ以降の出力電圧の切替周期は前記仮定電圧ベクトルの変化後のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に決定し、前記第１期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧、前記第２期間のｄ軸電圧，ｑ軸電圧に基づいて前記仮定電圧ベクトルの前記予測電流を求め、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を算出し、前記予測期間における前記仮定電圧ベクトルの組み合わせの中から前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトル行列として出力する予測部と、
    　複数の出力電圧の切替周期の前記指令電圧ベクトル行列から今回の出力電圧の切替周期の電圧ベクトルを選択し、出力電圧ベクトルとして出力する読み出し部と、
    　前記出力電圧ベクトルで表現される電圧を前記電力変換器から出力するためのゲート信号を出力するゲート信号決定部と、
    　を備えた請求項２記載の電力変換システム。
  5. 　前記予測電流は以下の（１８）式、（１９）式により算出する請求項３または４記載の電力変換システム。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
     ｉｄ’：ある時刻から第１期間先のｄ軸電流
    ｉｑ’：ある時刻から第１期間先のｑ軸電流
    ｉｄ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｄ軸電流
    ｉｑ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｑ軸電流
    ｉｄ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｄ軸電流
    ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｑ軸電流
    Ｔ１：第１期間
    Ｔ２：第２期間
    Ｔｄｅａｄ：デッドタイム
    Ｔｃ：出力電圧の切替周期
    ｖｄ１：第１期間のｄ軸電圧
    ｖｄ２：第２期間のｄ軸電圧
    ｖｑ１：第１期間のｑ軸電圧
    ｖｑ２：第２期間のｑ軸電圧
    Ｓ：セット値
    Ｒ：巻線抵抗
    Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
    Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
    ωｒ：電気角速度
    ψ：永久磁石鎖交磁束数
  6. 　前記予測電流は以下の（４８）式により算出する請求項３または４記載の電力変換システム。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
     ｉｄ’：ある時刻から第１期間先のｄ軸電流
    ｉｑ’：ある時刻から第１期間先のｑ軸電流
    ｉｄ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｄ軸電流
    ｉｑ（ｎ＋ａ）：ある時刻のｑ軸電流
    ｉｄ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｄ軸電流
    ｉｑ（ｎ＋ａ＋１）：ある時刻から出力電圧の切替周期先の予測ｑ軸電流
    Ｔ１：第１期間
    Ｔ２：第２期間
    Ｔｄｅａｄ：デッドタイム
    Ｔｃ：出力電圧の切替周期
    ｖｄ１：第１期間のｄ軸電圧
    ｖｄ２：第２期間のｄ軸電圧
    ｖｑ１：第１期間のｑ軸電圧
    ｖｑ２：第２期間のｑ軸電圧
    Ｓ：セット値
    Ｒ：巻線抵抗
    Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
    Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
    ωｒ：電気角速度
    ψ：永久磁石鎖交磁束数
  7. 　モデル予測制御により電力変換器を制御する電力変換システムの制御方法であって、
    　上位制御部が、指令値に基づいて指令電流を生成し、
    　モデル予測制御部が、出力電圧の切替周期ごとに複数の仮定電圧ベクトルを設定し、デッドタイムと前記出力電圧の切替周期の比率に応じて前記出力電圧の切替周期を２分割し、その２分割した各期間ごとに前記仮定電圧ベクトルの予測電流を算出し、前記仮定電圧ベクトルと前記予測電流の評価関数を求め、前記評価関数が最上位の前記仮定電圧ベクトルまたは仮定電圧ベクトルの組み合わせを指令電圧ベクトルまたは指令電圧ベクトル行列とし、前記指令電圧ベクトルまたは前記指令電圧ベクトル行列に基づいてゲート信号を出力する電力変換システムの制御方法。
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