JP2013062950A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モデル予測制御を用いる場合、スイッチングモードの更新可能タイミングの都度、スイッチングモードを最適なものに変更することが可能であることから、スイッチングモードの切り替え頻度が高くなるおそれがあること。
【解決手段】予測部３３では、モード設定部３１によって仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じて、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との差ベクトルのノルムが閾値ｒとなるまでの所要時間Ｔｓを予測する。モード決定部３４では、所要時間Ｔｓが最も長いものを最終的なスイッチングモードに決定する。操作部２８では、インバータＩＮＶのスイッチングモードをモード決定部３４の決定に従わせる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、インバータのスイッチング素子のオン・オフによって規定されるスイッチングモードのそれぞれに応じた３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差が最小となるスイッチングモードにてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータが操作されるため、過渡時における指令電流への追従性が三角波比較ＰＷＭ制御によるものと比較して向上する。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。

特開２００８−２２８４１９号公報

ただし、上記モデル予測制御を用いる場合、スイッチングモードの更新可能タイミングの都度、スイッチングモードを最適なものに変更することが可能であることから、スイッチングモードの切り替え頻度が高くなるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードのうち特定のスイッチングモードに関して、前記制御量とその指令値との乖離度合いが規定値に到達するまでに要する所要時間を予測する予測手段と、前記予測手段によって予測される所要時間に基づき、前記スイッチングモードの更新タイミングを設定する更新タイミング設定手段と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、所要時間の予測値に基づき、更新タイミング自体を可変設定することで、スイッチング状態の切り替えタイミングの設定の自由度を向上させることができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記予測手段は、前記スイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記所要時間を予測する処理を行なうものであり、該予測手段による予測結果に基づき、スイッチングモードを評価し、評価の高いスイッチングモードを前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードに決定する決定手段と、該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記決定手段は、前記所要時間が長いスイッチングモードを短いものと比較して高く評価することを特徴とする。

上記発明では、所要時間が長いスイッチングモードの評価を高くすることで、スイッチング状態を切り替えるまでの所要時間が長くなるスイッチングモードを優先的に採用することができ、ひいてはスイッチングモードの切り替え頻度を低減することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記予測手段は、前記スイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記所要時間を予測する処理を行なうものであり、該予測手段による予測結果に基づき、スイッチングモードを評価し、評価の高いスイッチングモードを前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードに決定する決定手段と、該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記決定手段は、前記所要時間と目標時間との乖離が小さいスイッチングモードを大きいものと比較して高く評価することを特徴とする。

上記発明では、スイッチング状態の切り替えタイミング間の時間間隔を目標時間に応じたものとするスイッチングモードの評価が高くなることから、スイッチング周波数を目標時間に応じて制御することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記規定値を、前記回転機のトルクおよび前記回転機の電気角速度の少なくとも一つに応じて可変設定する領域可変手段を備えることを特徴とする。

回転機のトルクが大きいほど、制御量としての電流や、トルク、磁束が大きくなることから、規定値が同一なら、乖離度合いが規定値以下の状態から規定値を上回る状態に移行する時点における制御量とその指令値との誤差割合が小さくなると考えられる。これに対し、トルクが大きいほど規定値を大きくするなら、誤差割合の変動を低減することができる。また、電気角速度が大きいほど、乖離度合いが規定値以下の状態から規定値を上回る状態に移行するのに要する時間が長くなる傾向にある。このため、電気角速度は規定値が同一である場合の所要時間に影響を及ぼすパラメータである。このため、電気角速度に応じて規定値を可変設定するなら、所要時間と誤差割合とを好適に調整することができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記指令値との乖離度合いが規定値に到達するまでに要する所要時間を定める制御量は、固定２次元座標系において表現されるものであり、前記指令値を前記固定２次元座標系の原点としたときに前記規定値以下の領域を定める閉曲線について、該閉曲線と２点で交わる直線のうち２点間の長さを最大とする直線の角度を可変設定する角度可変手段を備えることを特徴とする。

一般に、制御量とその指令値との差の変位速度は、たとえば低回転速度領域等、電圧利用率が低い領域においては、スイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応する場合に最も遅くなる傾向がある。このことは、ゼロ電圧ベクトルにおいては制御量とその指令値との差が閉曲線内に留まる時間を長くできることを意味する。ただし、この際の上記差の変化方向は、電力変換回路の出力電圧の平均値に応じて変化する。上記発明では、この点に鑑み、角度を可変とすることで、上記変化方向に平行な直線と閉曲線との交わる２点間の距離を極力長くすることができる。これにより、電圧利用率が低い領域において上記変化速度が最も遅くなるゼロ電圧ベクトルの利用率を向上させ、制御量とその指令値との差が規定値以下に留まる時間を伸長することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記指令値との乖離度合いが規定値に到達するまでに要する所要時間を定める制御量は、ｄ軸電流成分およびｑ軸電流成分、トルクおよび磁束、トルクおよびｄ軸電流、ならびにトルクおよびｑ軸電流のいずれかを２つの成分とするものであることを特徴とする。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記予測手段は、前記スイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記所要時間を予測する処理を行なうものであり、該予測手段による予測結果に基づき、スイッチングモードを評価し、評価の高いスイッチングモードを前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードに決定する決定手段をさらに備え、前記決定手段は、前記制御量とその指令値との乖離度合いが前記規定値を上回って且つ、前記予測手段による予測結果に基づき前記制御量とその指令値との乖離度合いを上限時間以内に前記規定値以下とすることができないと判断される場合、前記制御量とその指令値との乖離を小さくするスイッチングモードの評価を高くすることを特徴とする。

上記発明では、上限時間以内に規定値以下とすることができないと判断される場合、制御量とその指令値との乖離を小さくするスイッチングモードの評価を高くすることで、制御量とその指令値と乖離度合いが規定値よりも大きい状態を極力早期に解消することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の発明において、前記予測手段は、前記所要時間の予測処理を所定周期で行なうことで、予測される所要時間を前記所定周期で更新することを特徴とする。

所要時間の算出に際して、指令値に対する制御量の相対変化を線形近似等によって近似する場合等にあっては、所要時間が長いほど所要時間の予測誤差が大きくなりやすい。この点、上記発明では、所要時間を更新することで所要時間をより高精度なものとすることができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチングモードを示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるスイッチングモードの仮設定候補を示す図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 第３の実施形態にかかる許容領域を示す図。 第４の実施形態にかかる許容領域を示す図。 第５の実施形態にかかる許容領域を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 同実施形態の解決課題を示す図。 同実施形態の解決課題を示す図。 第６の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第７の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴ＊を実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、スイッチングモードを複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、インバータＩＮＶの実際のスイッチングモードを決定するモデル予測制御を行う。

上記スイッチングモードは、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ￥＃のそれぞれがオンであるかオフであるかを示すものであり、図２（ａ）に示される８通りのスイッチングモード０〜７からなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となるスイッチングモードがスイッチングモード７である。これらスイッチングモード０，７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルとするものである。これに対し、残りの６つのスイッチングモード１〜６は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとするものである。

図２（ｂ）に、各スイッチングモード０〜７のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を示す。電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、スイッチングモード０〜７のそれぞれにおけるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを示すものである。なお、図示されるように、スイッチングモード１，３，５のそれぞれに対応する電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

ここで、モデル予測制御について詳述する。

先の図１に示す電流センサ１６によって検出された実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、回転角度センサ１４によって検出される回転角度（電気角θ）は、速度算出部２４の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２６は、要求トルクＴ＊を入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を出力する。これら指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊、実電流ｉｄ，ｉｑ、電気角速度ωおよび電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定し、操作部２８に出力する。操作部２８では、入力されたスイッチングモードに基づき、上記操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。モード設定部３１では、先の図２（ａ）に示したインバータＩＮＶのスイッチングモードを仮設定する。この処理は、実際には、スイッチングモードに対応する電圧ベクトルを仮設定する処理となる。ｄｑ変換部３２では、モード設定部３１によって仮設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、モード設定部３１において仮設定された電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば上側アームがオンである場合を「ＶＤＣ／２」として且つ下側アームがオンである場合を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２，−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶのスイッチングモードをモード設定部３１によって仮設定される状態とした場合について、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との差ベクトルのノルムが閾値ｒとなるまでの所要時間Ｔｓを予測する。この予測は、モード設定部３１によって仮設定される複数通りのスイッチングモードのそれぞれについて行われる。

一方、モード決定部３４では、所要時間Ｔｓを入力として、インバータＩＮＶのスイッチングモードを決定する。こうして決定されたスイッチングモードに基づき、操作部２８では、操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。

上記予測部３３では、以下の式（ｃ１），（ｃ２）にて表現されるモデル式に基づき予測処理を行なう。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ …（ｃ２）
ここで、抵抗Ｒ、電機子鎖交磁束定数φ、ｄ軸の定常インダクタンスＬｄｓ、ｄ軸の過渡インダクタンスＬｄｔ、ｑ軸の定常インダクタンスＬｑｓ、ｑ軸の過渡インダクタンスＬｑｔを用いた。なお、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の導出については、本明細書の最後部の「備考欄」に与えてある。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、後述する処理によって設定されるスイッチングモードの更新タイミング直前であるか否かを判断する。そして、ステップＳ１０において直前であると判断される場合、ステップＳ１２において、インバータＩＮＶの平均的な出力電圧ベクトルである平均電圧ベクトル（ｖｄａ０，ｖｑａ０）を算出する。これは、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔの項を除いた式に、上記更新タイミングにおける実電流ｉｄ０，ｉｑ０の予測値（予測手法は後述）を代入した以下の式（ｃ３）、（ｃ４）にて算出することができる。
ｖｄａ０＝Ｒ・ｉｄ０−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ０ …（ｃ３）
ｖｑａ０＝Ｒ・ｉｑ０＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ０＋ω・φ …（ｃ４）
続くステップＳ１４〜Ｓ２０においては、更新タイミングにおけるスイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を複数通りに仮設定した場合のそれぞれについて、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との差ベクトルのノルムが閾値ｒとなるまでの所要時間Ｔｓを予測する。換言すれば、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する乖離が許容される許容領域内に実電流ｉｄ，ｉｑが留まる時間を予測する。すなわち、まずステップＳ１４において、スイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を仮設定する。続くステップＳ１６においては、仮設定される電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に応じたインバータＩＮＶの瞬時電圧ベクトル（ｖｄ（ｎ＋１），ｖｑ（ｎ＋１））を算出する。これは、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）と平均電圧ベクトル（ｖｄａ０，ｖｑａ０）との差として算出される。ちなみに、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）のｄｑ軸成分は、最新の電気角θ（ｎ）に基づき算出すればよい。

続くステップＳ１８においては、所要時間Ｔｓを算出する。これは、以下のようにして行なうことができる。

電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）としたことによる電流の変化は、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を、平均電圧ベクトル（ｖｄａ０，ｖｑａ０）と瞬時電圧ベクトル（Δｖｄ（ｎ＋１），Δｖｑ（ｎ＋１））とに分解し、瞬時電圧ベクトル（Δｖｄ（ｎ＋１），Δｖｑ（ｎ＋１））と、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）の過渡インダクタンスの項とが等しいとした下記の式（ｃ５），（ｃ６）を用いて算出することができる。
Δｖｄ＝Ｌｄｔ・（ｄｉｄ／ｄｔ） …（ｃ５）
Δｖｑ＝Ｌｑｔ・（ｄｉｑ／ｄｔ） …（ｃ６）
詳しくは、上記の式（ｃ５），（ｃ６）を所要時間Ｔｓにおいて離散化した下記の式（ｃ７），（ｃ８）にて算出することができる。
ｉｄｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｓ・（Δｖｄ（ｎ＋１））／Ｌｄｔ＋ｉｄ０ …（ｃ７）
ｉｑｅ（ｎ＋１）
＝Ｔｓ・（Δｖｑ（ｎ＋１））／Ｌｑｔ＋ｉｑ０ …（ｃ８）
したがって、以下の式（ｃ９）が成立する。

上記の式（ｃ９）に示した２次方程式を解くことで所要時間Ｔｓを算出することができる。

なお、閾値ｒを、本実施形態では、要求トルクＴ＊、電気角速度ω、および電源電圧ＶＤＣに応じて可変設定する。ここで、要求トルクＴ＊に応じて閾値ｒを可変設定するのは、モータジェネレータ１０を流れる電流の誤差割合の変動を抑制するためである。すなわち、要求トルクＴ＊が大きいほど、モータジェネレータ１０を流れる電流が大きくなることから、閾値ｒが同一なら、モータジェネレータ１０を流れる電流の指令電流に対する誤差が指令電流に占める割合である誤差割合が小さくなる。このため、要求トルクＴ＊が大きくなるほど閾値ｒを大きくすることで、誤差割合の変動を抑制する。

一方、上記電気角速度ωに応じて閾値ｒを可変設定するのは、スイッチングモードの切り替え頻度と制御性との好適な両立を図るためである。すなわち、閾値ｒを固定すると、電気角速度ωが小さいほど所要時間Ｔｓは短くなる傾向があり、スイッチングモードの切り替え頻度が上昇する。このため、制御性の低下を抑制しつつスイッチングモードの切り替え頻度が過度に大きくならないように、電気角速度ωに応じて閾値ｒを可変設定する。

また、上記電源電圧ＶＤＣに応じて閾値ｒを可変設定するのも、スイッチングモードの切り替え頻度と制御性との好適な両立を図るためである。すなわち、閾値ｒを固定すると、電源電圧ＶＤＣが大きいほど所要時間Ｔｓは短くなる傾向があり、スイッチングモードの切り替え頻度が上昇する。このため、制御性の低下を抑制しつつスイッチングモードの切り替え頻度が過度に大きくならないように、電源電圧ＶＤＣに応じて閾値ｒを可変設定する。

上記ステップＳ１８の処理が完了すると、ステップＳ２０において、スイッチングモード０〜７の全てについて所要時間Ｔｓを算出したか否かを判断する。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合、ステップＳ１４に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２２において、スイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を決定する。これは、ステップＳ１８において算出された所要時間Ｔｓが一番長いものに対応するスイッチングモードを選択する処理となる。

続くステップＳ２４においては、スイッチングイモードの更新タイミングであるか否かを判断する。ここで、更新タイミングは、基本的には、現在のスイッチングモードをステップＳ２２の処理によって選択決定した際に、ステップＳ１８において算出された所要時間Ｔｓによって定まるものである（厳密には、これと相違することがあるがこれについては図４の説明において記載する）。そして更新タイミングであると判断される場合、ステップＳ２６において、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルを電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とすべくスイッチングモードを更新するとともに、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）等の指定変数ｎを「１」デクリメントすることでこれを更新する。さらに、所要時間Ｔｓ経過時の電流ベクトル（ｉｄ０，ｉｑ０）を、ステップＳ１６において算出された瞬時電圧ベクトル（Δｖｄ（ｎ＋１），Δｖｑ（ｎ＋１））やステップＳ１８において算出された所要時間Ｔｓに応じて更新する。これは、上記の式（ｃ７），（ｃ８）を用いて行なうことができる。

なお、上記ステップＳ２６の処理が完了する場合やステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

上記態様にて所要時間Ｔｓを予測することで、所要時間Ｔｓの経過時をスイッチングモードの更新タイミングとすることができる。ただし、所要時間Ｔｓが長くなるほど、所要時間Ｔｓの予測精度が低下する懸念がある。特に、上記の式（ｃ７），（ｃ８）のように、電流の変化を線形近似する場合においては、予測精度の低下の懸念も大きくなる。このため、本実施形態では、所定の長さを有する制御周期Ｔｃ毎に、所要時間Ｔｓを再算出することで、更新タイミングを更新する。

図４に、上記更新処理の手順を示す。この処理は、制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、モード更新タイミング直前であるか否かを判断し、否定判断される場合、ステップＳ３２に移行する。ステップＳ３２においては、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出する。続くステップＳ３４では、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）に基づき、平均電圧ｖｄａ（ｎ），ｖｑａ（ｎ）を算出する。そして、ステップＳ３６では、平均電圧ｖｄａ（ｎ），ｖｑａ（ｎ）と、現在の電圧ベクトルＶ（ｎ）とに基づき、瞬時電圧Δｖｄ（ｎ），ｖｑ（ｎ）を算出する。続くステップＳ３８では、制御周期Ｔｃ経過時の予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この処理は、上記の式（ｃ７），（ｃ８）と同様の式に基づき行なうことができる。そして、ステップＳ４０においては、ステップＳ３２の処理時から制御周期Ｔｃだけ経過した時点を基準として、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流との差ベクトルのノルムが閾値ｒとなるまでの所要時間Ｔｓを予測することで、前回算出された所要時間Ｔｓを更新する。続くステップＳ４２においては、ステップＳ４０において更新された所要時間Ｔｓの経過時における電流ｉｄ０，ｉｑ０を算出し、前回算出された電流ｉｄ０，ｉｑ０の更新値とする。

図５〜図９に、本実施形態の効果を示す。図５（ａ）に示されるように、本実施形態では、図５（ｂ）に示される比較例と比較して、スイッチング状態の切り替え回数（ＳＷ回数）やスイッチングモードの遷移回数を低減することができる。ここで比較例とは、スイッチングモードの更新可能タイミングを制御周期Ｔｃによって定める従来のモデル予測制御において、スイッチング回数を低減すべく、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との差が閾値ｒ以下であることを条件に予測電流の変化速度が小さいスイッチングモードを採用した例である。

図６に、指令電流と実際の電流との差ベクトルのノルムが閾値ｒとなる領域（一対の円間の領域）と実電流ｉｄ，ｉｑの挙動とを示す。図６（ａ）に示されるように、本実施形態は、上述した比較例（図６（ｂ））と同様の制御性を保っている。なお、図中、上記領域から外れている軌跡は、制御開始時直後において実電流ｉｄ，ｉｑが指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に追従する過渡的な軌跡である。

図７に、ｄｑ軸上における原点を指令電流に一致させた場合についてスイッチングモードの更新可能タイミングにおける実電流ｉｄ，ｉｑを示す。なお、図に示す円は、閾値ｒを半径とするものである。図７（ａ）に示されるように、本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との差が閾値ｒとなる時点でスイッチングモードが変更されるのに対し、図７（ｂ）に示される上記比較例の場合には、制御周期Ｔｃ経過時における任意の電流値でスイッチングモードの変更が可能とされる。

図８は、スイッチングモードの更新可能タイミングを示す。

図９は、スイッチングモードの更新時における電流の予測値を、そのときの実際の電流値を原点としてプロットしたものである。図９（ａ）に示されるように、本実施形態では、予測時と電流（ｉｄ０，ｉｑ０）の予測対象となるタイミングとの時間間隔が長いにもかかわらず、上記比較例（図９（ｂ））と比較して、予測誤差に顕著な相違は生じない。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との差ベクトルのノルムが閾値ｒに到達するまでに要する所要時間Ｔｓを予測し、所要時間Ｔｓが最も長いスイッチングモードをインバータＩＮＶの実際のスイッチングモードに採用した。これにより、スイッチングモードの切り替え頻度を低減することができる。

（２）閾値ｒを、要求トルクＴ＊に応じて可変設定した。これにより、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との誤差についての指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊に対する割合の変動を低減することができる。

（３）閾値ｒを、電気角速度ωに応じて可変設定した。これにより、所要時間Ｔｓと誤差割合とを好適に調整することができる。

（４）閾値ｒを、電源電圧ＶＤＣに応じて可変設定した。これにより、所要時間Ｔｓと誤差割合とを好適に調整することができる。

（５）所要時間Ｔｓを制御周期Ｔｃ毎に更新した。これにより、所要時間Ｔｓをより高精度なものとすることができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、先の図３のステップＳ１４において仮設定されるスイッチングモードを、現在のスイッチングモードからスイッチング状態が切り替えられるモータジェネレータ１０の端子数が「１」以下となるものに制限する。詳しくは、現在のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ）が有効電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝１〜６）である場合、仮設定されるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、電圧ベクトルＶｉ−１、Ｖｉ，Ｖｉ＋１（ｉ：ｍｏｄ ６）とするか、ゼロ電圧ベクトルとする。ただし、ゼロ電圧ベクトルとしては、「Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ（ｋ＝１〜３）」であるなら、ゼロ電圧ベクトルＶ７を選択し、「Ｖ（ｎ）＝Ｖ２ｋ−１」であるなら、ゼロ電圧ベクトルＶ０を選択する。図１０（ａ）に、「Ｖ（ｎ）＝Ｖ１」の場合について、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として仮設定可能な４つの電圧ベクトルを示した。また、現在のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルＶ０である場合、図１０（ｂ）に示すように、仮設定されるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、奇数の電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５またはゼロ電圧ベクトルＶ０とする。さらに、現在のスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ）がゼロ電圧ベクトルＶ７である場合、図１０（ｃ）に示すように、仮設定されるスイッチングモードに対応する電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、偶数の電圧ベクトルＶ２，Ｖ４，Ｖ６またはゼロ電圧ベクトルＶ７とする。

図１１〜図１５に、本実施形態の効果を示す。なお、図１１〜図１５のそれぞれは、図５〜図９のそれぞれに対応している。

図１１に示されるように、本実施形態では、スイッチングモードの遷移回数については上記第１の実施形態よりも増加するものの、スイッチング状態の切替回数については同等（わずかに低減）とすることができる。そして、図１２、図１３等に示されるように、制御性の低下も生じない。したがって、制御性の低下を生じさせることなく、スイッチング状態の切り替えに伴うサージ電圧を低減することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかる指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが規定値以下となる領域を示す。図示されるように、本実施形態では、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を中心とする楕円によって囲われる領域内に実電流ｉｄ，ｉｑが留まっている時間を所要時間Ｔｓとして算出する。これは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１）と指令電流ｉｄ＊との差の２乗と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋１）と指令電流ｉｑ＊との差の２乗との加重平均処理値を閾値ｒの２乗とすることで実現することができる。ちなみに、図１６においては、ｄ軸方向成分の方がその指令電流ｉｄ＊との乖離として許容される量が大きくなるような楕円（ｄ軸方向を長軸方向とする楕円）を例示している。これは、単位時間当たりのｄ軸電流の変化量の方がｑ軸電流の変化量よりも大きい動作点における楕円を例示したためである。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかる指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが規定値以下となる領域を示す。図示されるように、本実施形態では、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊を中心とする長方形によって囲われる領域内に実電流ｉｄ，ｉｑが留まっている時間を所要時間Ｔｓとして算出する。すなわち、指令電流ｉｄ＊とのｄ軸方向の乖離量がＩｄｈｙｓ以下となって且つ指令電流ｉｑ＊とのｑ軸方向の乖離量がＩｑｈｙｓ以下となる領域に留まっている時間を所要時間Ｔｓとして算出する。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑの指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊からの乖離量の上限値を定める領域の境界と２点で交わる直線の２点間の距離が最大となる直線の角度を可変設定する。これは、たとえば低回転速度領域等、電圧利用率の低い領域においてゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７に対応するスイッチングモード０，７に留まる時間を極力長くすることで、スイッチングモードの切り替え頻度をいっそう低減することを狙ったものである。すなわち、電圧利用率が低い場合、ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の採用時においては、有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の採用時と比較して、実電流ｉｄ，ｉｑの変化速度の絶対値が小さくなる傾向がある。このため、ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の採用時における実電流ｉｄ，ｉｑの変化の軌跡が、上記最大とする直線に一致する場合には、スイッチングモードの切り替え頻度を好適に低減することができると考えられる。本実施形態では、この点に鑑み、上記直線の傾きを上記ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の採用時における実電流ｉｄ，ｉｑの変化方向に一致させる。

図１８に、本実施形態にかかる指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが規定値以下となる領域を示す。

図示されるように、本実施形態では、以下の４つの方程式によって囲われる領域を規定値以下となる領域とする。

ｉｄ＝ａ１・ｉｄ＋ｂ１ …（ｃ１０）
ｉｄ＝ａ１・ｉｄ＋ｂ２ …（ｃ１１）
ｉｑ＝ａ２・ｉｑ＋ｂ３ …（ｃ１２）
ｉｑ＝ａ２・ｉｑ＋ｂ４ …（ｃ１３）
ここで、傾きａ１と傾きａ２とを直交させて且つ、傾きａ１は、ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７採用時における電流の変化方向に定める。ここで、傾きａ１は、「（ｄｉｑ／ｄｔ）／（ｄｉｄ／ｄｔ）」であることに鑑み、上記の式（ｃ５），（ｃ６）の瞬時電圧Δｖｄ，Δｖｑに平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）の符号を変えたものを代入することで算出することができる。すなわち、下記の式（ｃ１４）として算出することができる。
ａ１
＝Ｌｄｔ・（Ｒ・ｉｑ＋ω・Ｌｄｓ・ｉｄ＋ω・φ）
／｛Ｌｑｔ・（Ｒ・ｉｄ−ω・Ｌｑｓ・ｉｑ）｝ …（ｃ１４）
図１９、図２０に、本実施形態の効果を示す。ここで、図１９（ａ）、図２０（ａ）は、それぞれ三角波比較ＰＷＭ処理におけるゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７採用時の電流挙動を示している。三角波比較ＰＷＭ処理においては、指令電圧とキャリアとの大小で決まる所定期間の間ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用され、それに引き続く有効電圧ベクトルの採用期間においてゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７採用時の電流の変化量と符号が逆で同程度の量だけ電流が変化する。これに対し、図１９（ｂ）,図２０（ｂ）に示す本実施形態にかかる例では、三角波比較ＰＷＭ処理と同一の電流軌跡にはならないものの、ゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７採用時の電流の変化の軌跡を三角波比較ＰＷＭ処理と同等とすることができる。

これに対し、図２１、図２２には、先の第４の実施形態における電流の軌跡を示す。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが規定値を上回る状態が長時間継続されると判断される場合、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが最小となるスイッチングモードに切り替える。

図２３に、上記切り替え処理の手順を示す。この処理は、たとえば制御周期Ｔｃでくり返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、先の図４のステップＳ３２において検出された実電流ベクトル（ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ））と指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）との差ベクトルのノルムが閾値ｒよりも大きくて且つ、所要時間Ｔｓが上限時間Ｔｔｈを超えるか否かを判断する。この処理は、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との乖離度合いが最小となるスイッチングモードに切り替えるか否かを判断するためのものである。なお、所要時間Ｔｓが上限時間Ｔｔｈを上回る状況としては、上記の式（ｃ９）によって表現される所要時間Ｔｓの２次方程式の判別式が負となることで、所要時間Ｔｓの解がない場合も含まれる。

続くステップＳ５２においては、先の図４のステップＳ３８において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）に基づき平均電圧ベクトル（ｖｄａ（ｎ＋１），ｖｑａ（ｎ＋１））を算出する。続くステップＳ５４〜Ｓ５８では、スイッチングモード０〜７のそれぞれに応じた予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ここでは、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を、仮設定されたスイッチングモードの採用時から制御周期Ｔｃ経過時の電流の予測値とする。続くステップＳ６０においては、スイッチングモード（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））を決定する処理を行う。ここでは、評価関数Ｊによる評価の最も高い電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。評価関数Ｊは、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなるものである。本実施形態では、評価関数Ｊとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトル（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトル（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルと予測電流ベクトルとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。

ちなみに、ステップＳ５８において肯定判断される時点で、スイッチングモード０〜７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。

続くステップＳ６２においては、電圧ベクトルや電流、電気角のサンプリング番号の指定変数ｎを「１」ずつ減少補正することで、指定変数ｎを更新し、この一連の処理を一旦終了する。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、目標時間Ｔｔに最も近似する所要時間Ｔｓに対応するスイッチングモードを選択する。これは、スイッチング周波数を制御することを狙ったものである。これにより、たとえば可聴周波数帯域の音圧分布を制御してノイズの音色を制御するなどすることができる。

図２４に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図２４において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ２０において肯定判断される場合、ステップＳ２２ａにおいて、ステップＳ１４において仮設定された電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）のうち、所要時間Ｔｓと目標時間Ｔｔとの差の絶対値が最小となるものを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に決定する。ここで、目標時間Ｔｔは、たとえば、スイッチング周波数を所望に制御するためのパラメータとなる。目標時間Ｔｔの設定によって、スイッチング周波数を制御することができ、ひいてはスイッチング操作に起因した音圧分布を制御したり、スイッチング損失を制御したりすることができる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「決定手段について」
上記各実施形態において例示したものに限らない。たとえば、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊と実電流ｉｄ，ｉｑとの差の積分要素の出力の絶対値と、許容領域から外れるまでの時間の長さとのそれぞれに重み係数を乗算して加算した値（加重平均処理値）が最も小さくなるスイッチングモードに決定するものであってもよい。これにより、実電流ｉｄ，ｉｑと指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊との定常的な乖離を小さくすることができる。

「更新タイミング設定手段について」
所要時間Ｔｓの経過時をスイッチングモードの更新タイミングとするものに限らない。たとえば、所要時間Ｔｓの経過時と、実電流ｉｄ，ｉｑが許容領域の境界のうちから外にでるタイミングとのいずれか早い方のタイミングを更新タイミングとしてもよい。

「領域可変手段について」
許容領域を定義する制御量の絶対値と相関を有するパラメータとしては、要求トルクＴ＊に限らず、実電流ｉｄ，ｉｑや、実電流ｉｄ，ｉｑから推定されるトルク等であってもよい。また、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅや、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅから推定されるトルク等であってもよい。

制御量が許容領域の境界から外れるまでの時間の長さと相関を有するパラメータとしては、電気角速度ωおよび電源電圧ＶＤＣに限らず、たとえばこれらの一方であってもよい。

なお、許容領域を可変とするために用いるパラメータとしては、３つに限らない。

「角度可変手段について」
スイッチングモードがゼロ電圧ベクトルに対応するときにおける実電流の変化方向ベクトルを長方形の辺に平行とするものに限らない。たとえば、長辺と変化方向ベクトルとのなす角度を「４５°」未満（より望ましくは「１０°」未満）としてもよい。この場合であっても、ゼロ電圧ベクトルにて表現されるスイッチングモードが採用される期間を長くすることができる。

角度を可変とする対象となる許容領域としては、長方形に限らず、楕円等であってもよい。ここで、楕円を採用する場合には、長軸と変化方向ベクトルとのなす角度を「４５°未満」とすればよい（より望ましくは平行とすればよい）。なお、角度可変手段の適用対象として有効な許容領域は、指令値との差がゼロとなる点を通る複数の直線のそれぞれと許容領域との一対の交点のそれぞれとの距離が、互いに相違しうるものと考えられる。

角度を可変設定するためのパラメータとしては、電気角速度ωおよび実電流ｉｄ，ｉｑに限らない。たとえば、電気角速度ωおよび指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊であってもよい。またたとえば、要求トルクＴ＊および電気角速度ωであってもよい。ここで、要求トルクＴ＊は、指令電流設定部２６の入力パラメータであることから、電流情報を含むパラメータである。さらに、これらの各パラメータに限らず、ゼロ電圧ベクトルであるときにおいて検出される実電流の変化方向に基づき角度を可変としてもよい。

「２次元座標系について」
ｄ軸およびｑ軸の電流によって定義されるものに限らない。たとえば、トルクおよび磁束や、トルクおよびｄ軸電流、トルクおよびｑ軸電流のいずれかであってもよい。

ここで、トルクおよび磁束の場合について所要時間Ｔｓを導くための手法を記載する。予測トルクＴｅ（ｎ＋１）と予測磁束ノルムΦｅ（ｎ＋１）とは、以下の式（ｃ１５），（ｃ１６）にて表現される。

これらの式に上記の式（ｃ７），（ｃ８）を代入したものを、以下の式（ｃ１７）に代入することで、所要時間Ｔｓの４次方程式が得られる。

ここで、係数Ｋは、トルクと磁束ノルムとの絶対値が相違することに鑑み、それらの誤差割合の相違を低減するために設けたものである。

「予測手段について」
モデル式として、本明細書最後部の備考欄に記載されている式（ｃ２３），（ｃ２４）を用いるものであってもよい。

所定周期Ｔｃで所要時間Ｔｓを更新するものに限らない。また、制御量の変化を線形近似するものにも限らない。

「仮設定されるスイッチングモードについて」
スイッチングモード０〜７の全てとしたり、スイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものにしたりするものに限らず、たとえば「２」以下となるものであってもよい。

「回転機について」
回転機としては、３相回転機に限らず、５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。

上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。

回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

「そのほか」
直流電圧源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路としては、回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路（インバータＩＮＶ）に限らない。例えば、多相回転機の各相に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加する電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧のそれぞれを印加するための電力変換回路としては、例えば特開２００６−１７４６９７号公報に例示されているものがある。
＜備考＞
上記の式（ｃ１）、（ｃ２）を導出について説明する。３相の電圧方程式は、ｕｖｗ相の鎖交磁束Φｕ，Φｖ，Φｗを用いた以下の式（ｃ１８）〜（ｃ２０）にて表現される。
ｖｕ＝Ｒ・ｉｕ＋（ｄΦｕ／ｄｔ） …（ｃ１８）
ｖｖ＝Ｒ・ｉｖ＋（ｄΦｖ／ｄｔ） …（ｃ１９）
ｖｗ＝Ｒ・ｉｗ＋（ｄΦｗ／ｄｔ） …（ｃ２０）
上記の式（ｃ１８）〜（ｃ２０）をｄｑ変換することで、ｄｑ軸上の鎖交磁束Φｄ，Φｑを用いた以下の式（ｃ２１），（ｃ２２）が得られる。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋（ｄΦｄ／ｄｔ）−ω・Φｑ …（ｃ２１）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋（ｄΦｑ／ｄｔ）＋ω・Φｄ …（ｃ２２）
上記の式の「ｄΦｄ／ｄｔ＝（ｄΦｄ／ｄｉｄ）・（ｄｉｄ／ｄｔ）」において「ｄΦｄ／ｄｉｄ＝Ｌｄｔ」と定義することで、ｄ軸の過渡インダクタンスＬｄｔを得ることができる。同様に、「ｄΦｑ／ｄｔ＝（ｄΦｑ／ｄｉｑ）・（ｄｉｑ／ｄｔ）」において「ｄΦｑ／ｄｉｑ＝Ｌｑｔ」と定義することで、ｑ軸の過渡インダクタンスＬｑｔを得ることができる。また、「Φｄ＝Ｌｄｓ・ｉｄ＋φ」とする定義することでｄ軸の定常インダクタンスＬｄｓを得ることができ、「Φｑ＝Ｌｑｓ・ｉｑ」とする定義することでｑ軸の定常インダクタンスＬｄｓを得ることができる。なお、ここで、ｄ軸の鎖交磁束Φｄにおいてｄ軸電流に比例しない定数項φは、永久磁石による鎖交磁束の項である。

上記過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔは、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓと比較して小さい値となる。これは、電流が大きくなることで磁気飽和現象によって電流の増加に対する磁束の増加速度が小さくなるためである。なお、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔや、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓはモータジェネレータ１０を流れる電流に応じて可変設定することが望ましい。

ちなみに、ここでのインダクタンスの変更は、下記の式（ｃ２３），（ｃ２４）のモデル式を用いた従来のモデル予測制御において、インダクタンスを変更する場合と等価ではない。
ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ＋Ｌｄ・（ｄｉｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ２３）
ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋Ｌｑ・（ｄｉｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ωφ …（ｃ２４）
上記の式（ｃ２３），（ｃ２４）を用いたモデル予測制御では、磁気飽和現象が顕著となる領域において、高精度に電流を予測するインダクタンスを一義的に定めることができない。これは、上記の式（ｃ２３），（ｃ２４）が、鎖交磁束と電流との比が変化することを適切に表現できないからである。こうした事情は、従来の三角波比較ＰＷＭ処理を用いる場合には生じない。なぜなら、三角波比較ＰＷＭ処理を行なう場合における電流フィードバック制御の操作量としての指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊は、本実施形態における平均電圧ベクトル（ｖｄａ，ｖｑａ）に相当するものであるからである。このため、トルクや電流に応じて上記の式（ｃ２３），（ｃ２４）におけるインダクタンスが変化することに鑑み、フィードバックゲイン等を変更することで制御性を維持することができるという事情がある。このことは、上記の式（ｃ１），（ｃ２）を用いたモデル予測制御において、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓを可変設定することで、平均電圧ｖｄａ，ｖｑａを高精度に算出できることに対応している。

従来の三角波ＰＷＭ制御とモデル予測制御との大きな相違点は、モデル予測制御では、瞬時電圧に応じた制御量（電流）の変化量の算出精度が制御性に直接影響を及ぼすという点にある。そしてこの事情こそが、上記の式（ｃ２１），（ｃ２２）を用いて、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓに加えて、過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを定義する必要を生じさせたものである。ここで留意すべきは、定常インダクタンスＬｄｓ，Ｌｑｓに加えて過渡インダクタンスＬｄｔ，Ｌｑｔを定義するうえで利用可能な式は、上記の式（ｃ２３），（ｃ２４）において、「Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ，Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ」と定義して得られる式とは相違するということである。なぜなら、上記の式（ｃ２３），（ｃ２４）は、たとえば「埋め込み磁石同期モータの設計と制御：武田ら著、オーム社」に記載されているように、３相の電圧方程式において、各相のインダクタンスを「Ｌｕ＝ｌ＋Ｌｃｏｓ２θ」等と定義して導出されるものであり、インダクタンスが電流に依存することを前提としたモデルではないからである。

このように、本実施形態におけるモデル予測制御に用いる上記の式（ｃ１），（ｃ２）は、従来のモデル予測制御において用いられていた上記の式（ｃ２３），（ｃ２４）の変更、修正によって導出されるものではない。上記の式（ｃ１），（ｃ２）を用いた本実施形態にかかるモデル予測制御は、上記の式（ｃ２３），（ｃ２４）を利用するモデル予測制御においてインダクタンス等を様々に変更することによっては制御性の向上が困難との知見に基づき、モデル式自体を根本的に見直した結果構築されたものである。

１０…モータジェネレータ、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (8)

1. 互いに相違する電圧値の電圧のそれぞれを印加する各別の電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオン・オフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれがオン状態であるかオフ状態であるかを示すスイッチングモードのうち特定のスイッチングモードに関して、前記制御量とその指令値との乖離度合いが規定値に到達するまでに要する所要時間を予測する予測手段と、
   前記予測手段によって予測される所要時間に基づき、前記スイッチングモードの更新タイミングを設定する更新タイミング設定手段と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記予測手段は、前記スイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記所要時間を予測する処理を行なうものであり、
   該予測手段による予測結果に基づき、スイッチングモードを評価し、評価の高いスイッチングモードを前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードに決定する決定手段と、
   該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記決定手段は、前記所要時間が長いスイッチングモードを短いものと比較して高く評価することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記予測手段は、前記スイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記所要時間を予測する処理を行なうものであり、
   該予測手段による予測結果に基づき、スイッチングモードを評価し、評価の高いスイッチングモードを前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードに決定する決定手段と、
   該決定されたスイッチングモードとなるように前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記決定手段は、前記所要時間と目標時間との乖離が小さいスイッチングモードを大きいものと比較して高く評価することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記規定値を、前記回転機のトルクおよび前記回転機の電気角速度の少なくとも一つに応じて可変設定する領域可変手段を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
5. 前記指令値との乖離度合いが規定値に到達するまでに要する所要時間を定める制御量は、固定２次元座標系において表現されるものであり、
   前記指令値を前記固定２次元座標系の原点としたときに前記規定値以下の領域を定める閉曲線について、該閉曲線と２点で交わる直線のうち２点間の長さを最大とする直線の角度を可変設定する角度可変手段を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記指令値との乖離度合いが規定値に到達するまでに要する所要時間を定める制御量は、ｄ軸電流成分およびｑ軸電流成分、トルクおよび磁束、トルクおよびｄ軸電流、ならびにトルクおよびｑ軸電流のいずれかを２つの成分とするものであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記予測手段は、前記スイッチングモードを仮設定し、該仮設定されたスイッチングモードのそれぞれに応じた前記所要時間を予測する処理を行なうものであり、
   該予測手段による予測結果に基づき、スイッチングモードを評価し、評価の高いスイッチングモードを前記電力変換回路の実際の操作に用いるスイッチングモードに決定する決定手段をさらに備え、
   前記決定手段は、前記制御量とその指令値との乖離度合いが前記規定値を上回って且つ、前記予測手段による予測結果に基づき前記制御量とその指令値との乖離度合いを上限時間以内に前記規定値以下とすることができないと判断される場合、前記制御量とその指令値との乖離を小さくするスイッチングモードの評価を高くすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記予測手段は、前記所要時間の予測処理を所定周期で行なうことで、予測される所要時間を前記所定周期で更新することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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