CN108023529B - 一种用于提高转矩加载精度的交流电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于提高转矩加载精度的交流电机控制方法，首先针对电压矢量空间的每一个矢量扇区，建立电机三相绕组电流的极性组合、电机控制电压与基本电压矢量持续作用时间的计算关系。实际控制时，根据控制所需的电机控制电压确定所在的矢量扇区N，进而确定出逆变器的基本电压矢量；依据当前电机定子电流绕组的矢量角，确定电机三相绕组电流的极性组合G；根据矢量扇区N和极性组合G，利用建立的计算关系确定出基本电压矢量持续作用时间，进行基本电压矢量的控制。本发明通过修正逆变器基本电压矢量的作用时间来补偿死区的影响，补偿准确度更高，不存在延时滞后，从而使得转矩加载的精度有所提高。

Description

一种用于提高转矩加载精度的交流电机控制方法

技术领域

本发明涉及电机加载控制技术领域，尤其涉及一种用于提高转矩加载精度的交流电机控制方法。

背景技术

在对发动机、变速箱等动力或动力传动部件进行性能测试时，通常会采用交流电机对其施加转矩负载以模拟其真实的工作状态。施加到被测试部件上的转矩负载的精度取决于对交流电机的控制精度。交流电机的输出扭矩控制，一般是通过逆变器的矢量控制实现的。

在矢量控制的逆变器中，由于开关管的固有特性，导致器件的开通时间小于关断时间，如果按照器件的理想情况开通和关断开关管，容易发生同相桥臂上下两个互补的开关管同时导通的情况，造成直通短路的现象。为了防止这种情况的发生，实际上是当上下两个互补的开关管其中一只关断后，再经过一段延时时间才使另外一只管子导通，这段延时时间叫做死区时间。由于死区时间的存在，会使逆变器的输出电压与设定值不一致，输出电压往往会产生非线性畸变且含有较多的谐波分量，进而引发电流波形发生畸变和转矩脉动等死区效应，而这种影响尤其在电机低速轻载运行时表现突出，严重影响了交流电机在低速运行时的平稳性，产生扭矩脉动，导致对被测试部件的加载精度降低。

对于死区效应的解决办法是计算补偿电压进行死区补偿。现有补偿方法存在的缺点有：

(1)多数补偿方法都依赖于逆变器实际输出电流的检测，如电流的正负或者大小，但是实际电流值存在很大的噪声干扰，且存在钳位，当电机低速轻载时，现象更为明显。此时，电流的检测值不准确，造成补偿不准确。

(2)加上补偿电压后，可能会改变原有的电压矢量扇区的选择，导致逆变器输出的电压与理想电压存在差异。

(3)现有的补偿技术属于事后补偿，即已经出现电压输出不准确的现象后，再进行补偿，有滞后，实时性不够。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种用于提高转矩加载精度的交流电机控制方法，通过修正逆变器基本电压矢量的作用时间来补偿死区的影响，补偿准确度更高，不存在延时滞后，从而使得转矩加载的精度有所提高。

该用于提高转矩加载精度的交流电机控制方法，包括如下步骤：

步骤A、针对电压矢量空间的每一个矢量扇区，确定加入死区时间后，电机三相绕组电流的每一种极性组合下，电机控制电压与T₁、T₂的计算关系，其中，T₁和T₂分别为该矢量扇区的2个基本电压矢量在一个PWM周期中的持续作用时间；

步骤B、实际控制时，根据控制所需的电机控制电压u^* _α和u^* _β确定所在的矢量扇区N，进而确定出逆变器的基本电压矢量A和B；

步骤C、依据当前电机定子电流绕组的矢量角，查找逆变器输出电流极性扇区图，确定电机三相绕组电流的极性组合G；

步骤D、根据矢量扇区N和极性组合G，利用步骤A建立的计算关系确定出矢量扇区N的2个基本电压矢量A和B的持续作用时间T₁和T₂；利用持续作用时间T₁和T₂控制基本电压矢量A和B的持续作用时间。

优选地，步骤C所述当前电机定子电压的矢量角的确定方式为：

步骤c1、通过忽略反电动势，将电机定子绕组的电压动态平衡方程进行简化，并进行拉普拉斯变换，进而得到定子绕组电流i滞后定子绕组电压u的相位角为

其中，R为定子绕组电阻，L为定子绕组电感，ω为转子角频率；

步骤c2、通过电机上安装的传感器测得定子绕组电压的矢量角θ，根据φ＝θ+γ得到定子绕组电流的矢量角φ。

有益效果：

(1)多数补偿方法都依赖于逆变器实际输出电流的检测，如电流的正负或者大小，但是实际电流值存在很大的噪声干扰，且存在钳位，当电机低速轻载时，现象更为明显。此时，电流的检测值不准确，造成补偿不准确，从而使得转矩加载精度降低。

(2)加上补偿电压后，可能会改变原有的电压矢量扇区的选择，导致逆变器输出的电压与理想电压存在差异，致使转矩控制精度不高。

(3)本发明不直接检测电机的电流大小或正负，而是采用电机定子绕组的电压动态平衡方程结算和查找逆变器输出极性扇区图的方式解决，避免因电流检测的不准确造成误补偿。

附图说明

图1为三相PWM逆变器结构示意图；其中，V1～V6为IGBT开关管，D1～D6为续流二极管；

图2为逆变器输出电压空间矢量及扇区图；

图3为逆变器输出电流极性扇区图；

图4为一个PMW周期内逆变器三个桥臂状态示意图。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

以附图l所示的三相PWM逆变器的工作过程为例进行说明。附图1中直流电源中性点O为参考零电位，电机定子绕组的中性点为N。开关管V1和V4组成桥臂1，开关管V3和V6组成桥臂2，开关管V5和V2组成桥臂3。上桥臂开关管导通，且下桥臂开关管关断时的状态用“1”表示。反之，上桥臂开关管关断，且下桥臂开关管导通时的状态用“0”表示，上下桥臂的开关管同时关断时的状态用“X”表示。用连续的三个字符(OOO)就可以表示逆变器每个桥臂的状态。其中“O”的取值可以是“1”或“0”或“X”。第一个字符“O”表示桥臂1状态，第二个字符“O”表示桥臂2状态，第三个字符“O”表示桥臂3状态。

本发明通过修正逆变器基本电压矢量的作用时间，从而完成逆变器死区的补偿，包括如下4个步骤：

步骤1：建立对应关系：针对电压矢量空间的每一个矢量扇区，确定加入死区时间后，电机三相绕组电流的每一种极性组合下，电机控制电压与T₁、T₂的计算关系，其中，T₁和T₂分别为该矢量扇区的2个基本电压矢量在一个PWM周期中的持续作用时间。

其中，所述极性组合是指：记交流电机A，B，C三相绕组的电流为i_A，i_B，i_C。按照三相电流正负极性的不同组合，一共有六种有效的组合形式。以电流流入电机定子绕组为正，记为“+”；以电流流出电机定子绕组为负，记为“-”。则其中一种极性组合为“+--”。

本步骤中，针对每一个矢量扇区N建立对应关系的过程为：

(1)将一个完整的PWM控制周期内逆变器的实际开关过程分为13个阶段，首先分别计算出每个阶段下，逆变器输出的三相电压u_A,u_B,u_C，u_A,u_B,u_C与该矢量扇区N对应的两个基本电压矢量A、B的作用时间T₁,T₂、死区时间T_d、PWM信号的周期T、三相定子绕组电流i_A,i_B,i_C的极性和逆变器母线供电电压u_d有关；

(2)通过公知的坐标变换公式，可以将逆变器输出的三相电压u_A，u_B，u_C转换为两相静止坐标系α-β下的电压u_sα、u_sβ；

(3)将13个阶段下的逆变器输出电压相加后，可以得到整个PWM周期内逆变器的输出电压u_sα、u_sβ，u_sα、u_sβ与该矢量扇区N对应的两个基本电压矢量A、B的作用时间T₁,T₂、死区时间T_d、PWM信号的周期T、三相定子绕组电流i_A、i_B、i_C的极性和逆变器母线供电电压u_d有关。

一个完整的矢量空间由6个扇区组成，下面以1号扇区为例进行详细分析计算，其余5个扇区计算过程类似。

在1号扇区中，有两个有效基本电压矢量：u₄(1,0,0)和u₆(1,1,0)。理想状态下，在一个PWM周期内，逆变器的开关状态按(000)-(100)-(110)-(111)-(110)-(100)-(000)的顺序进行切换。附图4为相应的时序图，其中，T₁、T₂分别为电压矢量U₄、U₆在一个开关周期中的持续作用时间；T为PWM信号的周期，T₀为零矢量的作用时间。

由于死区的加入，逆变器的实际开关过程可以分为如下的13个阶段：

阶段1：开关管V4、V6、V2处于开通状态，V1、V3、V5处于关断状态，逆变器状态为(000)，持续时间为T₀/4。

阶段2：开关管V4关断，开关管1延时T_d后打开，其它开关管状态不变，逆变器状态为(x00)，持续时间为T_d。由于续流二极管D4的存在，当i_A＞0时，电流由母线经过续流二极管D4流入电机绕组，此时的逆变器的状态等价于状态(000)；当i_A＜0，电流由电机绕组经过续流二极管D1流入母线，此时逆变器的状态等价于状态(100)。

阶段3：开关管V1开通，V4关断。开关管V2、V6处于开通状态，开关管V3、V5处于关断状态。逆变器状态为(100)，持续时间为T₁/2-T_d。

阶段4：开关管V6关断，V3延时T_d后打开，其它开关管状态不变。逆变器状态为(1x0)，持续时间为T_d。与阶段2同理，当i_B＞0时，逆变器状态等价于状态(100)；当i_B＜0，逆变器状态等价于状态(110)。

阶段5：开关管V3开通，V6关断。开关管V1、V2处于开通状态，开关管V4、V5处于关断状态。逆变器状态为(110)，持续时间为T₂/2-T_d。

阶段6：开关管V2关断，V5延时T_d后打开,其它开关管状态不变。逆变器状态为(11x)，持续时间为T_d。与阶段2同理，当i_C＞0时，逆变器状态等价于状态(110)；当i_C＜0，逆变器状态等价于状态(111)。

阶段7：开关管V5开通，V2关断。开关管V1、V3处于开通状态，V4、V6处于关断状态。逆变器状态为(111)，持续时间为T₀/2-2T_d。

阶段8：开关管V5关断，V2延时T_d后打开,其它开关管状态不变。逆变器状态为(11x)，持续时间为T_d；与阶段2同理，当i_C＞0时，逆变器状态等价于状态(110)；当i_C＜0，逆变器状态等价于状态(111)。

阶段9：开关管V2开通，V5关断。开关管V1、V3处于开通状态，V4、V6处于关断状态。逆变器状态为(110)，持续时间为T₂/2-T_d。

阶段10：开关管V3关断，V6延时T_d后打开,其它开关管状态不变。逆变器状态为(1x0)，持续时间为T_d；与阶段2同理，当i_B＞0时，逆变器状态等价于状态(100)；当i_B＜0，逆变器状态等价于状态(110)。

阶段11：开关管V6开通，V3关断。开关管V1、V2处于开通状态，开关管V4、V5处于关断状态。逆变器状态为(100)，持续时间为T₁/2-T_d。

阶段12：开关管V1关断，V4延时T_d后打开,其它开关管状态不变。逆变器状态为(x00)，持续时间为T_d。与阶段2同理，当i_A＞0时，逆变器状态等价于状态(000)；当i_A＜0，逆变器状态等价于状态(100)。

阶段13：开关管V4开通，V1关断。开关管V2、V6处于开通状态，开关管V3、V5处于关断状态。逆变器状态为(000)，持续时间为T₀/4-T_d。

记逆变器的母线供电电压为u_d，上述13个阶段中，逆变器输出到电机绕组A，B，C的电压u_A，u_B，u_C如表1所示。

表1一个PWM周期内各阶段逆变器输出的三相电压

式(7)为三相定子坐标系变换到两相静止坐标系的变换公式。

由式(7)可以得到上述13个阶段中，α-β坐标系下逆变器输出的电压大小，如表2所列。

表2一个PWM周期内，α-β坐标系下各阶段逆变器的输出电压

由表2可以得到，根据电机三相绕组电流极性组合(6种)的不同，插入死区后，一个PWM周期内，α-β坐标系下逆变器输出的总电压u_sα、u_sβ可能有六种情况。现详述电流极性为(+--)时的计算过程，其它五种情况仅给出结果。逆变器输出总电压u_sα的值是将所有阶段中i_A＞0、i_B＜0和i_C＜0对应的u_α相加得到的，对于不考虑电流极性的情况，即上表中电流极性＝“-”的情况，当作是符合该电流极性条件的一种特例，也计算在内，如式(8)所示；同理，u_sβ的值是将所有阶段中i_A＞0、i_B＜0和i_C＜0对应的u_β相加得到的，如式(9)所示：

表3列出了六种可能的电流极性下，当电压矢量位于1号扇区时，一个PWM周期内逆变器输出的总电压值。

表3不同电流极性下，一个PWM周期内逆变器输出的总电压u_sα、u_sβ

对于已知逆变器需要输出的电压u^* _α和u^* _β，需要计算T₁和T₂时，可以令

式(10)中包含两个方程，其中u_sα和u_sβ可以通过表3查出，u_sα和u_sβ是关于T₁、T₂的表达式，通过这两个方程，刚好可以求解出T₁、T₂这两个未知数。

表4-1列出了六种可能的电流极性下，当电压矢量位于1号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间。

表4-1电压矢量位于1号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间T₁、T₂

上述计算过程为电压矢量位于1号扇区时的情况，其它五个扇区的计算过程与1号扇区完全一致，在此不再赘述过程，但给出结果。

下面的表4-2至4-6列出了，当电压矢量位于2号扇区至6号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间。

表4-2电压矢量位于2号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间T₁、T₂

表4-3电压矢量位于3号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间T₁、T₂

表4-4电压矢量位于4号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间T₁、T₂

表4-5电压矢量位于5号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间T₁、T₂

表4-6电压矢量位于6号扇区时，一个PWM周期内基本电压矢量的作用时间T₁、T₂

步骤2、实际控制时，根据控制所需的电机控制电压u^* _α和u^* _β确定所在的矢量扇区N，进而确定出逆变器的基本电压矢量A和B。

在电机控制中，由电流环控制计算出α-β坐标系下电机的控制电压u^* _α和u^* _β后，根据矢量合成算法，计算电压矢量扇区。具体方法为：

V_a＝u^* _β

V_b＝sin60°u^* _α-sin30°u^* _β (1)

V_c＝-sin60°u^* _α-sin30°u^* _β

①如果V_a>0，则A＝1，否则A＝0；

②如果V_b>0，则B＝1，否则B＝0；

②如果V_c>0，则C＝1，否则C＝0；

则扇区序号N＝A+2B+4C。N的大小即为扇区序号，对照附图2，可以确定扇区N对应的2个基本电压矢量u₄和u₆。

步骤3：依据当前电机定子电流的矢量角，查找逆变器输出电流极性扇区图，确定电机三相绕组电流的极性组合G。

本步骤中，不通过传感器获得电流信息进而确定电流极性，而是依据电机定子绕组电压动态平衡方程确定电机三相绕组的电流极性，从而避免因电流检测的不准确造成误补偿。具体为：

子步骤31：电机定子绕组电压动态平衡方程为

其中，u为定子绕组电压，i为定子饶子电流，R为定子绕组电阻，L为定子绕组电感，ψ_f为转子磁链，ωr为转子电角速度，

为反电动势，符号上方的箭头表示矢量；当电机低速轻载运行时，反电动势很小可忽略不计，因此式(2)可以写成

对式(3)进行拉普拉斯变换，可得定子绕组电压u和定子绕组电流i之间的传递函数：

其中，s为拉普拉斯算子；

令s＝jω，ω为转子角频率，代入公式(4)，可计算出定子绕组电流i滞后定子绕组电压u的相位角为：

子步骤32：定子绕组电压的矢量角θ可以通过电机上安装的光电编码器测得，因此可以得到定子绕组电流的矢量角φ为：

φ＝θ+γ (6)

子步骤33：依据当前电机定子绕组电流的矢量角，查找附图3所示的逆变器输出极性扇区图，确定出电机三相绕组电流的极性组合G。

步骤4、根据步骤2确定的矢量扇区N和步骤3确定的极性组合G，在步骤A建立的对应关系中确定出矢量扇区N的2个基本电压矢量的持续作用时间T₁和T₂；利用作用时间T₁和T₂控制基本电压矢量的持续作用时间，这种通过修正逆变器基本电压矢量的作用时间来补偿死区的方式，能够实时、准确的实现死区补偿，进而提高交流电机转矩加载精度。

本发明在步骤2中得到所需的电机控制电压所在的矢量扇区N后，后续的步骤中，并没有改变逆变器实际输出电压所在的矢量扇区；此外，步骤4所计算出的基本矢量作用时间，是根据本次控制周期下由于死区的存在，逆变器将会输出的电压而计算出的，而不是对已经产生的逆变器输出电压进行补偿，属于实时死区补偿。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种用于提高转矩加载精度的交流电机控制方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：

步骤A、针对电压矢量空间的每一个矢量扇区，确定加入死区时间后，电机三相绕组电流的每一种极性组合下，电机控制电压与T₁、T₂的计算关系，其中，T₁和T₂分别为该矢量扇区的2个基本电压矢量在一个PWM周期中的持续作用时间；

步骤B、实际控制时，根据控制所需的电机控制电压u^* _α和u^* _β确定所在的矢量扇区N，进而确定出逆变器的基本电压矢量A和B；

步骤C、依据当前电机定子绕组电流的矢量角，查找逆变器输出电流极性扇区图，确定电机三相绕组电流的极性组合G；

步骤D、根据矢量扇区N和极性组合G，利用步骤A建立的计算关系确定出矢量扇区N的2个基本电压矢量A和B的持续作用时间T₁和T₂；利用持续作用时间T₁和T₂控制基本电压矢量A和B的持续作用时间；

所述的步骤A所建立的对应关系为：

对于电压矢量空间的1号矢量扇区，各种极性组合与基本电压矢量作用时间T₁和T₂的对应关系为：

其中，T为PWM信号的周期，u_d为逆变器的母线供电电压，T_d为死区时间，i_A、i_B、i_C分别为电机三相绕组的电流；

对于电压矢量空间的2号矢量扇区，各种极性组合与基本电压矢量作用时间T₁和T₂的对应关系为：

对于电压矢量空间的3号矢量扇区，各种极性组合与基本电压矢量作用时间T₁和T₂的对应关系为：

对于电压矢量空间的4号矢量扇区，各种极性组合与基本电压矢量作用时间T₁和T₂的对应关系为：

对于电压矢量空间的5号矢量扇区，各种极性组合与基本电压矢量作用时间T₁和T₂的对应关系为：

对于电压矢量空间的6号矢量扇区，各种极性组合与基本电压矢量作用时间T₁和T₂的对应关系为：

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤C所述当前电机定子绕组电流的矢量角的确定方式为：

步骤c1、通过忽略反电动势，将电机定子绕组的电压动态平衡方程进行简化，并进行拉普拉斯变换，进而得到定子绕组电流i滞后定子绕组电压u的相位角为

其中，R为定子绕组电阻，L为定子绕组电感，ω为转子角频率；

步骤c2、通过电机上安装的传感器测得定子绕组电压的矢量角θ，根据φ＝θ+γ得到定子绕组电流的矢量角φ。

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