KR101557579B1

KR101557579B1 - Pwm 방식을 이용한 pmsm의 dtc 제어방법

Info

Publication number: KR101557579B1
Application number: KR1020140037522A
Authority: KR
Inventors: 이동희; 안진우; 곽윤창
Original assignee: 경성대학교 산학협력단
Priority date: 2014-03-31
Filing date: 2014-03-31
Publication date: 2015-10-06

Abstract

본 발명은 12섹터 전압 벡터에서 토크 및 자속오차 레벨 선택기를 사용하여 토크 및 자속 상태에 라 가장 적합한 전압벡터를 선택하고 선택된 전압 벡터의 섹터내 각도에 따른 근사 전압함수로 전압벡터의 듀티비를 결정하는 DTC-PWM 방식을 제안한다.
제안된 방식에서 근사전압 함수는 d-q축에 대해 각각 2차 함수로 근사화되어 듀티비를 계산하기 위한 분모로 사용된다. 그리고 듀티 비 계산의 분자는 토크, 자속 오차 및 속도 정보에 의해 유도되고 종래의 DTC-PWM와 달리, 모터의 속도를 참고해 적절한 듀티 비를 얻기 위해 사용된다. 제안된 제어 방식의 유효성은 상업용 PMSM을 사용하여 실제 실험에 의해 검증하였고, 실험에서, 제안된 제어 방식은 종래의 방법에 비해보다 우수한 제어 성능을 확인할 수 있다.

Description

PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법{A High Performance Direct Torque Control Method with PWM Approach of PMSMs}

본 발명은 PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 고성능 근사 전압 함수 기반 PWM(펄스 폭 변조)을 사용하는 고성능 직접 토크 제어 방법에 관한 것이다.

주지된 바와 같이, PMSM(영구 자석 동기 모터)는 산업용 로봇 공학 및 고성능 제어 시스템에서 가장 널리 사용되는 전동기구로서, PMSM의 향상된 제어 성능을 위해서는 고성능 토크 제어 방식이 필수적으로 요구되고 있다.

이러한 토크 제어 방법 중에서 벡터 제어로 불리는 FOC(Field Oriented Control : 자속 기준 제어)와, DTC (Direct Torque Contol: 직접 토크 제어)가 보편적으로 널리 사용되고 있다.

알려진 바와 같이, 벡터 제어 방법은 d-q 축 변환에 의해 토크와 자속 성분을 분리할 수 있으며, 토크와 자속은 모터의 토크 상수와 변환된 q 축 및 d 축 전류에 의해 직접 얻을 수 있다.

그러나 토크 및 자속 전류 제어 방식의 경우 적절한 d-q축 전류를 생성하기 위하여 d-q축 전압명령을 사용하여야 하고, 전류 제어 성능은 제어기의 이득과 모터 파라미터의 정밀도에 종속될 수 있다.

또한, PI와 같은 일부 제어기 및 PID 제어기(비례-적분-미분 제어기)의 경우 적분항으로 인하여 포화 현상이 나타날 수 있다.

이러한 적분항의 포화 현상을 해결하기 위해, 잘 설계된 안티 와인드업 제어기가 별도로 필요할 수 있다.

특히, 전압 출력의 실제 구현은 SVPWM (공간 벡터 펄스 폭 변조) 방법과 같은 PWM 기술에 의해 수행될 수 있다.

그러나, 알려진 바와 같이, SVPWM은 데드 타임 보상으로 연산이 복잡하다는 단점이 있다.

반면에, DTC(직접 토크 제어)는 간단한 스위칭 규칙으로 구현할 수 있다는 이점이 있으나, 동일한 샘플링 스위칭 주파수가 일정하지않고 토크와 자속 리플이 비교적 높다는 문제점이 있다.

이러한 문제점을 해결하기 위한 다양한 DTC 방법이 연구되고 있다. DTC-SVM(Direct Torque Conteol-Space Vector Modulation)은 DTC와 SVPWM 기법을 결합시켜 토크 리플을 줄이기 위한 방식이다. 그러나, DTC-SVM의 경우 그 제어 성능은 우수하지만, DTC와 SVPWM을 상호 결합시킨 관계로 제어 구조가 매우 복잡하다는 문제점이 있다. 더욱이, DTC-SVM는 종래의 PI 제어기를 사용하여 전압 지령을 발생시키는 관계로 인하여, 포화 문제점 이외에 DTC-SVM의 제어 성능이 제어기의 이득과 모터 파라미터에 종속된다는 단점이 있다.

DTC-PWM은 CDTC의 성능을 개선시키기 위한 또 다른 접근 방식 중 하나인데, DTC-PWM에 있어서는 듀티비의 계산 방법이 매우 중요하다.

토크 리플을 줄이기 위하여 기존 논문 등에서 다양한 기법의 듀티비 측정 방법이 제안되었는데, 대다수의 논문에서는 토크 리플을 최적화시키기 위하여 샘플링 주기에 따라 토크 및 자속 오차를 사용하는 방식을 사용하였다.

한편, 종래에 사용되는 DTC의 기본 원리를 간단히 설명하면 다음과 같다.

[종래 DTC의 기본 원리]

A. 6 섹터 방식의 DTC의 분석

도 1은 종래의 DTC의 제어 블록도 및 전압 벡터 선택을 보여준다. 도 1에 도시 된 바와 같이, CDTC의 제어 블록은 매우 간단하다. 단지 토크 및 자속 추정기는 PMSM의 토크 및 자속을 얻기 위해 사용된다. 토크와 자속 오차는 도 1 (b)에 도시된 바와 같이 VSI (전압형 인버터)의 6 실효 전압 벡터 간의 전압 벡터를 결정하기 위해 사용된다. 도 1(b)에 도시된 바와 같이, 전압 공간은 토크와 자속 특성에 따라 4 영역으로 분할 될 수 있다. (1,1), (1, -1), (-1, 1), (-1, -1)는 토크 오차 및 자속 오차

,

각각에 따라 나누어진 영역이다.

과

는 도 1(a)에 도시된 바와 같이 CDTC에 따라 결정된다.

(1)

(2)

각 영역에 있어서, 단지 하나의 전압 벡터만이 선택되어 아래 표 1에 표시된 소정의 자속과 토크를 발생시키게 된다.

		회전자 위치(섹터 번호)
		S1	S2	S3	S4	S5	S6
1	1	V2	V3	V4	V5	V6	V1
1	-1	V6	V1	V2	V3	V4	V5
-1	1	V3	V4	V5	V6	V1	V2
-1	-1	V5	V6	V1	V2	V3	V4

표 1에서 토크와 자속 및 섹터에 따라 선택된 인버터의 전압벡터는 d-q 축 전압 성분

과

로 분석된다.

도 2는 표 1에서 선행된 전압벡터의 d-q 축 분석 전압을 보여준다. 도 2에 도시된 바와 같이, q-축 과 d-축 전압은 동일한 섹터 영역에서 크기가 일정하지 않고 사인 곡선으로 변경된다. d 축 전압 변동은 DC-링크 전압의 거의 70 %이며, q 축 전압 변동은 DC-링크 전압의 약 40 %이다. 도 2와 같이, 섹터 가장자리 주위 d-축 전압은 거의 0이다. 그리고 이 0 전압은 어떤 조건에서 적절한 자속 전류를 생성하기에는 충분하지 않다. 동일 섹터 내 전압 변화로부터, 토크와 자속은 CDTC에서는 선택된 전압 벡터에 의해 일정한 값으로 유지 될 수 없다.

한편, PMSM에 대한 종래 토크 제어의 경우, 직접 토크 제어 (DTC) 방식은 쉬운 구현 및 빠른 동적 응답으로 인하여 많은 관심을 받는다. 그러나, 높은 토크 리플 및 랜덤한 스위칭 주파수를 가지고 있어 정밀한 시스템에 적용하는 데 힘든 단점이 있다. 이 때문에, DTC-PWM(직접 토크 제어 펄스 폭 변조)을 사용하여 토크 리플을 감소와 스위칭 주파수를 고정하는 방식을 취하지만, DTC-PWM 방식에도 선택된 전압 백터가 회전자의 위치에 따라 출력 전압이 다르게 나오며, 이러한 문제는 토크 리플의 증가를 야기한다.

본 발명에서는 이러한 문제를 해결하기 위해 근사전압함수, 12개의 섹터를 가지는 DTC, 토크 및 자속 오차 레벨 선택기와 역기전력을 고려한 듀티비를 가지는 DTC-PWM 제어 기법을 제시하고자 한다.

[1] M. Depenbrock, "Direct self-control of inverter-fed machine," IEEE Trans. Power Electron., vol. 3, pp. 420-429, Oct. 1988. [2] I. Takahashi and T. Naguchi, "A new quick-response and high efficiency control strategy of an induction motor," IEEE Trans.Ind. Applicat., vol.IA-22, pp. 820-827, Sept./Oct. 1986. [3] C. French and P. Acarnley, "Direct torque control of permanent magnet drives," IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. IA-32, pp. 1080 - 1088, Sept./Oct. 1996. [4] L. Zhong, M. F. Rahman, W. Y. Hu, and K. W. Lim, "Analysis of direct torque control in permanent magnet synchronous motor drives," IEEE Trans. Power Electron., vol. 12, pp. 528-536, May 1997. [5] M. F. Rahman, L. Zhong, and K. W. Lim, "A direct torque controlled interior permanent magnet synchronous motor drive incorporating field weakening," IEEE Trans. Ind. Applicat., vol.34, pp. 1246-1253, Nov./Dec. 1998. [6] C. G. Mei, S. K. Panda, J. X. Xu, and K. W. Lim, "Direct torque control of induction motor-variable switching sectors," in Proc. IEEE-PEDS Conf., Hong Kong, July 1999, pp. 80-85. [7] A. Tripathi, A. M. Khambadkone, and S. K. Panda, "Space-vector based, constant frequency, direct torque control and dead beat stator flux control of AC machines," in Proc. IEEE-IECON'01 Conf., Nov. 2001, pp. 1219-1224. [8] Yongchang Zhang, Jianguo Zhu, "Direct Torque Control of Permanent Magnet Synchronous Motor With Reduced Torque Ripple and Commutation Frequency", Power Electronics, IEEE Transactions , Jan. 2011 ,vol.26 ,pp. 235-248 [9] Ke Wang, Yaohua Li, Liming Shi, Qiongxuan Ge, "A Novel Switching Scheme for Direct Thrust Control of LIM with Reduction of Thrust Ripple", Electrical Machines and Systems (ICEMS), 2010 International Conference, Oct. 2010 , 1491-1494. [10] Chintan Patel, Rijil Ramchand, Rajeevan.P.P,K Sivakumar, Anandarup Das, K.Gopakumar, Marian P.Kazmierkowski, "Direct Torque Control Scheme of IM Drive with 12-sided Polygonal Voltage Space Vectors", Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the 2011-14th European Conference, Sept 2011, 1-11.

본 발명은 12섹터 전압 벡터에서 토크 및 자속오차 레벨 선택기를 사용하여 토크 및 자속 상태에 라 가장 적합한 전압벡터를 선택하고 선택된 전압 벡터의 섹터내 각도에 따른 근사 전압함수로 전압벡터의 듀티비를 결정하는 DTC-PWM 방식을 제안한다.

본 발명에서는 2 편 부문 분할은 공급 전압의 분석에 근거하여 토크 각도 편차를 줄이기 위해 근사 전압 함수를 기반으로 하는 PMSM의 DTC-PWM 제어 방법을 새로이 제안하였다.

전압 벡터 선택은 자속 및 토크의 오차 레벨 선택기에 의해 결정되며, 종래 DTC-PWM와 달리, 전압 벡터는 세 가지 다른 전압 벡터중에서 자속 및 토크 오차 레벨에 따라 선택될 수 있다.

세 개의 다른 전압 벡터 중에 가장 적합한 전압 벡터가 토크 및 빠른 동적 응답의 자속 리플을 줄이기 위해 설계된 오차 레벨 선택기에 의해 결정된다.

본 발명은 PWM 듀티 비의 계산을 위해, 선택된 전압 벡터의 d-q 전압 분석에 기반으로 한 근사 전압 함수를 제안한다.

또한, 전압 각도로 표현되는 근사 전압 함수는 듀티 비 계산의 분모로서 사용된다.

본 발명에서 제안하는 PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법은,

상기 PMSM과 연동되는 PWM인버터를 제어하기 위하여,

상기 PMSM의 회전자 위치 정보를 이용하여 d-q 축 전압 각도를 계산하고, 상기 PMSM의 토크 오차의 레벨과 자속 오차의 레벨을 이용하여 d-q 축 근사 전압치를 계산하며, 상기 d-q 축 근사 전압치, 상기 토크 오차, 및 상기 자속 오차를 이용하여 소정의 듀티비를 계산한 다음, 상기 PWM 인버터에 인가되는 전압 벡터의 듀티비를 제어하되,

소정 섹터내의 상기 d-q 축 전압 각도는

상기 d-q 축 근사 전압치는

상기 소정의 듀티비는

이며,

여기서,

이고,

상기 토크 오차는 토크 지령치와 토크 추정치와의 차를 의미하며,

상기 자속 오차는 자속 지령치와 자속 추정치와의 차를 의미하며,

상기 토크 오차의 레벨은 상기 토크 오차의 정량적 수준을 나타내며,

상기 자속 오차의 레벨은 상기 자속 오차의 정량적 수준을 나타내는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 있어서, 상기 토크 오차의 레벨은 소정의 설정 토크 오차의 크기에 따라 복수개 레벨로 구분되고, 상기 자속 오차의 레벨은 소정의 설정 자속 오차의 크기에 따라 복수개 레벨로 구분되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 있어서, 상기 토크 오차의 레벨, 상기 자속 오차의 레벨에 따라서 상기 PWM 인버터에 인가되는 상기 회전자의 위치에 따른 전압 벡터가 결정되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 있어서, 상기 PWM 인버터에 인가되는 상기 회전자의 위치에 따른 전압 벡터는 12개의 섹터로 구분된 전압 벡터인 것을 특징으로 한다.

이러한 본 발명의 제어 방법을 사용하는 경우, 근사 전압 함수를 기반으로 하는 PMSM의 DTC-PWM 방식을 사용해 전동기를 제어하면 기존의 DTC 방식에 비해 토크 리플이 매우 많이 감소함을 확인할 수 있었다.

즉, 본 발명에서 제안된 방법에 있어서, 근사전압 함수는 d-q축에 대해 각각 2차 함수로 근사화되어 듀티비를 계산하기 위한 분모로 사용된다. 그리고 듀티 비 계산의 분자는 토크, 자속 오차 및 속도 정보에 의해 유도되고 종래의 DTC-PWM와 달리, 모터의 속도를 참고해 적절한 듀티 비를 얻기 위해 사용된다. 제안된 제어 방식의 유효성은 상업용 PMSM을 사용하여 실제 실험에 의해 검증하였고, 실험에서, 제안된 제어 방식은 종래의 방법에 비해보다 우수한 제어 성능을 확인할 수 있었다.

도 1. 종래 DTC의 블록도 및 전압벡터를 설명하는 도면이다.
도 2. 전압 각도 및 섹터에 따른 분석된 d-q 축 전압을 나타내는 도면이다.
도 3. 12 섹터 영역 및 12 전압 벡터를 나타내는 도면이다.
도 4. 제안된 토크 오차 레벨 섹터를 설명하는 도면이다.
도 5. 12 섹터 방식에서 토크 오차 및 자속 오차의 크기에 따라 선택된 전압벡터의 d-q 측으로 분석된 전압을 설명하는 도면이다.
도 6. d-q 축의 분선 전압 및 근사 전압을 설명하는 도면이다.(

= PB and

= PS )
도 7. 제안된 DTC-PWM방식의 블록도이다.
도 8. 비교 실험 결과를 나타내는 그래프이다.

이하, 도면과 표 등을 참조하여 본 발명에서 제안하는 PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법을 설명하기로 한다.

B. 12 섹터 방식의 DTC의 전압 벡터 분석

토크와 자속 리플을 감소시키기 위하여, 12 섹터 영역으로 사용될 수 있다. 도 3은 12 섹터 영역 및 가능한 12 전압 벡터를 보여준다. 12 전압 벡터 중에서, 여섯 전압 벡터,

,

및

은 VSI (전압형 인버터)의 유효 전압 벡터이다. 그리고, 추가된 전압 벡터

,

및

은 조합 전압 벡터이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 조합 전압 벡터는 인접한 두 개의 전압 벡터의 전환에 의해 공급 될 수 있다. 그래서,

는 전압 벡터

과

의 조합에 의해 만들어 질 수 있다. 위상 B의 전원 스위치는 두 개의 전압 벡터를 조합하기 위하여 스위칭주기의 절반의 시간 동안 턴온(turn on) 된다. 도 1에 도시 된 바와 같이, (1,1), (1, -1), (-1, 1), (-1, -1)의 표기는 각각 토크와 자속 오차

및

에 따라 나누어진 영역이다. 도 3에 도시 된 바와 같이, 세 개의 전압 벡터는 동일한 토크 자속 영역에서 선택 될 수 있다. 예를 들면, 전압 벡터

,

및

는 회전자 위치

에 양의 토크 및 양의 자속을 생성 할 수 있다. 그리고, 전압 벡터

,

및

는 양의 토크 및 음의 자속을 생성 할 수 있다. 그러나 세 가지 전압 벡터는 다른 특성이 있다. 회전자 위치

에서, 전압 벡터

는 양의 낮은 토크와 양의 높은 자속을 생성한다. 그러나 전압 벡터

는 양의 높은 토크를 가지면서 양의 낮은 자속을 생성한다. 전압 벡터

는 양의 중간 토크에서 양의 중간 자속을 생성할 수 있다.

본 발명에서는 종래의 DTC 와 달리,

과

는 도 4와 같은 PB(+3), PM(+2), PS(+1), NS(-1), NM(-2) 및 NB(-3)의 토크 및 자속 오차레벨을 가진다. 오차 레벨은 다음과 같이 분류 된다. 오차의 부호와 크기에 따라, PB (양의 대(大)), PM (양의 중(中)), PS (양의 소(小)), NS (음의 소(小)), NM (음의 중(中)), NB (음의 대(大))로 분류한다. 그리고 표 II는 토크 및 오차 레벨과 회전자 위치에 따른 전압벡터이다.

(a) 제안된 DTC에서 선택된 전압 벡터(S1 ~ S6)

		회전자 위치(섹터 번호)
		S1	S2	S3	S4	S5	S6
PB	PS	V12	V2	V23	V3	V34	V4
PB	NS	V1	V12	V2	V23	V3	V34
PM	PM	V2	V23	V3	V34	V4	V45
PM	NM	V61	V1	V12	V2	V23	V3
PS	PB	V23	V3	V34	V4	V45	V5
PS	NB	V6	V61	V1	V12	V2	V23
NS	PB	V3	V34	V4	V45	V5	V56
NS	NB	V56	V6	V61	V1	V12	V2
NM	PM	V34	V4	V45	V5	V56	V6
NM	NM	V5	V56	V6	V61	V1	V12
NB	PS	V4	V45	V5	V56	V6	V61
NB	NS	V45	V5	V56	V6	V61	V1

(b) 제안된 DTC에서 선택된 전압 벡터 (S7 ~ S12)

		회전자 위치(섹터 번호)
		S7	S8	S9	S10	S11	S12
PB	PS	V45	V5	V56	V6	V61	V1
PB	NS	V4	V45	V5	V56	V6	V61
PM	PM	V5	V56	V6	V61	V1	V12
PM	NM	V34	V4	V45	V5	V56	V6
PS	PB	V56	V6	V61	V1	V12	V2
PS	NB	V3	V34	V4	V45	V5	V56
NS	PB	V6	V61	V1	V12	V2	V23
NS	NB	V23	V3	V34	V4	V45	V5
NM	PM	V61	V1	V12	V2	V23	V3
NM	NM	V2	V23	V3	V34	V4	V56
NB	PS	V1	V12	V2	V23	V3	V34
NB	NS	V12	V2	V23	V3	V34	V4

III. 제안된 DTC-PWM 방식

A. 전압 벡터 및 근사 전압 함수의 분석

본 발명은 도 5와 같이, 한 전압 벡터 내에서 출력되는 전압이 일정하지 않은 것을 분석했다. 이러한 문제를 해결하기 위해 근사전압함수를 제시한다. 근사전압함수는 도5와 같은 출력전압의 리플을 최소자승법을 이용해 2차식으로 도출을 했다.

(3)

여기서,

는 회전자의 위치

의 섹터 번호이다.

는 한 섹터 내 정의된 전압 각도인 0에서

라디안 사이로 설정한다.

근사 전압 함수는 다음과 같이

을 변수로 가지는 2차식으로 정리할 수 있다.

(4)

(5)

여기서,

,

와

,

는 토크 및 자속 오차 레벨과 회전자의 위치에 따른 근사전압함수의 계수이고 이 계수들은 표 4, 표 5와 같다.

도6은 본 발명에서 도출한 근사전압함수(

,

)과 도5에서 분석한 한 전압벡터에서 출력되는 전압(

,

)의 곡선과 일치하는 것을 볼 수 있다.

[D-Q 축 근사 전압 함수의 계수]

(a) D 축 근사 전압 함수의 계수

		S1/S3/S5/S7/S9/S11			S2/S4/S6/S8/S10/S12

PB	PS	-0.3390	0.3771	0.6058	-0.3915	0.4285	0.6995
PB	NS	-0.3933	0.0098	0.8166	-0.3406	0.0085	0.7072
PM	PM	-0.2848	0.7325	0.3950	-0.2466	0.6343	0.3421
PM	NM	-0.2509	-0.3565	0.6191	-0.2898	-0.4116	0.7149
PS	PB	-0.0881	0.7276	-0.0134	-0.1017	0.8401	-0.0154
PS	NB	-0.1086	-0.7227	0.4216	-0.0940	-0.6259	0.3652
NS	PB	-0.1086	-0.7227	0.4216	-0.0940	-0.6259	0.3652
NS	NB	-0.0881	0.7276	-0.0134	-0.1017	0.8401	-0.0154
NM	PM	-0.2509	-0.3565	0.6191	-0.2898	-0.4116	0.7149
NM	NM	-0.2848	0.7325	0.3950	-0.2466	0.6343	0.3421
NB	PS	-0.3933	0.0098	0.8166	-0.3406	0.0085	0.7072
NB	NS	-0.3390	0.3771	0.6058	-0.3915	0.4285	0.6995

(b) Q 축 근사 전압 함수의 계수

B. 제안된 듀티 비 계산

선택된 전압 벡터의 듀티비 계산은 토크 리플을 줄이기 위해 매우 중요하다. 이전의 발명에서는 토크와 자속의 오차와 비례상수를 이용해 듀티비 계산를 했다. 하지만 이런 계산 방식은 전동기의 구동시 생기는 역기전력(Back E.M.F)을 고려하지 못해 토크 리플을 충분히 감소시키지 못한다.

그래서 본 발명에서는 모터의 역기전력를 고려한 항을 듀티비 연산에 포함시켰다.

제안된 듀티비는 다음과 같다.

(8)

(9)

(10)

여기서,

과

는 각 각 d, q축 듀티비이다. d는 제안된

과

를 합만 최종 DTC-PWM 듀티 비이다.

과

는 각 축의 자속과 토크에 대한 비례 이득값(gain)이다.

과

은 각 축의 속도에 대한 비례 이득값(gain)이다. 이렇게 계산된 듀티비를 이용해 도 7과 같이 제어를 하면 토크 리플의 감소 효과를 볼 수 있다.

IV. 실험 결과

본 발명에서는 제안된 DTC-PWM 방식을 확인하기 위해, 시제 시험을 수행했다. 실험에 사용된 PMSM은 정격전력 750W, 정격 속도 3000 [rpm] 을 가진다. 그리고 디지털 제어기는 TI (텍사스 인스트루먼트)에 의해 TMS320F28335 DSP를 사용했다.

도 8은 각 제어 기법의 비교 실험 결과이다. 도 8(a)은 종래의 DTC 방법을 보여준다. 이 실험에서 듀티비는 95%로 고정하여 실험을 수행했고 각축에서 높은 전류 리플을 가지고있는 것을 볼수 있다. 도 8(b)는 6 섹터 DTC-PWM 방식을 보여준다. 도 8(a)과 비교하면, 각축에서 전류 리플이 감소한 것을 볼 수 있다. 도 8(c)는 제안하는 방법을 보여준다. 도 8(c)는 다른 제어 기법에 비해 전류 리플이 매우 줄어듬을 확인할 수 있다.

Claims

PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법으로서,
상기 PMSM과 연동되는 PWM인버터를 제어하기 위하여,
상기 PMSM의 회전자 위치 정보를 이용하여 d-q 축 전압 각도를 계산하고, 상기 PMSM의 토크 오차의 레벨과 자속 오차의 레벨을 이용하여 d-q 축 근사 전압치를 계산하며, 상기 d-q 축 근사 전압치, 상기 토크 오차, 및 상기 자속 오차를 이용하여 소정의 듀티비를 계산한 다음, 상기 PWM 인버터에 인가되는 전압 벡터의 듀티비를 제어하되,
소정 섹터내의 상기 d-q 축 전압 각도는

상기 d-q 축 근사 전압치는

상기 소정의 듀티비는
이며,
여기서,

이고,
상기 토크 오차는 토크 지령치와 토크 추정치와의 차를 의미하며,
상기 자속 오차는 자속 지령치와 자속 추정치와의 차를 의미하며,
상기 토크 오차의 레벨은 상기 토크 오차의 정량적 수준을 나타내며,
상기 자속 오차의 레벨은 상기 자속 오차의 정량적 수준을 나타내며,
상기 Adb, Aqb와 상기 Bdb, Bqb와 상기 Cdb, Cqb는 각각 토크 및 자속 오차 레벨과 회전자의 위치에 따른 근사전압함수의 계수이고,

과
는 각 축의 자속과 토크에 대한 비례 이득값이고,
과
은 각 축의 속도에 대한 비례 이득값인 것을 특징으로 하는 PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법.
제 1 항에 있어서,
상기 토크 오차의 레벨은 소정의 설정 토크 오차의 크기에 따라 복수개 레벨로 구분되고,
상기 자속 오차의 레벨은 소정의 설정 자속 오차의 크기에 따라 복수개 레벨로 구분되는 것을 특징으로 하는 PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법.
제 2 항에 있어서,
상기 토크 오차의 레벨, 상기 자속 오차의 레벨에 따라서 상기 PWM 인버터에 인가되는 상기 회전자의 위치에 따른 전압 벡터가 결정되는 것을 특징으로 하는 PWM 방식을 이용한 PMSM의 DTC 제어방법.