JP2017103840A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ装置に使用されるスイッチング素子のオン抵抗によって電流値を推定し、温度変化に応じて推定値を補正することが提案されているが、フェールセーフ用のモータリレー用スイッチング素子においては適用できなかった。
【解決手段】フェールセーフ用のモータリレー用スイッチング素子の電圧検出値を補正する手段を設けることによって、インバータ駆動制御回路において、モータリレー用スイッチング素子を使用して得られた電圧検出値に補正を加えるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ装置に関するものである。

インバータ装置は、さまざまなところで使用されている。例えば、電動式パワーステアリング装置のモータに電力を供給する装置もその一つである。
インバータ装置は、電動式パワーステアリング装置においては、電源電圧をもとに電力増幅を行い、三相交流をモータに供給して、モータの駆動を行うように構成されている。そして、インバータ装置の出力の三相の各相には、電流を検出するための電流センサが設けられている。電流センサの種類には、シャント抵抗、非接触のＣＴ電流センサ、ホール素子型電流センサなどがあるが、コスト上、シャント抵抗を使用することが一般的である。

モータが正常に動作している状態においては、インバータ装置からモータに適正な駆動電流が供給される。しかし、モータに過負荷が加わるような異常状態になると、インバータ装置を構成するスイッチング素子に過電流が流れることになり、スイッチング素子が熱破壊する恐れがある。このため、インバータ装置の電流を検出し、所定値以上の電流が検出された場合には、インバータ装置の動作を停止してモータへの電流の供給を停止することによってスイッチング素子の熱破壊を防ぐ必要がある。

一般的には、インバータ回路のアームにシャント抵抗を設け、また、インバータ回路の各相の出力回路にフェールセーフ用のモータリレー用スイッチング素子を設け、シャント抵抗によって検出された電流値が正常状態の場合には、モータリレー用スイッチング素子をオンにしてモータに適正な電流を流し、異常状態の場合にはモータリレー用スイッチング素子をオフにして危険な電流がモータに流れないようにしている。なお、異常か否かの判定は、マイクロコンピュータで行うように構成されている。

インバータ回路のアームに電流センサとしてシャント抵抗を用いた場合には、シャント抵抗による電力損失があり、発熱が大きく、発熱量に応じた放熱構造が必要になることから、インバータ装置全体が大型化するという問題があった。

インバータ装置の異常電流を検出するシャント抵抗の代替えとして、インバータ回路に使用されるパワースイッチング素子のオン抵抗を用いることを提案している（特許文献１）。これは、パワースイッチング素子に駆動電流が流れる時に生じるオン抵抗分の電圧降下に基づいて駆動電流を検出するものである。

また、パワースイッチング素子のオン抵抗が、温度状態に応じて大きくなることに対しては、パワースイッチング素子に対して逆並列に接続されるダイオードの順方向電圧の温度特性を利用して、パワースイッチング素子の温度状態を推定し、パワースイッチング素子のオン抵抗の値の補正を行うことを提案している。
この特許文献１によって提案された構成によれば、パワースイッチング素子のオン抵抗を用いて電流値を検出でき、また温度状態による影響を排除できるという効果が期待できる。

特開２００６−５０７１１号公報

インバータ装置の三相交流出力の各相の電流値を直接的に推定するため、各相に設けられるフェールセーフ用のモータリレー用スイッチング素子に、特許文献１において提案されている構成を採用して、オン抵抗によって電流値を求めるとした場合、確かに、特許文献１の提案のように、オン抵抗によって電位差を検出できる。しかし、モータリレー用スイッチング素子に対して逆並列に接続されるダイオードの順方向電圧の温度特性を利用して、モータリレー用スイッチング素子の温度状態を推定し、モータリレー用スイッチング素子のオン抵抗の値の補正を行うことはできない。すなわち、インバータ回路のパワースイッチング素子に設けられたダイオードの場合には、インバータ回路の切替え毎にダイオードに電流が流れることになる。しかし、フェールセーフ用のモータリレー用スイッチング素子においては、異常時以外は、オンであるため、逆並列ダイオードに電流が流れない状態が継続することになる。このため、異常時に流れる電流時の順方向電圧値では、温度特性と一致せず、誤差を含む状態となり、モータリレー用スイッチング素子のオン抵抗の温度特性を正しく補正できないことから、出力電流を正しく検出できないとして、モータリレー用スイッチング素子を使用して電流値を推定することは行われていなかった。

本発明は、前記問題を解決して、電力損失の少ない構成によって、出力電流を推定し、電力損失の少ないインバータ装置を提供することを目的とするものである。

本発明は、前記目的を達成するために、 直流電源が接続される入力端子、前記入力端子に接続される直流母線間に接続され前記直流電源からの直流電力を平滑する平滑コンデンサ、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路、前記インバータ回路からの交流電力を出力する出力端子、前記インバータ回路と前記出力端子との間に設けられたモータリレー用スイッチング素子、前記モータリレー用スイッチング素子における電圧降下を検出する電圧検出部、および前記電圧検出部にて検出した電圧検出値に補正を加えて出力電流を推定して前記インバータ回路の動作を制御するインバータ駆動制御回路を備えたものである。

この発明に係る電力変換装置によれば、インバータ回路にシャント抵抗を設ける必要が無いため、シャント抵抗による電力損失を低減することができ、インバータ回路における低損失化を図ることができる。

本発明によるインバータ装置の概略的な構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１のインバータ装置の具体的な構成を示す構成図である。 ＭＯＳＦＥＴのジャンクション温度とオン抵抗の関係を示した特性図である。 三角波比較を用いた三相変調を説明するための説明図である。 電圧ベクトルと各スイッチング素子のスイッチング状態と母線電流検出部で検出可能な相電流との関係を示す図である。 本発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す構成図である。

以下、本発明のインバータ装置を、図１を用いて説明する。
図１は、本発明の実施の形態を説明するためのインバータ装置の概略的な構成図である。図に示すように、インバータ装置１００は、直流電源１０とモータ２０との間に接続される。電動式パワーステアリング駆動制御装置の場合には、直流電源１０としては、車載用のバッテリなどの直流電力を供給する電源が使用され、モータ２０として、ブラシレスモータが使用される。インバータ装置１００においては、直流電源１０が接続される入力端子１に平滑コンデンサ２が接続され、直流電流が平滑化される。平滑コンデンサ２によって平滑化された直流電流は、次に設けられたインバータ回路３によって三相交流電力に変換され出力端子４からモータ２０に供給される。

インバータ回路３と出力端子４との間には電圧検出部５が設けられ、出力の電圧値が検出されるように構成されている。また、電圧検出部にて検出された電圧検出値はインバータ駆動制御回路７に入力されるように構成され、また、検出された電圧検出値に補正を加えるための補正手段５１が設けられ、この補正手段５１から補正信号がインバータ駆動制御回路７に入力されるように構成されている。インバータ回路３は、インバータ駆動制御回路７によってインバータの出力を制御されるように構成されており、このインバータ駆動制御回路７は、電圧検出部５からの電圧検出値と補正手段５１からの補正信号に基づいて三相各相の電流値を推定し、各相の電流値が所定値になるようにインバータ回路３の動作を制御するように構成されている。

実施の形態１．
具体的な実施の形態１の構成を図２に基づいて詳細に説明する。なお、図１に示した構成と同じのものには同じ符号を付けている。
図１において説明したように、直流電源１０から出力された直流電力を入力端子１で受け、平滑コンデンサ２で平滑し、インバータ回路３で三相交流電力に変換してモータ２０に供給する。このとき、インバータ駆動制御回路７は、モータ２０の回転数やトルクを制御するためにインバータ回路３の動作を制御する。

この図２では、スイッチング素子としてｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いた場合の構成例を示している。ここで、並列接続された還流ダイオードは、ボディーダイオードを示しているが、これに限定されるものではない。なお、以下の説明においては、スイッチング素子をＦＥＴとして説明する。

図２において、インバータ回路３は、次のように構成されている。すなわち、インバータ回路３は、ＵＶＷの各相に対応して配置され、インバータ回路３の高電位側と相線間をスイッチングするＵ相高電位側ＦＥＴ３１ｕ、Ｖ相高電位側ＦＥＴ３１ｖ、Ｗ相高電位側ＦＥＴ３１ｗと、低電位側と相線間をスイッチングするＵ相低電位側ＦＥＴ３２ｕ、Ｖ相低電位側ＦＥＴ３２ｖ、Ｗ相低電位側ＦＥＴ３２ｗ、さらに、Ｕ相高電位側ＦＥＴ３１ｕ、Ｖ相高電位側ＦＥＴ３１ｖ、Ｗ相高電位側ＦＥＴ３１ｗのそれぞれに対応するＵ相高電位側駆動回路３３ｕ、Ｖ相高電位側駆動回路３３ｖ、Ｗ相高電位側駆動回路３３ｗ、およびＵ相低電位側ＦＥＴ３２ｕ、Ｖ相低電位側ＦＥＴ３２ｖ、Ｗ相低電位側ＦＥＴ３２ｗのそれぞれに対応するＵ相低電位側駆動回路３４ｕ、Ｖ相低電位側駆動回路３４ｖ、Ｗ相低電位側駆動回路３４ｗで構成されている。

Ｕ相高電位側ＦＥＴ３１ｕの負極側とＵ相低電位側ＦＥＴ３２ｕの正極側が接続され、その接続端がＵ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕの基準電位側に接続されており、その他端は、モータ２０のステータに接続されている。
Ｖ相高電位側ＦＥＴ３１ｖの負極側とＶ相低電位側ＦＥＴ３２ｖの正極側が接続され、その接続端がＶ相モータリレー用ＦＥＴ８ｖの基準電位側に接続されており、その他端は、モータ２０のステータに接続されている。
また、Ｗ相高電位側ＦＥＴ３１ｗの負極側とＷ相低電位側ＦＥＴ３２ｗの正極側が接続され、その接続端がＷ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗの基準電位側に接続されており、その他端は、モータ２０のステータに接続されている。
なお、図２においては、モータ２０のステータは図示していない。

Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕ、Ｖ相モータリレー用ＦＥＴ８ｖ、Ｗ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗは、常時オンしている。そして、インバータ回路３に異常が発生すると、Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕ、Ｖ相モータリレー用ＦＥＴ８ｖ、およびＷ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗを全てオフにしてインバータ回路３とモータ２０を開放状態にする。Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕ、Ｖ相モータリレー用ＦＥＴ８ｖ、およびＷ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗについてもオン−オフを制御する駆動回路が接続されているが図２には示していない。

Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕ、Ｖ相モータリレー用ＦＥＴ８ｖ、およびＷ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗの両端の電位差を検出する電圧検出部５について、Ｕ相を例にして説明する。

Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕのドレイン・ソース間に電流が流れると、電流値とＦＥＴのオン抵抗との積によって電圧降下Ｖｍｏ＿８ｕが発生する。その両端電圧をＵ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕの電圧検出部５によって検出している。検出した電圧値は、インバータ駆動制御回路７の出力電流検出値補正部７１へ入力される。Ｖ相モータリレー用ＦＥＴ６ｖ、Ｗ相モータリレー用ＦＥＴ６ｗについても同様に行う。図３に示すように、通常ＦＥＴのオン抵抗は、ジャンクション温度の上昇に伴って増加する特性を有すため、同じ電流値であっても、モータリレー用ＦＥＴのジャンクション温度の上昇に伴って、モータリレー用ＦＥＴの電圧検出部５において検出する電圧値は、高くなる。

次に、母線電流検出部６について説明する。母線電流検出部６は、シャント抵抗６１と検出部６２によって構成されている。シャント抵抗６１に流れる電流によって発生する電圧を検出部６２で検出し、母線電流検出値ｉｄｃを検出部６２からインバータ駆動制御回路７の出力電流検出値補正部７１に入力する。このシャント抵抗６１は、一般的に温度による変化が小さい抵抗器を使用している。

ここで、インバータ駆動制御回路７は、モータ２０の回転数やトルクを制御するためにインバータ回路３の動作を制御する。このインバータ駆動制御回路７は、出力電流検出値補正部７１と指令値生成部７２と、電圧制御部７３と、ＰＷＭ生成部７４から構成されている。出力電流検出値補正部７１は、モータリレー用ＦＥＴの電圧検出部５からの電圧検出値と母線電流検出値ｉｄｃの情報をもとに、出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを推定してＰＷＭ生成部７４へ入力する。

指令値生成部７２は、モータ２０の目標回転数や目標トルクの情報とドライバの制御情報とに基づいて指令値Ｃ１を生成する。そして、その指令値Ｃ１は、電圧制御部７３に入力される。なお、負荷によっては、速度ωおよび磁極位置θの値、母線電圧値を検出する場合もあるが、ここでは説明を省略している。

電圧制御部７３は、出力電流検出値補正部７１で推定した出力電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、指令値生成部７２からの指令値Ｃ１の情報に基づいて、指令値Ｃ２をＰＷＭ生成部７４に出力する。ＰＷＭ生成部７４は、指令値Ｃ２に基づいて、ＰＷＭ制御により駆動信号を生成し、生成された駆動信号がＵ相高電位側駆動回路３３ｕ、Ｖ相高電位側駆動回路３３ｖ、およびＷ相高電位側駆動回路３３ｗとＵ相低電位側駆動回路３４ｕ、Ｖ相低電位側駆動回路３４ｖ、およびＷ相低電位側駆動回路３４ｗに入力される。

次に、出力電流検出値補正部７１の出力電流値を推定する方法について、図４に示した三角波比較を用いた三相変調時を例に取り上げて説明する。この図４には、三角波比較による三相変調時にブリッジ回路の、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の出力電圧指令値がＵ＞Ｖ＞Ｗとなる時刻の、ＰＷＭ生成部７４から出力されるスイッチングパターンを示す。Ｕ、Ｖ、Ｗは、位相差がそれぞれ１２０［ｄｅｇ］ある交流波形である。なお、Ｃａは搬送波を示している。搬送波Ｃａの周波数と出力電圧指令値の周波数とは、搬送波Ｃａの周波数の方が圧倒的に高い。図５は、ブリッジ回路における電圧ベクトルと各スイッチング素子のスイッチング状態と母線電流検出部で検出可能な相電流との関係を示すテーブルである。

図５において、ＰＷＭ信号Ｇｕ１がＨレベルのときは、Ｕ相高電位側ＦＥＴ３１ｕがオン、Ｕ相低電位側ＦＥＴ３２ｕがオフ、ＰＷＭ信号Ｇｕ１がＬベルのときはＵ相高電位側ＦＥＴ３１ｕがオフ、Ｕ相低電位側ＦＥＴ３２ｕがオンである。実際には高電位側アームと低電位側アームが短絡しないようデッドタイムが設けられるが、ここでは説明の簡略化のため省略している。ＰＷＭ信号Ｇｖ１、ＰＷＭ信号Ｇｗ１ついても同様である。

図４の時刻ｔ０では、電圧ベクトルは、Ｖ１０（０、０、０）となり直流側電流ｉｄｃが流れない。時刻ｔ１では、電圧ベクトルは、Ｖ１１（０、０、１）となり、ｉｄｃ＝ｉｗとなり、Ｗ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗに流れる電流と等しくなる。このとき、Ｗ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗでの電圧降下と母線電流検出部のシャント抵抗６１で検出された値ｉｄｃからＷ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗのオン抵抗値Ｒｏｎ＿８ｗを次式から算出する。
（Ｒｏｎ＿８ｗ）＝（Ｖｍｏ＿８ｗ）／（ｉｄｃ）
Ｖｍｏ＿８ｗは、電圧検出部５で検出したＷ相モータリレー用ＦＥＴ８Ｗの電圧であり、ｉｄｃは母線電流検出部６で検出した電流値である。

ここで、時刻ｔ２では電圧ベクトルはＶ１３（０、１、１）となり、ｉｄｃ＝−ｉｕとなり、Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ６ｕに流れる電流と等しくなる。このとき、モータリレーでの電圧降下とシャント抵抗８１で検出された値ｉｄｃからオン抵抗Ｒｏｎ＿８ｕを次式から求める。
（Ｒｏｎ＿８ｕ）＝（Ｖｍｏ＿８ｕ）／（ｉｄｃ）
Ｖｍｏ＿８ｕは、電圧検出部５で検出したＵ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕの電圧である。

モータリレー用ＦＥＴの電圧降下とシャント抵抗の電流を使用してＭＯＳＦＥＴのオン抵抗Ｒｏｎを算出することから、モータリレーの温度上昇によるオン抵抗の変化を把握することが可能となり、電流検出値の精度が向上する。

図４で示す期間では、Ｖ相のオン抵抗を算出することはできないが、ＦＥＴの温度変化はキャリア一周期と比較して十分に遅いため、Ｖ相の電流が母線電流検出部６に流れる期間にオン抵抗Ｒｏｎ＿８ｖを算出すれば良い。モータリレー用ＦＥＴのオン抵抗値を更新する期間は、使用するＭＯＳＦＥＴの面積、冷却性能、負荷の状態を考慮して決定すれば良い。

また、出力側で電流を検出することから、従来の母線電流検出部のみで電流を検出する方式に比べ変調方法に制約が無くなる。
本実施の形態によれば、電動式パワーステアリングに使用されるインバータ装置において、シャント抵抗を１つで構成することができるため装置の小型化や製造コストを低減することが可能である。また、出力側で電流検出を行うために、変調方法に制約がなくなり、相電流を確実に検出することができる。

実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２におけるインバータ装置について図を用いて説明する。
なお、実施の形態１と同一または同等である構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
この実施の形態２では、出力電流値の補正に温度センサを用いる点が実施の形態１と異なる。

図６は、本発明の実施の形態２を説明するためのインバータ装置の構成図である。
Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕ、Ｖ相モータリレー用ＦＥＴ８ｖ、およびＷ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗの近傍に、各相に対応して、Ｕ相温度センサ９ｕ、Ｖ相温度センサ９ｖ、Ｗ相温度センサ９ｗが配置されている。

Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕ、Ｖ相モータリレー用ＦＥＴ８ｖ、Ｗ相モータリレー用ＦＥＴ８ｗの両端の電圧は、電圧検出部５によって検出され、インバータ駆動制御回路７の出力電流検出値補正部７１１へ入力される。

また、Ｕ相温度センサ９ｕ、Ｖ相温度センサ９ｖ、およびＷ相温度センサ９ｗの温度検出値もインバータ駆動制御回路７の出力電流検出値補正部７１１へ入力される。出力電流検出値補正部７１１から電圧制御部７３にＵ相検出電流推定値ｉｕ、Ｖ相検出電流推定値ｉｖ、Ｗ相検出電流推定値ｉｗが入力される。

出力電流検出値補正部７１１には、図３において説明したオン抵抗とジャンクション温度の関係をマップとして保有しており、電圧検出部５にて検出された電圧値が、ジャンクション温度とオン抵抗の関係から出力電流検出値補正部７１１において補正される。

すなわち、Ｕ相について説明すると、電圧検出部５からのＵ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕの電圧降下の情報と、Ｕ相温度センサ９ｕからの温度情報に基づいてＵ相における負荷電流を次式より算出する。
Ｉｕ＝（Ｖｍｏ＿８ｕ）／（Ｒｏｎ＿８ｕ＊）
他のＶ相とＷ相についても同様に算出する。
なお、Ｒｏｎ＿８ｕ＊は、Ｕ相モータリレー用ＦＥＴ８ｕのオン抵抗値に温度情報に基づいて補正を行った後の値を表している。

この実施の形態によれば、インバータ装置において、シャント抵抗を使用することなく電流を検出できるため装置の小型化や製造コストを低減することが可能である。また、出力側で電流検出を行うために、変調方法に制約がなくなり、相電流を確実に検出することができる。

この発明は、その発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素を適宜、変更または省略することが可能である。

１ 入力端子、２ 平滑コンデンサ、３ インバータ回路、
４ 出力端子、５ 電圧検出部、５１ 補正手段、６ 母線電流検出部、
６１ シャント抵抗、 ６２ 検出部、
７ インバータ駆動制御回路、７１、７１１ 出力電流検出値補正部、
７２ 指令値生成部、７３ 電圧制御部、７４ ＰＷＭ生成部、
８ｕ、８ｖ、８ｗ モータリレー用ＦＥＴ、
９ｕ、９ｖ、９ｗ 温度センサ、１０ 直流電源、
２０ モータ、１００ インバータ装置

Claims (3)

1. 直流電源が接続される入力端子、前記入力端子に接続される直流母線間に接続され前記直流電源からの直流電力を平滑する平滑コンデンサ、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換して出力するインバータ回路、前記インバータ回路からの交流電力を出力する出力端子、前記インバータ回路と前記出力端子との間に設けられたモータリレー用スイッチング素子、前記モータリレー用スイッチング素子における電圧降下を検出する電圧検出部、および前記電圧検出部にて検出した電圧検出値に補正を加えて出力電流を推定して前記インバータ回路の動作を制御するインバータ駆動制御回路を備えたことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記平滑コンデンサと前記インバータ回路との間にシャント抵抗器が接続された母線電流検出部を備え、前記インバータ駆動制御回路において、前記母線電流検出部の検出電流によって前記電圧検出部による電圧検出値に補正を加えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記モータリレー用スイッチング素子における温度を検出する温度センサを備え、前記インバータ駆動制御回路において、前記温度センサによる温度情報によって前記電圧検出部による電圧検出値に補正を加えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
   

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