JPH10323016A - 電力変換装置のデバイス定常電流バランス制御回路 - Google Patents
電力変換装置のデバイス定常電流バランス制御回路Info
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- JPH10323016A JPH10323016A JP9124097A JP12409797A JPH10323016A JP H10323016 A JPH10323016 A JP H10323016A JP 9124097 A JP9124097 A JP 9124097A JP 12409797 A JP12409797 A JP 12409797A JP H10323016 A JPH10323016 A JP H10323016A
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- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 装置の小型化を図ると共に、並列接続された
複数の半導体スイッチの定常電流を高精度にバランスさ
せる。 【解決手段】 電流検出用のセンス抵抗が接続された各
デバイスのターンオン時に、センス電圧をサンプリング
して保持するサンプルホールド回路６1〜６nと、これら
の回路６1〜６nにより保持されるセンス電圧に応じたゲ
インにより、定常時のセンス電圧を増幅する増幅器７1
〜７nと、増幅器７1〜７n出力の平均を求める平均値算
出回路１０と、この回路１０の出力と増幅器７1〜７nの
出力とを比較するコンパレータ８1〜８nと、コンパレー
タ８1〜８nの各入力が等しくなるように各デバイスの駆
動電圧を調整するゲート電圧調整回路９1〜９nとを備え
る。
複数の半導体スイッチの定常電流を高精度にバランスさ
せる。 【解決手段】 電流検出用のセンス抵抗が接続された各
デバイスのターンオン時に、センス電圧をサンプリング
して保持するサンプルホールド回路６1〜６nと、これら
の回路６1〜６nにより保持されるセンス電圧に応じたゲ
インにより、定常時のセンス電圧を増幅する増幅器７1
〜７nと、増幅器７1〜７n出力の平均を求める平均値算
出回路１０と、この回路１０の出力と増幅器７1〜７nの
出力とを比較するコンパレータ８1〜８nと、コンパレー
タ８1〜８nの各入力が等しくなるように各デバイスの駆
動電圧を調整するゲート電圧調整回路９1〜９nとを備え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、半導体スイッチが
並列接続される電力変換装置において、各半導体スイッ
チ（デバイス）の定常電流のアンバランスを検出してこ
れをバランスさせるためのバランス制御回路に関する。
並列接続される電力変換装置において、各半導体スイッ
チ（デバイス）の定常電流のアンバランスを検出してこ
れをバランスさせるためのバランス制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポー
ラトランジスタ）を代表とする半導体スイッチと、ＩＧ
ＢＴの電流を検出するシャント抵抗とを有するチョッパ
回路を示している。図５において、ＩＧＢＴ１a1には逆
並列にダイオード１b1が接続され、ＩＧＢＴ１a1のゲー
ト・エミッタ間にはＩＧＢＴ１a1をオンオフするための
ゲート駆動回路１c1が接続される。こうして同様に構成
されたｎ個のスイッチング回路１1,………，１nが並列
に接続され、各々のＩＧＢＴ１a1〜１anのエミッタはシ
ャント抵抗１e1〜１enを介して一括接続されている。上
記ｎ個のスイッチング回路１1〜１n及びシャント抵抗１
e1〜１enからなる並列接続回路がスイッチング回路２1
〜２n及びシャント抵抗２e1〜２enによりもう一つ構成
され、これら二つの並列接続回路が直列に接続される。
ラトランジスタ）を代表とする半導体スイッチと、ＩＧ
ＢＴの電流を検出するシャント抵抗とを有するチョッパ
回路を示している。図５において、ＩＧＢＴ１a1には逆
並列にダイオード１b1が接続され、ＩＧＢＴ１a1のゲー
ト・エミッタ間にはＩＧＢＴ１a1をオンオフするための
ゲート駆動回路１c1が接続される。こうして同様に構成
されたｎ個のスイッチング回路１1,………，１nが並列
に接続され、各々のＩＧＢＴ１a1〜１anのエミッタはシ
ャント抵抗１e1〜１enを介して一括接続されている。上
記ｎ個のスイッチング回路１1〜１n及びシャント抵抗１
e1〜１enからなる並列接続回路がスイッチング回路２1
〜２n及びシャント抵抗２e1〜２enによりもう一つ構成
され、これら二つの並列接続回路が直列に接続される。
【０００３】上記二つの並列接続回路の直列回路の両端
には直流中間コンデンサ５が接続され、スイッチング回
路２1〜２n及びシャント抵抗２e1〜２enからなる並列接
続回路の両端には負荷インダクタンス４が接続される。
シャント抵抗１e1〜１enの端子電圧Ｖrs1〜Ｖrsnは定常
電流バランス制御回路１５に入力され、その出力は電源
電圧Ｖcc1〜Ｖccnとしてスイッチング回路１1〜１nのゲ
ート駆動回路１c1〜１cnに加えられる。
には直流中間コンデンサ５が接続され、スイッチング回
路２1〜２n及びシャント抵抗２e1〜２enからなる並列接
続回路の両端には負荷インダクタンス４が接続される。
シャント抵抗１e1〜１enの端子電圧Ｖrs1〜Ｖrsnは定常
電流バランス制御回路１５に入力され、その出力は電源
電圧Ｖcc1〜Ｖccnとしてスイッチング回路１1〜１nのゲ
ート駆動回路１c1〜１cnに加えられる。
【０００４】図５に示すチョッパ回路は、パルス分配回
路３によってＩＧＢＴ１a1〜１anを同時にオンオフする
動作を繰り返すことにより、出力電力を調整するもので
あり、図８にその動作波形を示す。この図８において、
ＶCEはＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧、Ｉconは
各ＩＧＢＴのターンオンコレクタ電流、Ｉc1〜Ｉcnは各
ＩＧＢＴ１a1〜１anのコレクタ電流、Ｉ0は負荷電流で
ある。なお、スイッチング回路（ＩＧＢＴ）をｎ個並列
に接続しているのは、スイッチング回路単体の定格電流
以上の容量を得るためである。
路３によってＩＧＢＴ１a1〜１anを同時にオンオフする
動作を繰り返すことにより、出力電力を調整するもので
あり、図８にその動作波形を示す。この図８において、
ＶCEはＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧、Ｉconは
各ＩＧＢＴのターンオンコレクタ電流、Ｉc1〜Ｉcnは各
ＩＧＢＴ１a1〜１anのコレクタ電流、Ｉ0は負荷電流で
ある。なお、スイッチング回路（ＩＧＢＴ）をｎ個並列
に接続しているのは、スイッチング回路単体の定格電流
以上の容量を得るためである。
【０００５】以下、図５のチョッパ回路の動作を説明す
る。まず、ＩＧＢＴ１a1〜１anを同時にオンすると、負
荷インダクタンス４に電流Ｉ0が流れる。この状態でＩ
ＧＢＴ１a1〜１anを同時にオフすると、負荷インダクタ
ンス４に流れていた電流ｉ0はダイオード２b1〜２bnを
介して環流する。このように主スイッチ（ＩＧＢＴ１a1
〜１an)のオンオフを繰り返すことで、負荷に供給する
電力を調整することができる。ここで、スイッチング回
路２1〜２n及びシャント抵抗２e1〜２enからなる並列接
続回路は、ＩＧＢＴ１a1〜１anがオンしている期間中に
負荷インダクタンス４に蓄えられたエネルギーを環流さ
せるためのものである。
る。まず、ＩＧＢＴ１a1〜１anを同時にオンすると、負
荷インダクタンス４に電流Ｉ0が流れる。この状態でＩ
ＧＢＴ１a1〜１anを同時にオフすると、負荷インダクタ
ンス４に流れていた電流ｉ0はダイオード２b1〜２bnを
介して環流する。このように主スイッチ（ＩＧＢＴ１a1
〜１an)のオンオフを繰り返すことで、負荷に供給する
電力を調整することができる。ここで、スイッチング回
路２1〜２n及びシャント抵抗２e1〜２enからなる並列接
続回路は、ＩＧＢＴ１a1〜１anがオンしている期間中に
負荷インダクタンス４に蓄えられたエネルギーを環流さ
せるためのものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述したように半導体
スイッチがｎ個並列に接続されたチョッパ回路では、以
下のような問題がある。ＩＧＢＴ１a1〜１anに流れる電
流は、全てがバランスしている場合にはそれぞれ数式１
に示す値となる。
スイッチがｎ個並列に接続されたチョッパ回路では、以
下のような問題がある。ＩＧＢＴ１a1〜１anに流れる電
流は、全てがバランスしている場合にはそれぞれ数式１
に示す値となる。
【０００７】
【数１】
【０００８】しかるに、図７に示すようにＩＧＢＴ各デ
バイスのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCE(sat)のば
らつきや配線による回路定数のばらつき等により、図８
のごとく、ＩＧＢＴ１a1〜１anを流れる電流Ｉc1〜Ｉcn
はアンバランスになる。このため、定常損失のアンバラ
ンスが生じ、最悪の場合には素子の破壊に至るおそれが
ある。従って、各デバイスに流れる電流を検出し、その
大きさに応じてデバイスのゲート・エミッタ間電圧ＶGE
を上下させ、図７のＶCE−ＩC特性を揃えるといった対
策が採られている。なお、図７は、ＩＧＢＴ１a2のゲー
ト・エミッタ間電圧をＶGE1からＶGE2に変化させ、ＩＧ
ＢＴ１a1に特性を揃えた例を示している。
バイスのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCE(sat)のば
らつきや配線による回路定数のばらつき等により、図８
のごとく、ＩＧＢＴ１a1〜１anを流れる電流Ｉc1〜Ｉcn
はアンバランスになる。このため、定常損失のアンバラ
ンスが生じ、最悪の場合には素子の破壊に至るおそれが
ある。従って、各デバイスに流れる電流を検出し、その
大きさに応じてデバイスのゲート・エミッタ間電圧ＶGE
を上下させ、図７のＶCE−ＩC特性を揃えるといった対
策が採られている。なお、図７は、ＩＧＢＴ１a2のゲー
ト・エミッタ間電圧をＶGE1からＶGE2に変化させ、ＩＧ
ＢＴ１a1に特性を揃えた例を示している。
【０００９】図５におけるシャント抵抗１e1〜１enは、
ＩＧＢＴ１a1〜１anを流れる電流Ｉ c1〜Ｉcnを検出する
ためのものであり、各デバイスに電流が流れて数式２に
示す電圧が発生することにより、電流値を検出してい
る。この数式２において、Ｒはシャント抵抗１e1〜１en
の抵抗値である。
ＩＧＢＴ１a1〜１anを流れる電流Ｉ c1〜Ｉcnを検出する
ためのものであり、各デバイスに電流が流れて数式２に
示す電圧が発生することにより、電流値を検出してい
る。この数式２において、Ｒはシャント抵抗１e1〜１en
の抵抗値である。
【００１０】
【数２】Ｖrsi＝Ｒ×ＩCi （ｉ＝１，２，……，ｎ）
【００１１】しかるに、各デバイスの定格が大きくなる
につれて、シャント抵抗には電力容量の大きいものを用
いなくてはならず、装置全体が大型化するという問題が
生じる。
につれて、シャント抵抗には電力容量の大きいものを用
いなくてはならず、装置全体が大型化するという問題が
生じる。
【００１２】各デバイスを流れる電流を検出する他の従
来技術として、図６に示すものがある。すなわち、各デ
バイス、例えばＩＧＢＴ１a1のセンス端子とエミッタ端
子間にセンス抵抗１e1を接続し、その端子電圧Ｖsを検
出する方法である。なお、図６において、１1’２1’は
スイッチング回路である。その動作を説明すると、ＩＧ
ＢＴ１a1がオンして電流Ｉc1が流れると、その数万分の
１の電流ＩS(以下、センス電流という）が流れるので、
センス抵抗１e1の両端に電圧ＶSが発生し、この電圧ＶS
はコレクタ電流Ｉc1の増加に伴って増加する。センス抵
抗１e1の抵抗値をＲSとすると、電圧ＶSは数式３とな
る。
来技術として、図６に示すものがある。すなわち、各デ
バイス、例えばＩＧＢＴ１a1のセンス端子とエミッタ端
子間にセンス抵抗１e1を接続し、その端子電圧Ｖsを検
出する方法である。なお、図６において、１1’２1’は
スイッチング回路である。その動作を説明すると、ＩＧ
ＢＴ１a1がオンして電流Ｉc1が流れると、その数万分の
１の電流ＩS(以下、センス電流という）が流れるので、
センス抵抗１e1の両端に電圧ＶSが発生し、この電圧ＶS
はコレクタ電流Ｉc1の増加に伴って増加する。センス抵
抗１e1の抵抗値をＲSとすると、電圧ＶSは数式３とな
る。
【００１３】
【数３】ＶS＝ＲS×ＩS
【００１４】この従来技術において、センス抵抗１e1に
流れる電流ＩSは数ｍＡ〜十数ｍＡであり、図５のよう
にシャント抵抗を用いる場合に比べて装置を小型化する
ことができる。しかしながら、センス電圧ＶSはシャン
ト抵抗を用いる場合に比べてばらつきが大きいという問
題がある。このため、図５のチョッパ回路のようにスイ
ッチング回路を複数並列に接続して構成される電力変換
装置において、電流バランス制御のためにセンス抵抗を
用いて各デバイスに流れる電流を検出し、バランス制御
する場合には、十分な精度を得ることができなかった。
流れる電流ＩSは数ｍＡ〜十数ｍＡであり、図５のよう
にシャント抵抗を用いる場合に比べて装置を小型化する
ことができる。しかしながら、センス電圧ＶSはシャン
ト抵抗を用いる場合に比べてばらつきが大きいという問
題がある。このため、図５のチョッパ回路のようにスイ
ッチング回路を複数並列に接続して構成される電力変換
装置において、電流バランス制御のためにセンス抵抗を
用いて各デバイスに流れる電流を検出し、バランス制御
する場合には、十分な精度を得ることができなかった。
【００１５】そこで本発明は、装置の小型化を図りなが
ら高精度な電流バランス制御を可能にした、電力変換装
置のデバイス定常電流バランス制御回路を提供しようと
するものである。
ら高精度な電流バランス制御を可能にした、電力変換装
置のデバイス定常電流バランス制御回路を提供しようと
するものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、電流検出用のセンス抵抗が
接続された半導体スイッチを有するスイッチング回路を
複数、並列に接続してなる電力変換装置の、各デバイス
を流れる定常電流をバランスさせるための定常電流バラ
ンス制御回路において、各デバイスのターンオン時に、
前記センス抵抗により検出されるセンス電圧をサンプリ
ングして保持する複数のサンプルホールド手段と、これ
らのサンプルホールド手段により保持されるセンス電圧
に応じたゲインにより、定常時のセンス電圧を増幅する
複数の増幅手段と、これらの増幅手段の出力の平均を求
める平均値算出手段と、この平均値算出手段の出力と、
前記複数の増幅手段の出力とをそれぞれ比較する複数の
比較手段と、これらの比較手段の各入力が互いに等しく
なるように各デバイスの駆動電圧を調整する調整手段と
を備えたものである。
め、請求項１記載の発明は、電流検出用のセンス抵抗が
接続された半導体スイッチを有するスイッチング回路を
複数、並列に接続してなる電力変換装置の、各デバイス
を流れる定常電流をバランスさせるための定常電流バラ
ンス制御回路において、各デバイスのターンオン時に、
前記センス抵抗により検出されるセンス電圧をサンプリ
ングして保持する複数のサンプルホールド手段と、これ
らのサンプルホールド手段により保持されるセンス電圧
に応じたゲインにより、定常時のセンス電圧を増幅する
複数の増幅手段と、これらの増幅手段の出力の平均を求
める平均値算出手段と、この平均値算出手段の出力と、
前記複数の増幅手段の出力とをそれぞれ比較する複数の
比較手段と、これらの比較手段の各入力が互いに等しく
なるように各デバイスの駆動電圧を調整する調整手段と
を備えたものである。
【００１７】請求項２記載の発明は、電流検出用のセン
ス抵抗が接続された半導体スイッチを有するスイッチン
グ回路を複数、並列に接続してなる電力変換装置の、各
デバイスを流れる定常電流をバランスさせるための定常
電流バランス制御回路において、各デバイスのターンオ
ン時に、前記センス抵抗により検出されるセンス電圧を
サンプリングして保持する複数のサンプルホールド手段
と、各デバイスの定常時のセンス電圧と、その他のデバ
イスにつき前記サンプルホールド手段により保持された
センス電圧とを乗算する複数の乗算手段と、これらの乗
算手段の出力の平均を求める平均値算出手段と、この平
均値算出手段の出力と、前記複数の乗算手段の出力とを
それぞれ比較する複数の比較手段と、これらの比較手段
の各入力が互いに等しくなるように各デバイスの駆動電
圧を調整する調整手段とを備えたものである。
ス抵抗が接続された半導体スイッチを有するスイッチン
グ回路を複数、並列に接続してなる電力変換装置の、各
デバイスを流れる定常電流をバランスさせるための定常
電流バランス制御回路において、各デバイスのターンオ
ン時に、前記センス抵抗により検出されるセンス電圧を
サンプリングして保持する複数のサンプルホールド手段
と、各デバイスの定常時のセンス電圧と、その他のデバ
イスにつき前記サンプルホールド手段により保持された
センス電圧とを乗算する複数の乗算手段と、これらの乗
算手段の出力の平均を求める平均値算出手段と、この平
均値算出手段の出力と、前記複数の乗算手段の出力とを
それぞれ比較する複数の比較手段と、これらの比較手段
の各入力が互いに等しくなるように各デバイスの駆動電
圧を調整する調整手段とを備えたものである。
【００１８】請求項３記載の発明は、半導体スイッチを
有するスイッチング回路を複数、並列に接続してなる電
力変換装置の、各デバイスを流れる定常電流をバランス
させるための定常電流バランス制御回路において、各デ
バイスの電流変化率により各デバイスが有するインダク
タンス（例えばエミッタインダクタンス）に発生する起
電圧を積分する複数の積分手段と、これらの積分手段の
出力の平均を求める平均値算出手段と、この平均値算出
手段の出力と、前記複数の積分手段の出力とをそれぞれ
比較する複数の比較手段と、これらの比較手段の各入力
が互いに等しくなるように各デバイスの駆動電圧を調整
する調整手段とを備えたものである。
有するスイッチング回路を複数、並列に接続してなる電
力変換装置の、各デバイスを流れる定常電流をバランス
させるための定常電流バランス制御回路において、各デ
バイスの電流変化率により各デバイスが有するインダク
タンス（例えばエミッタインダクタンス）に発生する起
電圧を積分する複数の積分手段と、これらの積分手段の
出力の平均を求める平均値算出手段と、この平均値算出
手段の出力と、前記複数の積分手段の出力とをそれぞれ
比較する複数の比較手段と、これらの比較手段の各入力
が互いに等しくなるように各デバイスの駆動電圧を調整
する調整手段とを備えたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１は、本発明の実施形態が適用される
チョッパ回路の構成図である。図１において、ＩＧＢＴ
１a1にはこれと逆並列にダイオード１b1が接続され、Ｉ
ＧＢＴ１a1のゲート・エミッタ間にはＩＧＢＴ１a1をオ
ンオフするためのゲート駆動回路１c1が接続される。ま
た、ＩＧＢＴ１a1のセンス端子とエミッタ間にはセンス
抵抗１d1が接続され、センス電圧ＶS1が取り出されるよ
うになっている。こうして同様に構成されたｎ個のスイ
ッチング回路１１1，………，１１nが並列に接続されて
おり、各センス電圧ＶS1〜ＶSnは後述する定常電流バラ
ンス制御回路に入力される。
態を説明する。図１は、本発明の実施形態が適用される
チョッパ回路の構成図である。図１において、ＩＧＢＴ
１a1にはこれと逆並列にダイオード１b1が接続され、Ｉ
ＧＢＴ１a1のゲート・エミッタ間にはＩＧＢＴ１a1をオ
ンオフするためのゲート駆動回路１c1が接続される。ま
た、ＩＧＢＴ１a1のセンス端子とエミッタ間にはセンス
抵抗１d1が接続され、センス電圧ＶS1が取り出されるよ
うになっている。こうして同様に構成されたｎ個のスイ
ッチング回路１１1，………，１１nが並列に接続されて
おり、各センス電圧ＶS1〜ＶSnは後述する定常電流バラ
ンス制御回路に入力される。
【００２０】上記ｎ個のスイッチング回路１１1〜１１n
からなる並列接続回路がスイッチング回路２１1〜２１n
によりもう一つ構成され、これら二つの並列接続回路が
直列に接続される。その他のパルス分配回路３、負荷イ
ンダクタンス４、直流中間コンデンサ５の接続構成は図
５と同一である。また、このチョッパ回路の一般的な動
作は、従来と同様にパルス分配回路３によってＩＧＢＴ
１a1〜１anを同時にオンオフする動作を繰り返すことに
より、負荷インダクタンス４への供給電力を調整するも
のである。
からなる並列接続回路がスイッチング回路２１1〜２１n
によりもう一つ構成され、これら二つの並列接続回路が
直列に接続される。その他のパルス分配回路３、負荷イ
ンダクタンス４、直流中間コンデンサ５の接続構成は図
５と同一である。また、このチョッパ回路の一般的な動
作は、従来と同様にパルス分配回路３によってＩＧＢＴ
１a1〜１anを同時にオンオフする動作を繰り返すことに
より、負荷インダクタンス４への供給電力を調整するも
のである。
【００２１】図２は請求項１に記載した発明の実施形態
を示す回路図である。図２において、ＩＧＢＴ１a1〜１
anのセンス電圧ＶS1〜ＶSnはサンプルホールド回路６1
〜６n及び増幅回路７1〜７nに入力されている。また、
サンプルホールド回路６1〜６nの出力は増幅回路７1〜
７nに入力されている。増幅回路７1〜７nの出力は平均
値算出回路１０に入力され、かつ、平均値算出回路１０
の出力は増幅回路７1〜７nの出力と共にコンパレータ８
1〜８nに入力されている。これらのコンパレータ８1〜
８nの出力はゲート電圧調整回路９1〜９nに入力され、
それらの出力が図１に示したスイッチング回路１１1〜
１１nのゲート駆動回路１c1〜１cnに電源電圧Ｖcc1〜Ｖ
ccnとして入力されている。
を示す回路図である。図２において、ＩＧＢＴ１a1〜１
anのセンス電圧ＶS1〜ＶSnはサンプルホールド回路６1
〜６n及び増幅回路７1〜７nに入力されている。また、
サンプルホールド回路６1〜６nの出力は増幅回路７1〜
７nに入力されている。増幅回路７1〜７nの出力は平均
値算出回路１０に入力され、かつ、平均値算出回路１０
の出力は増幅回路７1〜７nの出力と共にコンパレータ８
1〜８nに入力されている。これらのコンパレータ８1〜
８nの出力はゲート電圧調整回路９1〜９nに入力され、
それらの出力が図１に示したスイッチング回路１１1〜
１１nのゲート駆動回路１c1〜１cnに電源電圧Ｖcc1〜Ｖ
ccnとして入力されている。
【００２２】図２の構成において、ＩＧＢＴ１a1〜１an
がターンオンしたときのセンス抵抗１d1〜１dnに発生す
るセンス電圧ＶS1〜ＶSnをＶS(on)1〜ＶS(on)nとして、
サンプリング信号によりサンプルホールド回路６1〜６n
に入力し、保持する。なお、ＩＧＢＴターンオン時のタ
ーンオンスピードはトレードオフ特性がない（図８にお
けるｔ＝ｔon）ため、ターンオン時のＩＧＢＴ１a1〜１
anのコレクタ電流Ｉc1〜Ｉcnはバランスする。こうして
サンプルホールド回路６1〜６nに保持された電圧Ｖ
S(on)1〜ＶS(on)nにより増幅回路７1〜７nのゲインを調
整して、センス電圧のばらつきを補正する。増幅回路７
1〜７nは、検出値がばらついている場合に検出値が小さ
いときはゲインが大きくなるような反比例増幅回路とす
ることにより、各コレクタ電流がバランスしているとき
に全ての増幅回路７1〜７nの出力は一定になる。
がターンオンしたときのセンス抵抗１d1〜１dnに発生す
るセンス電圧ＶS1〜ＶSnをＶS(on)1〜ＶS(on)nとして、
サンプリング信号によりサンプルホールド回路６1〜６n
に入力し、保持する。なお、ＩＧＢＴターンオン時のタ
ーンオンスピードはトレードオフ特性がない（図８にお
けるｔ＝ｔon）ため、ターンオン時のＩＧＢＴ１a1〜１
anのコレクタ電流Ｉc1〜Ｉcnはバランスする。こうして
サンプルホールド回路６1〜６nに保持された電圧Ｖ
S(on)1〜ＶS(on)nにより増幅回路７1〜７nのゲインを調
整して、センス電圧のばらつきを補正する。増幅回路７
1〜７nは、検出値がばらついている場合に検出値が小さ
いときはゲインが大きくなるような反比例増幅回路とす
ることにより、各コレクタ電流がバランスしているとき
に全ての増幅回路７1〜７nの出力は一定になる。
【００２３】次に、上述のようにしてゲインが調整され
た増幅回路７1〜７nに定常時のセンス電圧ＶS1〜ＶSnを
入力し、それらの出力を平均値算出回路１０に入力する
と共に、各増幅回路７1〜７nの出力と平均値算出回路１
０の出力とをコンパレータ８ 1〜８nによりそれぞれ比較
する。このとき、コンパレータ８1〜８nの出力の有無
（各コンパレータ８1〜８nの二入力がそれぞれ等しいか
否か）によって、各ＩＧＢＴを流れる電流（コレクタ電
流）のアンバランスを検出することができる。コンパレ
ータ８1〜８nの出力はゲート電圧調整回路９1〜９nに入
力され、これらの回路９1〜９nではコンパレータ８1〜
８nの出力が零となるようにゲート電圧を調整し、電源
電圧Ｖcc1〜Ｖccnを出力する。従って、コレクタ電流が
小さいＩＧＢＴについてはゲート電圧を上げる動作によ
り、図７に示した如くコレクタ・エミッタ間飽和電圧Ｖ
CE(sat)が低下し、コレクタ電流が増加する。この結
果、各デバイスの定常電流をバランスさせることができ
る。
た増幅回路７1〜７nに定常時のセンス電圧ＶS1〜ＶSnを
入力し、それらの出力を平均値算出回路１０に入力する
と共に、各増幅回路７1〜７nの出力と平均値算出回路１
０の出力とをコンパレータ８ 1〜８nによりそれぞれ比較
する。このとき、コンパレータ８1〜８nの出力の有無
（各コンパレータ８1〜８nの二入力がそれぞれ等しいか
否か）によって、各ＩＧＢＴを流れる電流（コレクタ電
流）のアンバランスを検出することができる。コンパレ
ータ８1〜８nの出力はゲート電圧調整回路９1〜９nに入
力され、これらの回路９1〜９nではコンパレータ８1〜
８nの出力が零となるようにゲート電圧を調整し、電源
電圧Ｖcc1〜Ｖccnを出力する。従って、コレクタ電流が
小さいＩＧＢＴについてはゲート電圧を上げる動作によ
り、図７に示した如くコレクタ・エミッタ間飽和電圧Ｖ
CE(sat)が低下し、コレクタ電流が増加する。この結
果、各デバイスの定常電流をバランスさせることができ
る。
【００２４】次に、請求項２に記載した発明の実施形態
を図３に基づいて説明する。図２と異なるのは、センス
電圧をサンプリングしたデバイス以外のサンプルホール
ド回路の出力を当該デバイスに対応する乗算回路１４1
〜１４nに入力し、かつ、それらの乗算回路１４1〜１４
nに当該デバイスの定常時のセンス電圧ＶS1〜ＶSnを入
力する（例えば、ＩＧＢＴ１a1に対応する乗算回路１４
1には、他のＩＧＢＴ１a 2〜１anに対応するサンプルホ
ールド回路６2〜６nの出力を入力し、かつ、ＩＧＢＴ１
a1の定常時のセンス電圧ＶS1を入力する）こと、並び
に、乗算回路１４1〜１４nの出力を平均値算出回路１０
に入力して、その出力をコンパレータ８1〜８nにより乗
算回路１４1〜１４nの出力とそれぞれ比較するようにし
たことである。
を図３に基づいて説明する。図２と異なるのは、センス
電圧をサンプリングしたデバイス以外のサンプルホール
ド回路の出力を当該デバイスに対応する乗算回路１４1
〜１４nに入力し、かつ、それらの乗算回路１４1〜１４
nに当該デバイスの定常時のセンス電圧ＶS1〜ＶSnを入
力する（例えば、ＩＧＢＴ１a1に対応する乗算回路１４
1には、他のＩＧＢＴ１a 2〜１anに対応するサンプルホ
ールド回路６2〜６nの出力を入力し、かつ、ＩＧＢＴ１
a1の定常時のセンス電圧ＶS1を入力する）こと、並び
に、乗算回路１４1〜１４nの出力を平均値算出回路１０
に入力して、その出力をコンパレータ８1〜８nにより乗
算回路１４1〜１４nの出力とそれぞれ比較するようにし
たことである。
【００２５】いま、ＩＧＢＴ１a1〜１anのターンオン時
のセンス抵抗１d1〜１dnに発生するセンス電圧ＶS1〜Ｖ
Sn(サンプルホールドされる電圧）をＶS(on)1〜Ｖ
S(on)nとし、定常時のセンス電圧ＶS1〜ＶSnをＶS(t)1
〜ＶS(t)nとする。センス電圧の特性は、各センス電圧
をＶSi、比例定数をｋiとすると、数式４で表される。
ここで、ｋiは各センス抵抗のばらつきを示す定数であ
る。
のセンス抵抗１d1〜１dnに発生するセンス電圧ＶS1〜Ｖ
Sn(サンプルホールドされる電圧）をＶS(on)1〜Ｖ
S(on)nとし、定常時のセンス電圧ＶS1〜ＶSnをＶS(t)1
〜ＶS(t)nとする。センス電圧の特性は、各センス電圧
をＶSi、比例定数をｋiとすると、数式４で表される。
ここで、ｋiは各センス抵抗のばらつきを示す定数であ
る。
【００２６】
【数４】ＶSi＝ｋi×Ｉci (ｉ＝１，２，……，ｎ）
【００２７】各デバイスのサンプルホールド回路６1〜
６nの出力ＶS(on)iは、ターンオンコレクタ電流をＩcon
とすると数式５で表される。
６nの出力ＶS(on)iは、ターンオンコレクタ電流をＩcon
とすると数式５で表される。
【００２８】
【数５】 ＶS(on)i＝ｋi×Ｉcon (ｉ＝１，２，……，ｎ）
【００２９】定常時のセンス電圧ＶS(t)iと、ｉ番目以
外の全てのターンオン時のセンス電圧ＶS(on)iとが入力
されて乗算される一つの乗算回路の出力Ｖmiは、数式６
によって表される。
外の全てのターンオン時のセンス電圧ＶS(on)iとが入力
されて乗算される一つの乗算回路の出力Ｖmiは、数式６
によって表される。
【００３０】
【数６】 Ｖmi＝ＶS(on)1×ＶS(on)2×……×ＶS(t)i×……×ＶS(on)n ＝ｋ1・Ｉcon×ｋ2・Ｉcon×……×ｋi・Ｉc(t)i×……×ｋn・Ｉcon ＝（ｋ1・ｋ2・……・ｋn)Ｉcon n-1・Ｉc(t)i ＝Ｇ・Ｉc(t)i
【００３１】ただし、数式６において、Ｇ＝（ｋ1・ｋ2
・……・ｋn）Ｉcon n-1である。更に、乗算回路１４1〜
１４nの出力全てを平均値算出回路１０に入力し、その
出力をｉ番目の乗算回路の出力と比較することを考え
る。平均値算出回路１０の出力Ｖaveは、数式７とな
る。
・……・ｋn）Ｉcon n-1である。更に、乗算回路１４1〜
１４nの出力全てを平均値算出回路１０に入力し、その
出力をｉ番目の乗算回路の出力と比較することを考え
る。平均値算出回路１０の出力Ｖaveは、数式７とな
る。
【００３２】
【数７】
【００３３】但し、数式７において、Ｉcaveは数式８で
表される。
表される。
【００３４】
【数８】
【００３５】よって、コンパレータ８1〜８nの出力Ｖ
subiは数式９となり、センス電圧のばらつきに関わらず
各ＩＧＢＴのコレクタ電流を比較することができる。
subiは数式９となり、センス電圧のばらつきに関わらず
各ＩＧＢＴのコレクタ電流を比較することができる。
【００３６】
【数９】 Ｖsubi＝Ｖmi−Ｖave ＝Ｇ・Ｉc(t)i−Ｇ・Ｉcave ＝Ｇ（Ｉc(t)i−Ｉcave)
【００３７】次いで、図４は請求項３に記載した発明の
実施形態を示す回路図である。ＩＧＢＴ１a1〜１anにお
いて、補助エミッタ−主エミッタ間のインダクタンス
（以下、エミッタインダクタンスという）は、コレクタ
電流Ｉc1〜Ｉcnが変化したときに電圧を発生する。上記
エミッタインダクタンスをＬEとすると、コレクタ電流
が急激に変化するスイッチング時に、数式１０に示すエ
ミッタ電圧ＶLEが発生する。
実施形態を示す回路図である。ＩＧＢＴ１a1〜１anにお
いて、補助エミッタ−主エミッタ間のインダクタンス
（以下、エミッタインダクタンスという）は、コレクタ
電流Ｉc1〜Ｉcnが変化したときに電圧を発生する。上記
エミッタインダクタンスをＬEとすると、コレクタ電流
が急激に変化するスイッチング時に、数式１０に示すエ
ミッタ電圧ＶLEが発生する。
【００３８】
【数１０】ＶLE＝ＬE（ｄｉc／ｄｔ）
【００３９】従って、ＩＧＢＴ１a1〜１anのターンオフ
時にエミッタ電圧を図４の積分回路１３1〜１３nに入力
して積分することにより、数式１１の出力を得ることが
できる。この数式１１において、Ｋは積分回路１３1〜
１３nのゲインである。また、図４において、１h1〜１
hnはエミッタインダクタンス、１２1〜１２n、２２1〜
２２nはスイッチング回路である。
時にエミッタ電圧を図４の積分回路１３1〜１３nに入力
して積分することにより、数式１１の出力を得ることが
できる。この数式１１において、Ｋは積分回路１３1〜
１３nのゲインである。また、図４において、１h1〜１
hnはエミッタインダクタンス、１２1〜１２n、２２1〜
２２nはスイッチング回路である。
【００４０】
【数１１】ＶINTi＝Ｋ∫ＶLEiｄｔ＝ＫＬE∫ｄｉci／ｄ
ｔ＝ＫＬEＩci （ｉ＝１，２，……，ｎ）
ｔ＝ＫＬEＩci （ｉ＝１，２，……，ｎ）
【００４１】よって、積分回路１３1〜１３nの出力を平
均値算出回路１０の出力とコンパレータ８1〜８nによっ
てそれぞれ比較することにより、各デバイスの電流のア
ンバランスを検出することができ、前記同様にゲート電
圧調整回路９1〜９nの動作によって各デバイスの定常電
流をバランスさせることが可能になる。
均値算出回路１０の出力とコンパレータ８1〜８nによっ
てそれぞれ比較することにより、各デバイスの電流のア
ンバランスを検出することができ、前記同様にゲート電
圧調整回路９1〜９nの動作によって各デバイスの定常電
流をバランスさせることが可能になる。
【００４２】なお、本発明は、チョッパ回路以外の電力
変換装置であって、並列接続された複数の半導体スイッ
チの電流をバランスさせる用途に適用可能であり、ま
た、半導体スイッチの種類もＩＧＢＴに何ら限定される
ものではない。
変換装置であって、並列接続された複数の半導体スイッ
チの電流をバランスさせる用途に適用可能であり、ま
た、半導体スイッチの種類もＩＧＢＴに何ら限定される
ものではない。
【００４３】
【発明の効果】以上のように請求項１または２記載の発
明は、デバイスのターンオン時にセンス電圧をサンプル
ホールドし、その値を用いて定常時のセンス電圧または
その相当値と比較してセンス電圧のばらつきを検出し、
もって電流のアンバランスを検出すると共に、上記ばら
つきに応じてデバイスの駆動電圧を調整することにより
定常電流をバランスさせるものである。その際、図６の
従来技術と同様にセンス抵抗の小容量化による装置の小
型化が可能であるほか、電子部品の使用により従前のゲ
ート駆動回路等の内部に実装可能であるため、一層の小
型化が可能である。また、図６の従来技術と比べて、セ
ンス電圧のばらつきを補正して電流をバランスさせる原
理をとっているので、電流検出精度及びバランス制御精
度を大幅に向上させることができる。
明は、デバイスのターンオン時にセンス電圧をサンプル
ホールドし、その値を用いて定常時のセンス電圧または
その相当値と比較してセンス電圧のばらつきを検出し、
もって電流のアンバランスを検出すると共に、上記ばら
つきに応じてデバイスの駆動電圧を調整することにより
定常電流をバランスさせるものである。その際、図６の
従来技術と同様にセンス抵抗の小容量化による装置の小
型化が可能であるほか、電子部品の使用により従前のゲ
ート駆動回路等の内部に実装可能であるため、一層の小
型化が可能である。また、図６の従来技術と比べて、セ
ンス電圧のばらつきを補正して電流をバランスさせる原
理をとっているので、電流検出精度及びバランス制御精
度を大幅に向上させることができる。
【００４４】更に、ゲート電圧を調整して各デバイスの
定常電流をバランスさせる方法を採れば、各デバイスの
コレクタ・エミッタ間飽和電圧が同等のものを揃える必
要がなくなり、デバイスの調達、管理の手間が削減され
る。また、高精度に電流をバランスさせることができる
ため、従来アンバランスをある程度受容したうえ余裕を
見て回路を設計していたのに対してその余裕を持たせる
必要がなくなり、さらなる装置の小型化が可能になる。
定常電流をバランスさせる方法を採れば、各デバイスの
コレクタ・エミッタ間飽和電圧が同等のものを揃える必
要がなくなり、デバイスの調達、管理の手間が削減され
る。また、高精度に電流をバランスさせることができる
ため、従来アンバランスをある程度受容したうえ余裕を
見て回路を設計していたのに対してその余裕を持たせる
必要がなくなり、さらなる装置の小型化が可能になる。
【００４５】請求項３記載の発明によれば、センス抵抗
を用いずに素子とエミッタ端子間の配線インダクタンス
を利用するため、スイッチング回路の構成を簡略化する
ことができる。
を用いずに素子とエミッタ端子間の配線インダクタンス
を利用するため、スイッチング回路の構成を簡略化する
ことができる。
【図１】本発明の実施形態が適用されるチョッパ回路の
構成図である。
構成図である。
【図２】請求項１に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
図である。
【図３】請求項２に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
図である。
【図４】請求項３に記載した発明の実施形態を示す回路
図である。
図である。
【図５】第１の従来技術を示す回路図である。
【図６】第２の従来技術を示す回路図である。
【図７】ＩＧＢＴのコレクタ電流−コレクタ・エミッタ
間飽和電圧特性を示す図である。
間飽和電圧特性を示す図である。
【図８】図５のチョッパ回路の動作を示す波形図であ
る。
る。
１１1〜１１n，１２1〜１２n，２１1〜２１n，２２1〜
２２n スイッチング回路 １a1〜１an，２a1〜２an ＩＧＢＴ １b1〜１bn，２b1〜２bn ダイオード １c1〜１cn，２c1〜２cn ゲート駆動回路 １d1〜１dn，２d1〜２dn センス抵抗 １h1〜１hn エミッタインダクタンス ３ パルス分配回路 ４ 負荷インダクタンス ５ 直流中間コンデンサ ６1〜６n サンプルホールド回路 ７1〜７n 増幅回路 ８1〜８n コンパレータ ９1〜９n ゲート電圧調整回路 １０ 平均値算出回路 １３1〜１３n 積分回路 １４1〜１４n 乗算回路
２２n スイッチング回路 １a1〜１an，２a1〜２an ＩＧＢＴ １b1〜１bn，２b1〜２bn ダイオード １c1〜１cn，２c1〜２cn ゲート駆動回路 １d1〜１dn，２d1〜２dn センス抵抗 １h1〜１hn エミッタインダクタンス ３ パルス分配回路 ４ 負荷インダクタンス ５ 直流中間コンデンサ ６1〜６n サンプルホールド回路 ７1〜７n 増幅回路 ８1〜８n コンパレータ ９1〜９n ゲート電圧調整回路 １０ 平均値算出回路 １３1〜１３n 積分回路 １４1〜１４n 乗算回路
Claims (3)
- 【請求項１】 電流検出用のセンス抵抗が接続された半
導体スイッチ（以下、デバイスという）を有するスイッ
チング回路を複数、並列に接続してなる電力変換装置
の、各デバイスを流れる定常電流をバランスさせるため
の定常電流バランス制御回路において、 各デバイスのターンオン時に、前記センス抵抗により検
出されるセンス電圧をサンプリングして保持する複数の
サンプルホールド手段と、 これらのサンプルホールド手段により保持されるセンス
電圧に応じたゲインにより、定常時のセンス電圧を増幅
する複数の増幅手段と、 これらの増幅手段の出力の平均を求める平均値算出手段
と、 この平均値算出手段の出力と、前記複数の増幅手段の出
力とをそれぞれ比較する複数の比較手段と、 これらの比較手段の各入力が互いに等しくなるように各
デバイスの駆動電圧を調整する調整手段と、 を備えたことを特徴とする、電力変換装置のデバイス定
常電流バランス制御回路。 - 【請求項２】 電流検出用のセンス抵抗が接続された半
導体スイッチ（以下、デバイスという）を有するスイッ
チング回路を複数、並列に接続してなる電力変換装置
の、各デバイスを流れる定常電流をバランスさせるため
の定常電流バランス制御回路において、 各デバイスのターンオン時に、前記センス抵抗により検
出されるセンス電圧をサンプリングして保持する複数の
サンプルホールド手段と、 各デバイスの定常時のセンス電圧と、その他のデバイス
につき前記サンプルホールド手段により保持されたセン
ス電圧とを乗算する複数の乗算手段と、 これらの乗算手段の出力の平均を求める平均値算出手段
と、 この平均値算出手段の出力と、前記複数の乗算手段の出
力とをそれぞれ比較する複数の比較手段と、 これらの比較手段の各入力が互いに等しくなるように各
デバイスの駆動電圧を調整する調整手段と、 を備えたことを特徴とする、電力変換装置のデバイス定
常電流バランス制御回路。 - 【請求項３】 半導体スイッチ（以下、デバイスとい
う）を有するスイッチング回路を複数、並列に接続して
なる電力変換装置の、各デバイスを流れる定常電流をバ
ランスさせるための定常電流バランス制御回路におい
て、 各デバイスの電流変化率により各デバイスが有するイン
ダクタンスに発生する起電圧を積分する複数の積分手段
と、 これらの積分手段の出力の平均を求める平均値算出手段
と、 この平均値算出手段の出力と、前記複数の積分手段の出
力とをそれぞれ比較する複数の比較手段と、 これらの比較手段の各入力が互いに等しくなるように各
デバイスの駆動電圧を調整する調整手段と、 を備えたことを特徴とする、電力変換装置のデバイス定
常電流バランス制御回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12409797A JP3267189B2 (ja) | 1997-05-14 | 1997-05-14 | 電力変換装置のデバイス定常電流バランス制御回路 |
| US09/075,235 US5889663A (en) | 1997-05-14 | 1998-05-11 | Circuit for balancing steady-state currents of switching devices in electric power converter |
| DE19821195A DE19821195A1 (de) | 1997-05-14 | 1998-05-12 | Schaltungsanordnung zur Symmetrierung der stationären Ströme von Schaltvorrichtungen in einem elektrischen Stromrichter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12409797A JP3267189B2 (ja) | 1997-05-14 | 1997-05-14 | 電力変換装置のデバイス定常電流バランス制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10323016A true JPH10323016A (ja) | 1998-12-04 |
| JP3267189B2 JP3267189B2 (ja) | 2002-03-18 |
Family
ID=14876856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12409797A Expired - Fee Related JP3267189B2 (ja) | 1997-05-14 | 1997-05-14 | 電力変換装置のデバイス定常電流バランス制御回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5889663A (ja) |
| JP (1) | JP3267189B2 (ja) |
| DE (1) | DE19821195A1 (ja) |
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| JP2018148689A (ja) * | 2017-03-06 | 2018-09-20 | 株式会社デンソー | 電力変換器制御装置 |
| JP2020022240A (ja) * | 2018-07-31 | 2020-02-06 | 株式会社 日立パワーデバイス | 電流検出装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP3610878B2 (ja) * | 2000-04-28 | 2005-01-19 | 株式会社デンソー | 負荷駆動回路 |
| JP4568858B2 (ja) * | 2005-03-14 | 2010-10-27 | 富士通テレコムネットワークス株式会社 | 電流バランス回路 |
| WO2006104430A1 (en) * | 2005-03-31 | 2006-10-05 | Abb Research Ltd | Converter valve |
| US7288947B2 (en) * | 2005-12-19 | 2007-10-30 | Lsi Corporation | Method for simulating resistor characteristics at high electric fields |
| EP2063521B1 (de) * | 2007-11-20 | 2011-11-09 | ELMOS Semiconductor AG | Vorrichtung zum Treiben einer Last |
| WO2010048706A1 (en) | 2008-10-30 | 2010-05-06 | Next Hydrogen Corporation | Power dispatch system for electrolytic production of hydrogen from wind power |
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