JPWO2017179095A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置１００は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対が複数並列に接続されたインバータモジュール５，６，７と、スイッチング素子を制御するパルス幅変調信号を生成する制御部１８と、スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部とを備え、制御部１８は、電流検出部が検出した電流を用いて、複数のスイッチング素子対の各々を駆動するためのパルス幅変調信号のパルス幅を調整するパルス幅調整部である駆動回路３９を備える。

Description

この発明は直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

電力変換装置は、スイッチング素子をパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御することにより電力変換を行う。電力変換装置内の基板に、スイッチング素子をチップとして実装する場合、チップ面積を小さくするほど、ウェハから取り出す際の歩留りが向上するため、電力変換装置のコストを低減できるが、チップ面積を小さくするほど電流容量が低下する。低コスト化と大電流化とを両立させるため、並列に接続された複数のスイッチング素子の各々を同一の駆動信号でオンオフ制御して電力変換を行う技術が知られている。

しかしながら、並列に接続された複数のスイッチング素子の各々には、オンしきい値電圧、オン抵抗およびスイッチング時間といった特性の差異がある。さらに並列に接続された複数のスイッチング素子の各々に流れる電流は温度によって異なる値となる。従って複数のスイッチング素子で構成されたインバータモジュールの電流容量を決定する際、各スイッチング素子の電流容量を超えないようにするため、電流のアンバランス分を考慮して各スイッチング素子を選定する必要がある。従って従来の電力変換装置ではチップ面積が大きくなり、チップ面積を縮小することによるコストメリットが小さくなるという課題があった。

特許文献１には、並列に接続された複数のスイッチング素子の各々に駆動信号を与える複数の信号線のインダクタンスを互いに等しい値にすることによって、並列に接続された複数のスイッチング素子の各々のオンオフのタイミングが異なることに起因して生じる電流のアンバランスを抑制する技術が開示されている。

特許第５５５９２６５号公報

しかしながら、実際の電源装置およびプリント基板は、配線の引き回しによる自由度が低いため、複数の信号線のインダクタンスを互いに等しい値にすることは困難である。またスイッチング素子のオンしきい値電圧、オン抵抗およびスイッチング時間といった特性が経年変化した場合、特許文献１に開示される従来技術では電流のアンバランスを補正できない場合がある。従って特許文献１の従来技術は低コスト化と大電流化とを両立させることが困難という課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、低コスト化と大電流化を両立させることができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対が複数並列に接続されたインバータモジュールと、スイッチング素子を制御するパルス幅変調信号を生成する制御部と、スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部とを備え、制御部は、電流検出部が検出した電流を用いて、複数のスイッチング素子対の各々を駆動するためのパルス幅変調信号のパルス幅を調整するパルス幅調整部を備える。

本発明に係る電力変換装置は、低コスト化と大電流化を両立させることができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成図 図１に示す制御部においてパルス幅が調整された後のＰＷＭ信号の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置の構成図

以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は実施の形態１に係る電力変換装置の構成図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００は直流電源１および商用電源系統８に接続される。直流電源１は、電力変換装置１００に直流電力を供給する太陽電池モジュールまたは蓄電池といった直流電力供給手段である。電力変換装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を交流電力に変換して商用電源系統８に出力する機能を有し、太陽光発電用のパワーコンディショナまたは蓄電池用のパワーコンディショナとして用いられる。

具体的には、電力変換装置１００は、直流電源１から供給される直流電圧を所望の値の直流電圧に変換して出力するコンバータ５０と、コンバータ５０が出力される直流電圧を所望の値の交流電圧に変換して出力するインバータ５１と、制御部１８とを備える。制御部１８は、インバータモジュール５、インバータモジュール６およびインバータモジュール７の各々を制御するためのパルス幅変調信号であるＰＷＭ信号を生成する制御回路９と、パルス幅調整部である駆動回路３９とを備える。制御回路９および駆動回路３９の詳細は後述する。

また電力変換装置１００は、インバータ５１から出力される交流電圧の高周波成分を減衰させるローパスフィルタを構成するリアクトル１１、リアクトル１２、およびコンデンサ１０を備える。また電力変換装置１００は、電力変換装置１００と商用電源系統８とを接続しまたは接続を解除するリレー１３およびリレー１４を備える。

コンバータ５０は、一般的な昇圧チョッパ型の直流−直流変換回路であり、一端が直流電源１の正極に接続され他端が直流電源１の負極に接続されたコンデンサ２と、一端がコンデンサ２に接続されたリアクトル３と、リアクトル３の他端に接続されたインバータモジュール５とを備える。

インバータモジュール５は、コンバータ５０におけるスイッチングデバイスとして用いられる。インバータモジュール５は、複数のスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆを備える。本実施の形態では、並列に接続された３つのスイッチング素子の組をアームと定義し、スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの並列接続回路を上アームと称し、スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆの並列接続回路を下アームと称する。本実施の形態に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆの各々の電流容量が小さい場合でも、複数のスイッチング素子が並列に接続されることにより、電流容量を大きくできる。

スイッチング素子５ａおよびスイッチング素子５ｂは、直列に接続されたスイッチング素子対を構成し、当該スイッチング素子対の一端は正極側直流母線１９ａに接続され、当該スイッチング素子対の他端は負極側直流母線１９ｂに接続される。

同様に、スイッチング素子５ｃおよびスイッチング素子５ｄはスイッチング素子対を構成し、スイッチング素子５ｅおよびスイッチング素子５ｆはスイッチング素子対を構成し、これらのスイッチング素子対の各々の一端は正極側直流母線１９ａに接続され、これらの当該スイッチング素子対の他端は負極側直流母線１９ｂに接続される。

またコンバータ５０は、複数のスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆの各々に流れる電流を検出して当該電流に相当する電流信号を制御部１８の駆動回路３９に出力する複数の電流検出部２１，２２，２３，３０，３１，３２を備える。またコンバータ５０は、一端が正極側直流母線１９ａに接続され他端が負極側直流母線１９ｂに接続されるコンデンサ４と、コンバータ５０の出力電圧を検出して当該出力電圧に相当する電圧信号を制御部１８の制御回路９に出力する電圧検出部１５とを備える。

インバータ５１は、インバータ５１におけるスイッチングデバイスとして用いられるインバータモジュール６およびインバータモジュール７を備える。

インバータモジュール６は、インバータモジュール５と同様に、複数のスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆを備える。スイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅの並列接続回路を上アームと称し、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの並列接続回路を下アームと称する。本実施の形態に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆの各々の電流容量が小さい場合でも、複数のスイッチング素子が並列に接続されることにより、電流容量を大きくできる。

スイッチング素子６ａおよびスイッチング素子６ｂは、直列に接続されたスイッチング素子対を構成し、当該スイッチング素子対の一端は正極側直流母線１９ａに接続され、当該スイッチング素子対の他端は負極側直流母線１９ｂに接続される。

同様に、スイッチング素子６ｃおよびスイッチング素子６ｄはスイッチング素子対を構成し、スイッチング素子６ｅおよびスイッチング素子６ｆはスイッチング素子対を構成し、これらのスイッチング素子対の各々の一端は正極側直流母線１９ａに接続され、これらの当該スイッチング素子対の他端は負極側直流母線１９ｂに接続される。

インバータモジュール７は、インバータモジュール５，６と同様に、複数のスイッチング素子７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ，７ｆを備える。スイッチング素子７ａ，７ｃ，７ｅの並列接続回路を上アームと称し、スイッチング素子７ｂ，７ｄ，７ｆの並列接続回路を下アームと称する。本実施の形態に係る電力変換装置１００では、複数のスイッチング素子７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ，７ｆの各々の電流容量が小さい場合でも、複数のスイッチング素子が並列に接続されることにより、電流容量を大きくできる。

スイッチング素子７ａおよびスイッチング素子７ｂは、直列に接続されたスイッチング素子対を構成し、当該スイッチング素子対の一端は正極側直流母線１９ａに接続され、当該スイッチング素子対の他端は負極側直流母線１９ｂに接続される。

同様に、スイッチング素子７ｃおよびスイッチング素子７ｄはスイッチング素子対を構成し、スイッチング素子７ｅおよびスイッチング素子７ｆはスイッチング素子対を構成し、これらのスイッチング素子対の各々の一端は正極側直流母線１９ａに接続され、これらの当該スイッチング素子対の他端は負極側直流母線１９ｂに接続される。

インバータ５１は、コンバータ５０と同様に、複数のスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆの各々に流れる電流を検出して当該電流に相当する電流信号を制御部１８の駆動回路３９に出力する複数の電流検出部２４，２５，２６，３３，３４，３５を備える。またインバータ５１は、複数のスイッチング素子７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ，７ｆの各々に流れる電流を検出して当該電流に相当する電流信号を制御部１８の駆動回路３９に出力する複数の電流検出部２７，２８，２９，３６，３７，３８を備える。

インバータ５１の出力側には、インバータ５１の出力電流を検出して当該出力電流に相当する電流信号を制御回路９に出力する電流検出部１７が設けられている。またインバータ５１の出力側には、インバータ５１の出力電圧を検出して当該出力電圧に相当する電圧信号を制御回路９に出力する電圧検出部１６が設けられている。

以下では、インバータモジュール６を構成する複数のスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆを制御する例を説明し、インバータモジュール５，７に関しては、インバータモジュール６と同様に制御されるものとしてその説明を割愛する。

制御回路９は、電圧検出部１５で検出された電圧値と、電圧検出部１６で検出された電圧値と、電流検出部１７で検出された電流値とに基づき、インバータモジュール５，６，７の各々を構成する複数のスイッチング素子のオンオフ動作を制御する。これにより電力変換装置１００では電力変換が行われる。具体的には、制御回路９は、インバータモジュール５，６，７のそれぞれの上アームを構成する並列接続回路と、インバータモジュール５，６，７のそれぞれの下アームを構成する並列接続回路とを、それぞれ電流容量の大きな一つのスイッチング素子であるとみなし、これらの並列接続回路を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

駆動回路３９は、制御回路９により生成されたＰＷＭ信号に基づいて、インバータモジュール５，６，７の各々を構成する複数のスイッチング素子をＰＷＭ駆動するため駆動信号であるＰＷＭ信号を生成する。具体的には、駆動回路３９は、上アームを構成する並列接続回路のＰＷＭ信号と、下アームを構成する並列接続回路のＰＷＭ信号とを各々３つ複製し、複製した信号を、インバータモジュール５，６，７の各々に出力する。

また駆動回路３９は、インバータモジュール５，６，７の各々の内部に流れる電流のアンバランスを抑制する場合、複製した信号に対して、後述するパルス幅の調整を行い、パルス幅の調整後の信号をインバータモジュール５，６，７の各々へ出力する。

スイッチング素子としては、どのような素子を用いてもよいが、ワイドバンドギャップ半導体と呼ばれるＧａＮ（窒化ガリウム）、炭化珪素であるＳｉＣ（シリコンカーバイド）、またはダイヤモンドを用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。スイッチング素子をチップとして実装する場合、チップ面積を小さくすると、ウェハから取り出す際の歩留りが向上する。特に、スイッチング素子としてＳｉＣを用いる場合、ウェハが高価であることから、低コスト化のためにはチップ面積を小さくすることが望ましい。

チップ面積を小さくすると電流容量が小さくなるが、電流容量が小さい複数のスイッチング素子を並列に接続することにより、低コスト化と大電流化とを両立できる。

本実施の形態のように、上アームのスイッチング素子および下アームのスイッチング素子をそれぞれ３並列で構成し、各スイッチング素子の電流容量をＡｍとしたとき、３つのスイッチング素子が並列に接続されたインバータモジュールの電流容量は、理想的には３×Ａｍとなる。

なお図１では、制御回路９により生成されたＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆをＰＷＭ駆動するための個別のＰＷＭ信号を生成する機能を、駆動回路３９が有する例を示す。しかしながら、制御回路９が個別のＰＷＭ信号を生成する機能を有していてもよい。また、インバータモジュール５，６，７のそれぞれの内部に、個別のＰＷＭ信号を生成する機能を有した駆動回路を設けてもよい。

なおインバータモジュール５，６，７のそれぞれの内部に、個別のＰＷＭ信号を生成する機能を有した駆動回路を設けて、電流のアンバランスを抑制するパルス幅の調整を行う場合、電流検出部２１から３８で検出された電流値が、対応するインバータモジュール５，６，７へ入力され、または電流検出部２１から３８が、対応するインバータモジュール５，６，７の内部に設けられる。インバータモジュール５，６，７の内部に駆動回路を設けることにより、基板面積を低減できる。

本実施の形態では、同一のアームを構成する３つのスイッチング素子は各々が同様の動作を行う。従って、同一のアームを構成する３つのスイッチング素子に流れる電流は、概略同じである。しかしながら、実際には温度を含む諸条件の差異により、同一のアームを構成する３つのスイッチング素子が同一の動作を行っていたとしても、３つのスイッチング素子のそれぞれに流れる電流には差異が生じる。すなわち、同一のアームを構成する３つのスイッチング素子のそれぞれに流れる電流にアンバランスが生じる。

特にＳｉＣにより形成されたスイッチング素子のように、電流が流れて温度が上昇するとオン抵抗が低下しさらに電流が流れやすくなる特性、すなわち温度負特性を有するスイッチング素子を使用する場合、電流のアンバランスが生じると、電流が多く流れている素子の温度が上昇し、さらにより多くの電流が流れることになってしまう。ＳｉＣにより形成されたスイッチング素子以外にも、Ｓｉで形成されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）といった温度負特性を有するスイッチング素子を用いる場合も同様である。電流のアンバランスが生じた場合でも各スイッチング素子が電流容量を超えないようにするためには、インバータモジュール全体の電流容量を、上述した理想的な３×Ａｍから一定のマージンを減じた値として設定する必要がある。しかしながら、インバータモジュールの電流容量を大きくするためには、上記のマージンの値は小さい方が望ましい。このため本実施の形態では、電流のアンバランスを抑制するために、スイッチング素子の電流を検出し、電流に基づいてパルス幅を制御する。なお、温度負特性を有しないスイッチング素子を用いる場合においても、本実施の形態のようなスイッチング素子の電流に基づくパルス幅の制御を行ってもよい。

次にパルス幅の調整例として、インバータモジュール６の下アームを構成するスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのパルス幅の調整について説明する。

駆動回路３９は、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのそれぞれに流れる電流値、すなわち電流検出部２４，２５，２６で検出された電流値が大きいスイッチング素子のＰＷＭ信号のパルス幅を狭くすることによって、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆに流れる電流値を下げる。また駆動回路３９は、電流検出部２４，２５，２６で検出された電流値が小さいスイッチング素子のＰＷＭ信号のパルス幅を広くすることによってスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆに流れる電流値を上げる。

ＰＷＭ信号のパルス幅の具体的な調整方法は、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのそれぞれに流れる電流値の内、電流値が相対的に大きいスイッチング素子のＰＷＭ信号のパルス幅を狭くし、電流値が相対的に小さいスイッチング素子のＰＷＭ信号のパルス幅を広くできれば、どのような方法で行ってもよいが、以下に例を２つ挙げる。

一例目は、電流検出部２４，２５，２６の検出結果、すなわちスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのそれぞれに流れる電流値の内、最も大きいものと最も小さいものとの各々のパルス幅を調整する方法である。

駆動回路３９は、電流検出部２４，２５，２６のそれぞれの検出結果の内、最も大きいものと最も小さいものとの電流差ΔＩを求める。なお電流差ΔＩは電流値の差の絶対値とする。そして駆動回路３９は、求めた電流差ΔＩの１／２に相当するパルス幅の増減量ｐαを求める。駆動回路３９は、パルス幅と電流との関係を予め保持しておき、この関係を用いて、電流差ΔＩの１／２に相当するパルス幅の増減量ｐαを求めてもよい。また駆動回路３９は、電流差ΔＩとパルス幅の増減量ｐαとを対応付けたテーブルとして保持しておき、テーブルを参照してパルス幅の増減量ｐαを求めてもよい。

そして駆動回路３９は、制御回路９から出力されたＰＷＭ信号を複製して３つのＰＷＭ信号を生成し、３つのＰＷＭ信号のパルス幅の増減量ｐαを用いて、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのそれぞれに流れる電流値を増減させる。

図２は図１に示す制御部においてパルス幅が調整された後のＰＷＭ信号の一例を示す図である。実線は駆動回路３９で調整された後のＰＷＭ信号の波形を表し、点線は駆動回路３９で調整される前のＰＷＭ信号のパルス幅ｐ０を表す。Ｐαは電流差ΔＩの１／２に相当するパルス幅の増減量である。ｐ０は、パルス幅の増減前のスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのそれぞれを駆動するためのＰＷＭ信号、すなわち制御回路９から出力されたＰＷＭ信号のパルス幅である。

図２の例では、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの内、スイッチング素子６ｂに流れる電流値が最も大きく、スイッチング素子６ｄに流れる電流値が次に電流値が大きく、スイッチング素子６ｆに流れる電流値が最も小さいものとする。すなわち電流検出部２４，２５，２６の検出結果の内、電流検出部２４の検出結果が最も大きく、電流検出部２５の検出結果が次に大きく、電流検出部２６の検出結果が最も小さいものとする。

駆動回路３９は、電流検出部２４の検出結果と電流検出部２６の検出結果との電流差ΔＩを求める。そして、駆動回路３９は、電流差ΔＩに対応するパルス幅の増減量ｐαを求め、スイッチング素子６ｆに対するＰＷＭ信号のパルス幅を増減量ｐαだけ広げ、スイッチング素子６ｂに対するＰＷＭ信号のパルス幅を増減量ｐαだけ狭くする。なおパルス幅の増減量ｐαには、アーム短絡防止の観点から上限値が設けられ、上アームと下アームのそれぞれのＰＷＭ信号の休止時間幅以下に設定されている。

二例目は、電流検出部２４，２５，２６のそれぞれの検出結果、すなわちスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのそれぞれに流れる電流の平均値からの乖離量に応じて、ＰＷＭ信号のパルス幅を調整する方法である。

駆動回路３９は、電流検出部２４，２５，２６のそれぞれに流れる電流の平均値と、各スイッチング素子の電流差ΔＩとを求める。駆動回路３９は、求めた電流差ΔＩに相当するパルス幅の増減量を求め、一例目と同様の方法で、制御回路９から出力されたＰＷＭ信号を複製して得られるＰＷＭ信号に対して、各スイッチング素子に対するそれぞれのＰＷＭ信号のパルス幅を増減させる。一例目と同様に、このパルス幅の増減量には、アーム短絡防止の観点から上限値が設けられ、上アームと下アームのＰＷＭ信号の休止時間幅以下に設定されている。

以上に述べたパルス幅の増減方法は例であり、上記の例以外にも、電流差ΔＩを用いるのではなく、各スイッチング素子に流れる電流値自体を用いて、スイッチング素子に流れる電流値がしきい値以上となった場合、上アームまたは下アームを構成するスイッチング素子の内、しきい値以上の電流が流れたスイッチング素子に対するＰＷＭ信号のパルス幅を一定値分減少させ、当該スイッチング素子以外のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号のパルス幅を一定値分増加させる方法を用いてもよい。

制御回路９は、スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆを一定周期でオン状態とオフ状態に切り替えることで電力変換を行う。また、制御回路９は、前記周期を固定した状態で、スイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのオンとオフの時間幅を変動させることで電力の調整を行う。一般的にスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのオン状態とオフ状態の１サイクルの周期はキャリア周期と呼ばれ、キャリア周期を固定した状態でオンとオフの時間幅を変動させる制御をＰＷＭ制御と呼ぶ。駆動回路３９は、以上に述べたパルス幅の調整を一定時間おきに実施する。この一定時間は、キャリア周期であってもよいし、キャリア周期より長くてもよい。例えば、１分ごとにパルス幅の調整を１０秒間行い、残りの５０秒間はパルス幅の調整をしない、というような制御を実施してもよい。

また、処理を単純化するために、電流差ΔＩがしきい値未満の場合には調整を行わず、電流差ΔＩがしきい値を超えたときに、最も電流値が大きいスイッチング素子のパルス幅を固定値分狭め、最も電流値が小さいスイッチング素子のパルス幅を固定値分広げるという調整を行ってもよい。

なお、図１の例では、インバータモジュール６の外部に設けられた駆動回路３９がパルス幅の調整、すなわちパルス幅の増減を行うようにしたが、インバータモジュール６の内部でパルス幅の調整を行ってもよい。この場合、インバータモジュール６へ電流検出部２４，２５，２６の検出結果を示す信号を入力する。この場合、電流検出部２４，２５，２６の検出結果自体をインバータモジュール６へ入力する替わりに、電流検出部２４，２５，２６の検出結果に基づいて、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの内、最も電流値の大きいスイッチング素子を示す信号を外部へ出力し、または最も電流値の大きいスイッチング素子の電流値の電流差Δとを示す信号を外部へ出力してもよい。

また、図１の例では、ＰＷＭ信号がオンからオフに切り替わるタイミングでＰＷＭ信号のパルス幅の増減を行うようにしたが、ＰＷＭ信号がオフからオンに切り替わるタイミングで実施しても同様の効果が得られる。

上アームを構成するスイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅのそれぞれに対するＰＷＭ信号のパルス幅の調整方法は、下アームを構成するスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのそれぞれに対するＰＷＭ信号のパルス幅の調整方法と同様である。また、インバータモジュール５およびインバータモジュール７のパルス幅の調整方法は、インバータモジュール６のパルス幅の調整方法と同様である。

また本実施の形態に係る電力変換装置１００は、電流検出部２１から３８がインバータモジュールを構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対応付けて設けられ、複数のスイッチング素子のそれぞれに流れる電流を検出するように構成される。この構成により、スイッチング素子に過電流が流れた場合の保護として、電流検出部２１から３８により検出された電流の内、少なくとも１つの電流が許容値を超えた場合、駆動回路３９が全てのスイッチング素子にオフ信号を出力して、電力変換装置１００の動作を停止するようにしてもよい。これにより応答速度の速い電流検出結果に基づいて電力変換装置１００の動作を停止させることができるため、異常発生時に速やかに電力変換装置１００を停止でき、スイッチング素子の破壊を防止できる。またこれに伴う電力変換装置１００の発煙および発火を防止できる。

比較として、電流検出部２１から３８を使用せず、インバータ５１の出力電流を電流検出部１７で検出し、その電流が過電流であることを検出して保護停止させる場合、電流検出部１７の電流検知結果が一旦制御回路９に送信され、制御回路９で過電流を判定した後に、駆動回路３９へオフ信号を送信する動作が必要となる。そのため保護停止までに数１００ｕ秒を要する。

これに対して、実施の形態１のように電流検出部２１から３８で過電流を検出し、過電流の結果を制御回路９を介さずに直接駆動回路３９に送信され、駆動回路３９がスイッチング素子を直接停止させた場合、保護停止までに要する時間は数ｕ秒で済む。

以上より、電流検出部２１から３８を用いて過電流の保護動作を行う場合、応答速度の速い電流検出に基づいて動作を停止させることができるため、異常時に速やかに停止でき、素子の破壊を防止できる。

また本実施の形態に係る電力変換装置１００の駆動回路３９は、パルス幅の調整を一定時間おきに実施する。これにより、経時的な温度変化に起因する電流のアンバランス分、または経年変化による特性変化に起因する電流のアンバランス分を補正できる。

以上のように、本実施の形態に係る電力変換装置は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対を、複数並列に接続されたインバータモジュールを相ごとに備える。このため、コストを抑えて大電流化を実現できる。また本実施の形態に係る電力変換装置は、スイッチング素子に流れる電流を検出して各スイッチング素子の特性差異を推定し、駆動信号であるＰＷＭ信号のパルス幅を調整することにより、電流のアンバランスを抑制するように構成される。これにより、インバータモジュールとしての電流容量を決定する際、電流のアンバランスの分を考慮しなくてよく、各スイッチング素子の電流容量を有効に活用できる。

なお、図１の例では、１つのインバータモジュールが３対のスイッチング素子で構成される例を示したが、図１の例に限定されず、２対以上のスイッチング素子で１つのインバータモジュールを構成してもよい。

実施の形態２．
次に実施の形態２に係る電力変換装置を説明する。実施の形態１では、スイッチング素子ごとに電流を検出する電流検出部を備える例を説明したが、実施の形態２では、各インバータモジュールのアームごとに電流検出部を備える例について説明する。

図３は実施の形態２に係る電力変換装置の構成図である。図３には、実施の形態２に係る電力変換装置１００−２を構成する機能の内、一部の機能のみが例示される。実施の形態１との相違点は、実施の形態２に係る電力変換装置１００−２は、実施の形態１の電流検出部２４，２５，２６の代わりに電流検出部４０を備え、実施の形態１の電流検出部３３，３４，３５の代わりに電流検出部４１を備え、駆動回路３９の代わりに駆動回路３９ａを備えることである。その他の構成要素は実施の形態１と同様である。

電流検出部４０は、インバータモジュール６の下アームのスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの接続線の合流点で電流を検出する。同様に、電流検出部４１は、インバータモジュール６の上アームのスイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅの接続線の合流点で電流を検出する。なおインバータモジュール５は、インバータモジュール６と同様に、下アームのスイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆの接続線の合流点で電流を検出する電流検出部と、上アームのスイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの接続線の合流点で電流を検出する電流検出部とを備える。またインバータモジュール７は、インバータモジュール６と同様に、下アームのスイッチング素子７ｂ，７ｄ，７ｆの接続線の合流点で電流を検出する電流検出部と、上アームのスイッチング素子７ａ，７ｃ，７ｅの接続線の合流点で電流を検出する電流検出部とを備える。

図３に示した電流検出部４０は、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの全てが電流の流れる状態、すなわちオンとなっている場合、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆに流れる電流の和を検出できる。一方、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの全てが電流の流れる状態では、電流検出部４０は、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの各々に流れる電流を個別に検出することはできない。

このため、本実施の形態では、電力変換装置１００−２を通常運転させていない期間で、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの開閉の組み合わせを変更して電流を流すことにより、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの素子特性、すなわちオン抵抗のばらつきを求める。具体的には、駆動回路３９ａは、スイッチング素子６ｂをオンとしかつスイッチング素子６ｄ，６ｆをオフとするよう制御する。この状態で、駆動回路３９ａは、電流検出部４０により検出された電流値、すなわちスイッチング素子６ｂに流れる電流値を取得して記憶する。また、駆動回路３９ａは、同様に、スイッチング素子６ｄをオンとしかつスイッチング素子６ｂ，６ｆをオフとして、スイッチング素子６ｄに流れる電流値を取得して保持し、スイッチング素子６ｆをオンとしかつスイッチング素子６ｂ，６ｄをオフとして、スイッチング素子６ｆに流れる電流を取得して保持する。駆動回路３９ａは、これらの電流の検出により、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのオン抵抗の比率、すなわちスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの特性のばらつきを求めることができる。駆動回路３９ａは、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆのオン抵抗の比率Ｒ６ｂ，Ｒ６ｄ，Ｒ６ｆを算出して保持する。

同様に、駆動回路３９ａは、上アームのスイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅについても、スイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅの開閉の組み合わせを変更して電流を流すことにより、スイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅのオン抵抗の比率Ｒ６ａ，Ｒ６ｃ，Ｒ６ｅを算出して保持する。インバータモジュール５，７についても、同様に、アームごとにスイッチング素子のオン抵抗の比率を求めることができる。

そして、電力変換装置を通常運転させる期間では、インバータモジュール６の駆動回路３９ａは、上アームの電流検出部により検出された電流と、保持しているオン抵抗の比率Ｒ６ａ，Ｒ６ｃ，Ｒ６ｅとに基づいて、スイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅの各々に流れる電流、すなわち分流を算出する。そして、駆動回路３９ａは、制御回路９から出力される上アーム用のＰＷＭ信号Ｕｐを３つに複製し、算出したスイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅに流れる電流に基づいて、３つの信号のパルス幅を調整し、パルス幅調整後のＰＷＭ信号を、対応するスイッチング素子へ出力する。スイッチング素子６ａ，６ｃ，６ｅの各々に流れる電流に基づくパルス幅の調整方法は、実施の形態１と同様である。

インバータモジュール６の駆動回路３９ａは、同様に、下アームの電流検出部４０により検出された電流と、保持しているオン抵抗の比率Ｒ６ｂ，Ｒ６ｄ，Ｒ６ｆとに基づいて、スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの各々に流れる電流、すなわち分流を算出する。そして、インバータモジュール６の駆動回路３９ａは、制御回路９から出力される下アーム用のＰＷＭ信号Ｕｎを３つに複製し、算出したスイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆに流れる電流に基づいて、３つの信号のパルス幅を調整し、パルス幅調整後のＰＷＭ信号を、対応するスイッチング素子へ出力する。スイッチング素子６ｂ，６ｄ，６ｆの各々に流れる電流に基づくパルス幅の調整方法は、実施の形態１と同様である。

インバータモジュール５，７は、インバータモジュール６と同様に、アームごとに、制御回路９から入力されるＰＷＭ信号の複製、および電流に応じたパルス幅の調整を実施する。

なお、上記の例では、電力変換装置を通常運転させていない期間で、スイッチング素子の開閉の組み合わせを変更して電流を流すことにより、オン抵抗の比率を算出したが、これに限らず、予めオン抵抗の比率を測定しておき、オン抵抗の比率をテーブルとして保持してもよい。

また、インバータモジュール内またはインバータモジュール外で各スイッチング素子の温度と等価な温度を検出し、スイッチング素子ごとのオン抵抗の比率を温度の検出結果に基づいて求めてもよい。

また、上記の例では、上アームと下アームの両方を、アームごとに電流検出部を備えるようにしたが、上アームはアームごとに電流検出部を備え、下アームは実施の形態１で述べたようにスイッチング素子ごとに電流検出部を備える、または、下アームはアームごとに電流検出部を備え、上アームは実施の形態１で述べたようにスイッチング素子ごとに電流検出部を備えるというように、実施の形態１と本実施の形態を組み合わせてもよい。

また、本実施の形態ではオン抵抗比率を算出する例を挙げたが、その他電流のアンバランスを生じる要因となるスイッチングタイミングの差異に応じてパルスを調整してもよい。例えば素子のしきい値電圧がばらついている場合、スイッチングタイミングに差異が生じるため、ターンオン時にはしきい値電圧が低く先にオンする素子に、またターンオフ時にはしきい値電圧が高く最後にオフする素子に電流が集中する。駆動信号の立ち上りから一定時間経過後の電流値を検出することによってスイッチングタイミングの差異を判断でき、これを基にパルスを調整することでオン抵抗比率を算出する例と同様の効果を得ることができる。

以上のように本実施の形態に係る電力変換装置１００は、電流検出部４０および電流検出部４１がインバータモジュールを構成する上アームおよび下アームに対応付けて設けられ、上アームおよび下アームに流れる電流を検出するように構成される。この構成により、アームごとに検出した電流と、同一アーム内のスイッチング素子間のオン抵抗の比率とに基づいて、スイッチング素子に出力するＰＷＭ信号のパルス幅を調整するようにした。このため、実施の形態１と同様に電流のアンバランスを抑制でき、実施の形態１に比べ電流検出部の数を低減させることができ、低コストと小型化を実現できる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 直流電源、２，４，１０ コンデンサ、３，１１，１２ リアクトル、５，６，７ インバータモジュール、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ，６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ，７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ，７ｆ スイッチング素子、８ 商用電源系統、９ 制御回路、１３，１４ リレー、１５，１６ 電圧検出部、１７，２１，２２，２３，２４，２５，２６，２７，２８，２９，３０，３１，３２，３３，３４，３５，３６，３７，３８，４０，４１ 電流検出部、１８ 制御部、１９ａ 正極側直流母線、１９ｂ 負極側直流母線、３９，３９ａ 駆動回路、５０ コンバータ、５１ インバータ、１００，１００−２ 電力変換装置。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対が複数並列に接続されたインバータモジュールと、スイッチング素子を制御するパルス幅変調信号を生成する制御部と、インバータモジュールを構成する上アームおよび下アームに対応付けて設けられ、上アームおよび下アームに流れる電流を検出する電流検出部とを備え、制御部は、電流検出部が検出した電流を用いて、複数のスイッチング素子対の各々を駆動するためのパルス幅変調信号のパルス幅を調整するパルス幅調整部を備える。

Claims (6)

1. ２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対が複数並列に接続されたインバータモジュールと、
   前記スイッチング素子を制御するパルス幅変調信号を生成する制御部と、
   前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と
   を備え、
   前記制御部は、前記電流検出部が検出した電流を用いて、前記複数のスイッチング素子対の各々を駆動するためのパルス幅変調信号のパルス幅を調整するパルス幅調整部を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電流検出部は、前記インバータモジュールを構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに対応付けて設けられ、前記インバータモジュールを構成する複数のスイッチング素子のそれぞれに流れる電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電流検出部は、前記インバータモジュールを構成する上アームおよび下アームに対応付けて設けられ、前記上アームおよび前記下アームに流れる電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. パルス幅調整部は、前記パルス幅の調整を一定時間おきに実施することを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
   

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