JPWO2015186233A1 - 電力変換装置およびワイドバンドギャップ半導体素子の制御方法 - Google Patents
電力変換装置およびワイドバンドギャップ半導体素子の制御方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2015186233A1 JPWO2015186233A1 JP2016525639A JP2016525639A JPWO2015186233A1 JP WO2015186233 A1 JPWO2015186233 A1 JP WO2015186233A1 JP 2016525639 A JP2016525639 A JP 2016525639A JP 2016525639 A JP2016525639 A JP 2016525639A JP WO2015186233 A1 JPWO2015186233 A1 JP WO2015186233A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band gap
- semiconductor switching
- voltage
- wide band
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、順変換器にて変換された直流電圧を平滑する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、少なくとも一つのアームに第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を有し、直流中間回路にて平滑された直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御して逆変換器を駆動する駆動回路と、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧(VGUN)を検出するゲート電圧検出部と、駆動回路を制御する制御部とを備え、制御部は、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンからオフに制御し、ゲート電圧検出部で検出した該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧(VGUN)が所定電圧以下になれば、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフからオンに制御する。
Description
本発明は、電力変換装置および制御方法に関する。
近年、シリコン(Si)の物性値限界を乗り越える性能を有したワイドバンドギャップ半導体素子として炭化ケイ素(SiC)や窒化ガリウム(GaN)などが注目を浴び、次世代のパワー半導体素子として期待されている。
これらの材料は、Siに比べ、絶縁破壊電圧は約10倍、熱伝導率は約3倍、融点は約2倍、飽和電子速度は約2倍という特徴を兼ね備えた半導体素子であり、特に、高い絶縁破壊電圧を持つため、耐圧を確保するためのドリフト層を1/10程度まで薄くできパワー半導体のオン電圧を低くすることが可能である。
このことは、これらの材料でパワー半導体を構成すれば、従来の代表的パワー半導体素子であるIGBT(シリコン)と比較して、発生損失を大幅に低減することができ、しいては、電力変換装置の大幅な小型化が達成できることが期待される。しかし、そのためには、該素子を信頼性高く使いこなす技術の確立は重要である。
特許文献1の[解決手段]には、「デッドタイム管理部105は、1対のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が両方同時にOFF状態となるデッドタイムの長さを各相毎に、電流IU ,IV ,IW の向き及び中点電圧VMU,VMV,VMWに基づいて適応制御する。例えば、負荷10にU相の電流IU がワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子SWUHから給電されている場合、先ず素子SWUHがOFF状態になるように、ゲートドライバ106を介してそのゲート電圧を操作し、同時に中点電圧VMUを測定する。その後、デッドタイムの期間内であっても中点電圧VMUの低下が始まれば、素子SWUHのOFF状態への変化が完了したと見做すことが出来るので、その時点で低電位側のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子SWULがON状態になるようにそのゲート電圧を操作する。」ことが記載されている(要約参照)。
ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子であるMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)は、ゲートに電圧を印加すれば、正(ドレインからソースへ)と負(ソースからドレインへ)の両方向に主電流を流すことができる。ここで、ワイドバンドギャップ半導体は、SiCやGaNなどである。また、MOSFETは、その構造上、ソースとドレインの間にはpn接合が形成されているので、MOSFETに寄生した内蔵ダイオード(ボディダイオード)が存在する。そこで、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を電力変換装置に用いる場合、このボディダイオードを、MOSFETに並列に接続される個別のフライホイールダイオード(FWD)として用いることができる。従って、デッドタイム期間は、ボディダイオードに電流が流れることになる。
しかし、この寄生したボディダイオードは、寄生という命名からも分かるように意図的なものではなく、MOSFETの構造に起因して寄生されたダイオードに他ならない。このため、ボディダイオードに流れる電流を最少に制御することがボディダイオードの信頼性面の確保(寄生したボディダイオードのため、明確に既定できない過電流耐量値や結晶欠陥に起因した過電流によるダイオードの劣化あるいは破壊を防止すること)の観点から重要であり、デッドタイム期間を最適に制御することが必要となる。
しかしながら、特許文献1では、デッドタイムの長さを各相毎に、電流IU、IV、IWの向き及び中点電圧VMU、VMV、VMWに基づいて適応制御している。従って、各相の電流の向きを検出(各相電流測定部103)するために、検出電流の不感帯(正および負の電流がゼロに近い任意の幅以下は検出しない期間)を設ける必要があり、この不感帯の幅に起因した検出無駄時間が必要となる。また、中間電圧を検出する各相中点電圧測定部102では高圧の電圧を検出しなければならないため、オーミック損失に伴う電圧検出用分圧抵抗の発熱の問題と分圧抵抗の基板上設置スペースの問題、さらには、オンスピードおよびオフスピードが極めて速いことに起因した電圧検出回路の誤動作防止用フィルタによる検出遅延時間が必須になる。
しかしながら、特許文献1では、デッドタイムの長さを各相毎に、電流IU、IV、IWの向き及び中点電圧VMU、VMV、VMWに基づいて適応制御している。従って、各相の電流の向きを検出(各相電流測定部103)するために、検出電流の不感帯(正および負の電流がゼロに近い任意の幅以下は検出しない期間)を設ける必要があり、この不感帯の幅に起因した検出無駄時間が必要となる。また、中間電圧を検出する各相中点電圧測定部102では高圧の電圧を検出しなければならないため、オーミック損失に伴う電圧検出用分圧抵抗の発熱の問題と分圧抵抗の基板上設置スペースの問題、さらには、オンスピードおよびオフスピードが極めて速いことに起因した電圧検出回路の誤動作防止用フィルタによる検出遅延時間が必須になる。
通常、電力変換装置に予め設けられたデッドタイムは数μ秒程度であるため、上記検出無駄時間や検出遅延時間に必要な数μ秒を考慮すると、予め設けられたデッドタイムとほぼ同じオーダーの検出時間が必要となり、デッドタイムの長さを最適(最短)に設定できないという課題が発生する。
このような状態において、デッドタイム管理部105で補正されたデッドタイムは、最適な時間ではないといえる。すなわち、検出信号の検出無駄時間や検出遅延時間に基づいての適応制御にならざるを得ないため、ボディダイオードに流れる電流を最少にし、ボディダイオードの信頼性(劣化や破壊防止)を確保しつつフライホイールダイオードの代替として有効活用するには問題がある。
そこで本発明は、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子であるMOSFETを用いて構成した電力変換装置において、簡単な構成で効率的にデッドタイムを最適に制御することで、ボディダイオードに流れる電流を抑制してボディダイオードの信頼性を確保し、そのボディダイオードをフライホイールダイオードの代替として有効活用できる電力変換装置および制御方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、順変換器にて変換された直流電圧を平滑する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、少なくとも一つのアームに第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を有し、直流中間回路にて平滑された直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御して逆変換器を駆動する駆動回路と、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧を検出するゲート電圧検出部と、駆動回路を制御する制御部と、を備え、制御部は、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンからオフに制御し、ゲート電圧検出部で検出した該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定電圧以下になれば、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフからオンに制御する。
本発明によれば、簡単な構成で効率的にデッドタイムを最適に制御することができ、ボディダイオードに流れる電流を最少にし、ボディダイオードを、その信頼性を確保しつつフライホイールダイオードの代替として有効活用できる。
以下では図面を用いて実施例について説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、以下に説明する各実施例は図示例に限定されるものではない。
以下図面を用いて実施例1について説明する。
実施例1における電力変換装置の形態を以下に図を用いて説明する。
図1は、実施例1に係る電力変換装置の構成図の一例である。
図1は、実施例1に係る電力変換装置の構成図の一例である。
図1の電力変換装置10は、交流電動機4に電力を供給するための順変換器1、平滑用コンデンサ2、逆変換器3、制御回路5、冷却ファン6、デジタル操作パネル7、ドライブ回路8、直流電圧検出回路9を備えて構成される。図1では、任意の入力電源として交流電源を用いた場合を示す。
順変換器1は、交流電力を直流電力に変換する。平滑用コンデンサ2は、直流中間回路に備えられている。逆変換器3は、直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する。
逆変換器3は、各アームに一組の第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子と該ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に並列に構成された該ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のボディダイオードを有している。ここで、第一および第二の表記は、説明の便宜上定義したもので、上アームおよび下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子それぞれを第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子と限定するものではない。
逆変換器3内には、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子としてSiC−MOSFETが搭載されている。ここで、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子として、同様にSi(シリコン)の物性値限界を乗り越える性能を有したワイドバンドギャップ半導体であるGaN(ガリウムナイトライド)を用いてもよい。
冷却ファン6は、順変換器1及び逆変換器3内のパワーモジュールを冷却する。
デジタル操作パネル7は、電力変換装置の各種制御データを設定、変更、異常状態及びモニタ表示を行う。操作パネル7には異常表示が可能な表示部が設けられており、電力変換装置における異常が検出されると当該表示部に表示される。本実施例の操作パネル7としては、特に種類が限定されるものではないが、デジタル操作パネルとして装置使用者の操作性を考慮して表示部の表示を見ながら操作が行えるように構成している。
デジタル操作パネル7は、電力変換装置の各種制御データを設定、変更、異常状態及びモニタ表示を行う。操作パネル7には異常表示が可能な表示部が設けられており、電力変換装置における異常が検出されると当該表示部に表示される。本実施例の操作パネル7としては、特に種類が限定されるものではないが、デジタル操作パネルとして装置使用者の操作性を考慮して表示部の表示を見ながら操作が行えるように構成している。
なお、表示部は必ずしも操作パネル7と一体に構成する必要はないが、操作パネル7の操作者が、表示を見ながら操作できるように一体構成とすることが望ましい。
操作パネル7から入力された電力変換装置の各種制御データは図示しない記憶部に格納される。
操作パネル7から入力された電力変換装置の各種制御データは図示しない記憶部に格納される。
制御回路5(制御部)は、デジタル操作パネル7によって入力される各種の制御データに基づいて逆変換器3のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を制御すると共に、電力変換装置10全体の制御を司る働きをするもので、制御演算装置4(例えば、マイコンなど)が搭載されており、デジタル操作パネル7から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行なえるように構成されている。
また、上位装置11(例えば、通信装置や無線装置や指令装置)から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理も行なえるように構成されている。内部構成は省略するが、各種の制御データが格納された記憶部(図示せず。)の記憶データからの情報に基づいて図示していないマイコンが演算を行う。電流検出器CTは、永久磁石同期電動機のU相、W相の線電流を検出する。V相の線電流は、交流条件(iu+iv+iw=0)から、iv=−(iu+iw)として求められる。
なお、図1では、電流検出器CTは、逆変換器3の出力側の電流を検出しているが、逆変換器3の入力側の電流を検出してもよい。また、図1ではCTを2個用いる例を示したが、CTを3個使用し、各U相、V相、W相の線電流を検出してもよい。
ドライブ回路8は、制御回路5からの指令に基づいて逆変換器3のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を駆動する。ドライブ回路8内には、図示していないスイッチングレギュレータ回路(DC/DCコンバータ)が搭載されており、電力変換装置の運転に必要な各直流電圧を生成し、これらを各構成に対して供給する。
直流電圧検出回路9は、直流中間回路を構成する平滑用コンデンサ2の電圧を検出する。
また、任意の入力電源として交流電源ではなく、直流電源を供給する場合には、直流中間回路の(+)電位側に直流電源の+側を接続し、直流中間回路の(−)電位側に直流電源の−側を接続すればよい。さらには、交流端子RとSとTを接続し、この接続点に直流電源の+側を接続し、直流中間回路の(−)電位側に直流電源の−側を接続してもよいし、逆に、直流中間回路の(+)電位側に直流電源の+側を接続し、交流端子RとSとTを接続し、この接続点に直流電源の−側を接続してもよい。
図2は、SiC−MOSFETの簡易等価回路である。
ユニポーラ型のMOSFETは、双方向特性を持つため、ゲートがオン状態であれば、正(ID)と負(−ID)の両方向に電流を流すことができる。
また、ユニポーラ型のMOSFETの場合には、接合型構造のIGBTのような通電時における電圧降下であるオン電圧(VCEsat)は存在せず、抵抗変調型に起因したオン抵抗RONと電流IDの積(オン電圧=RON*ID)で決まる特性を有する。構造図から、ソースとドレインの間にはpn接合が形成されており、これがMOSFETに寄生したボディダイオードとなる。すなわち、この寄生した内蔵ダイオードは、寄生という命名からも分かるように意図的なものではなくその構造に起因して寄生されたものに他ならない。
すなわち、ボディダイオードに流れる電流を最少に制御することがボディダイオードの信頼性面の確保(寄生した内蔵ダイオードのため、明確に既定できない過電流耐量値や結晶欠陥に起因した過電流によるダイオードの劣化あるいは破壊を防止すること)の観点から重要であり、デッドタイム期間を最適に制御することが必要となる。
MOSFETの等価回路は、オン抵抗RONとボディダイオードBDで構成された簡易なものとして表現できる。
MOSFETの等価回路は、オン抵抗RONとボディダイオードBDで構成された簡易なものとして表現できる。
しかし、Si−MOSFETの場合には、ボディダイオードのリカバリ特性(−IBD)に起因したスパイク電圧によりMOSFETが過電圧破壊する。この過電圧破壊は、高耐圧MOSFETを電力変換装置に使用した場合、特に交流電動機の回生モード時に発生すると言われている。このため、Si−MOSFETの場合には、Si−IGBTなどと同様に、Si−MOSFETに並列にフライホイールダイオードとして順電圧降下の小さいショットキーバリアダイオード(SBD)を個別に接続することが必要不可欠となる。
一方、SiC−MOSFETの場合には、ボディダイオードにリカバリ特性が殆どない(−IBD≒0)ため、並列に接続される個別のフライホイールダイオード(FWD)を必要としない点が大きな特徴である。もちろん、GaN−MOSFETやSiC−JFETやGaN−JFETでも同様である。SiC−MOSFETのゲートがオン状態時には、正(ID)あるいは負(−ID)の両方向に電流を流すことができるため、ボディダイオードBDには、SiC−MOSFETのゲートがオフの状態時にのみ電流(IBD)が流れる。
MOSFETにおいて、チャネル形成に必要なゲート電圧をスレッショルド電圧Vth(閾値電圧)とよび、この閾値電圧レベルは主に半導体の不純物量に関係している。
図3は、ワイドバンドギャップ半導体素子であるSiC−MOSFETで構成された電力変換装置の主回路構成図である。
電力変換装置の任意の時点におけるワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の動作モードである。U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPとV相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子VNとW相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子WNがオンし(図中の○で囲んだワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子がオン状態)、交流電動機4に各相電流IU、IV、IWを供給している。
図4は、電力変換装置のゲートドライブ回路である。
逆変換器を構成する三相(U相、V相、W相)の内、代表的に上下アームを構成する一対のU相の上アームUPと下アームUNについての回路図である。
DUPはU相上アームのゲートドライブ回路、DUNはU相下アームのゲートドライブ回路、VGPはU相上アームへのPWM信号、VGNはU相下アームへのPWM信号、VGUPはU相上アームのゲート電圧、VGUNはU相下アームのゲート電圧である。
PWM論理信号(VGP、VGN)を演算出力するMCUとドライブ回路(DUP、DUN)は、図示しないフォトカプラにより電気的に絶縁された構成である。
もちろん、絶縁体分離構造のドライバーICを用いてもよい。
もちろん、絶縁体分離構造のドライバーICを用いてもよい。
図4(a)と(b)は、図5におけるA部の動作モードを示したものである。
図4(a)は、U相の上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPがオン状態、下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNがオフ状態のモードを示し、上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPには電流IUPが流れU相に供給される(IU=IUP)。
図4(a)は、U相の上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPがオン状態、下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNがオフ状態のモードを示し、上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPには電流IUPが流れU相に供給される(IU=IUP)。
図4(b)は、上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPがオン状態((a)のモード)からオフ状態に移行した状態のモード、すなわち、上下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPとUNが両方オフの状態(デッドタイム期間)を示しており、図4(a)においてU相に流れていた電流IUは、電流連続性から下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのボディダイオードを通して還流(IU=−IUN=IBD)され、デッドタイム期間においても電流連続性が保たれる。すなわち、このデッドタイム期間にボディダイオードに電流が流れる。
図5は、デッドタイムの説明図である。
PWM信号の任意の時点におけるU相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子への初期論理ゲート信号VGPとU相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子への初期論理ゲート信号VGNを示したものである。
電圧型インバータの場合には、逆変換器を構成する上下アームのPWM信号には、必ずデッドタイムが設けられている。このデッドタイムは、ゼロが理想であるが、実際には、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のオン・オフ時の遅延時間やドライブ回路の部品のオン・オフ時の遅延時間が考慮されて、ある一定の固定時間が予め設けられている。
SiC−MOSFETのゲートがオン状態時には、正(ID)あるいは負(−ID)の両方向にSiC−MOSFETに電流を流すことができ、SiC−MOSFETのゲートがオフの状態、すなわち一対の上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子と下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が両方オフ状態であるデッドタイム期間(一対の上下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPとUNが両方オフの期間)にのみボディダイオードBDには電流(IBD)が流れる。
しかし、MOSFETのボディダイオードは、意図しない寄生した内蔵ダイオード、すなわち、MOSFET構成上結果的にpn接合(ダイオード)が形成されるものであり、故意的に形成したものではない。このため、ボディダイオードの信頼性を考えた場合、ボディダイオードに流れる電流は、可能な限り少なくなるように制御することが必要である。この意味で、デッドタイム期間を最適に制御できれば、ボディダイオードに流れる電流を最少にでき、フライホイールダイオードの代替として信頼性高く有効活用が可能である。
図6は、本発明に係る電力変換装置のゲートドライブ回路である。
図4と共通の構成および同一の機能については、同一の参照記号を付してある。逆変換器を構成する三相の内、代表的にU相の上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPと下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNについての回路図である。
図4と異なる点は、デッドタイム補正回路DTCを有し、ゲート電圧検出部により検出された、U相上アームのゲートの検出電圧VGUPとU相下アームのゲートの検出電圧VGUNがデッドタイム補正回路DTCにフィードバックされ、デッドタイムが補正されたPWM信号(VGPt、VGNt)が生成されることである。
MCUから演算出力された各相のPWM論理信号(VGP、VGN)に対し、U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子とU相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲートの検出電圧(VGUPf、VGUNf)に基づいて、デッドタイム補正回路DTCでデッドタイムが補正されたPWM信号(VGPt、VGNt)が、U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲートドライブ回路DUPとU相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲートドライブ回路DUNに伝送される。この最終のPWM信号により、U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPと下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのSiC−MOSFETのゲート電圧(VGUP、VGUN)が制御される。
図7は、従来の電力変換装置におけるゲート信号のタイミングチャートであり、U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPの初期論理ゲート信号VGP、U相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNの初期論理ゲート信号VGN、上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPのゲート電圧VGUP、U相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのゲート電圧VGUNを示している。
U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPの初期論理ゲート信号VGPとU相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNの初期論理ゲート信号VGNは、MCUで演算された任意の時点におけるPWMの論理信号波形である。この論理信号には、上下アームのSiC−MOSFETが両方オンとなる状態を避けるため、予めデッドタイムtdが設けられている。このデッドタイムは、ゼロが理想であるが、実際にはワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のオン・オフ時の遅延時間やドライブ回路の部品のオン・オフ時の遅延時間が考慮されて、ある一定の時間が設定されている。
上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPのゲート電圧VGUPとU相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのゲート電圧VGUNは、SiC−MOSFETのゲートとソース間に印加される実ゲート電圧である。
MOSFETのオン時において、ゲート電圧にはミラー効果によりゲート電圧の上昇率がゼロに近い状態が発生する。論理デッドタイムtdに対し、上下アームのMOSFETがオフした時点から、それぞれt1とt2の時間だけ長く設定されていることになる。
MOSFETのオン時において、ゲート電圧にはミラー効果によりゲート電圧の上昇率がゼロに近い状態が発生する。論理デッドタイムtdに対し、上下アームのMOSFETがオフした時点から、それぞれt1とt2の時間だけ長く設定されていることになる。
図8は、本発明に係る電力変換装置のゲート信号のタイミングチャートである。図7と同一の機能については、同一の参照記号を付してある。
逆変換器を構成する三相の内、代表的にU相の上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPと下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNについて、ゲート信号のタイミングチャートを示している。以下に、U相の上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPと下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNを用い、一アームにおける一組の第一及び第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子において、一方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子から他方のスイッチング素子へ切り替える動作について説明する。
U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPの初期論理ゲート信号VGP、U相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNの初期論理ゲート信号VGN、上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPのゲート電圧VGUP、U相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのゲート電圧VGUN、上アームUP修正後のゲート信号VGPt、下アームUN修正後のゲート信号VGNtを示したタイムチャートである。
U相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNの初期論理ゲート信号VGNに対応した下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのゲート検出電圧VGUNが、デッドタイム補正回路DTCにフィードバックされ、予め定められた第一の所定電圧と比較され、VGUNが第一の所定電圧以下になった時に、上アーム側のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPのSiC−MOSFETをオン(修正後のゲート信号:VGPt)に制御し、MCUで演算された上アーム側のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPの初期論理ゲート信号VGPと同じオン時間tuの間、オンを継続する。ここで、該所定の電圧は、SiC−MOSFETがオフ状態となるスレッショルド電圧Vth近傍に定めるとよい。また、ゲート電圧―ドレイン電流の特性に応じて適宜定めても良い。
そして、U相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPの初期論理ゲート信号VGPに対応した上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPのゲート検出電圧VGUPがデッドタイム補正回路DTCにフィードバックされ、予め定められた第二の所定電圧と比較される。そして、VGUPが第二の所定電圧(SiC−MOSFETがオフ状態となるスレッショルド電圧Vth)以下になった時に、下アーム側のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのSiC−MOSFETをオン(修正後のゲート信号:VGNt)に制御する。
このように、ゲート電圧を検出して対向アームのSiC−MOSFETをオンに制御することにより、論理デッドタイムtdが最適なデッドタイムtd1とtd2に自動的に修正され、ミラー効果等によるスイッチングの遅延時間等を考慮しつつ最適なデッドタイムを設定することができる。ここで、第一の所定電圧と第二の所定電圧が同じ電圧であれば、修正後のデッドタイムtd1とtd2はほぼ同じ値になる。
以上説明したとおり、本実施例では、SiC−MOSFETのゲート電圧をリアルタイムで検出してフィードバックをかけることで、最適なデッドタイムを制御できるので、ボディダイオードに流れる電流を最少にすることができる。従って、ボディダイオードの不明確な過電流耐量値や過電流値によるボディダイオードの劣化あるいは破壊を防止することが可能となり、ボディダイオードを、信頼性(ボディダイオードの不明確な過電流耐量値や過電流値によるダイオードの劣化あるいは破壊を防止)を確保しつつフライホイールダイオードの代替として有効活用することができる。
また、検出するSiC−MOSFETのゲート電圧は、約18V程度であるので、高電圧を検出するための定格容量(Watt)および寸法の大きい電圧検出用分圧抵抗器が不要であり、かつ、主回路に接続された高電圧回路から流入する伝導ノイズやワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のスイッチングによる急峻なdV/dtによる検出回路誤動作防止用フィルタ(遅延回路)を必要としないなど、簡易な構成でフィードバックのための電圧を精度よく検出することができる。さらに、ゲート電圧を検出するゲート電圧検出部は、デッドタイム補正回路DTCの近傍に設置することができるので、精度良く検出したゲート電圧にかかる信号を、ゲート電圧検出部からデッドタイム補正回路DTCまで伝達する際の遅延時間を抑制することができ、短時間でより正確にフィードバックすることが可能となる。よって、無駄な時間(遅延時間)が発生するのを抑制したスイッチング素子の切り替えができる。
図9は、本発明に係る電力変換装置のゲート信号のタイミングチャートである。
図8と同一の機能については、同一の参照記号を付してある。
図8と異なる点は、下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのゲート検出電圧VGUNが第一の所定電圧以下になった時に、予め定められた所定時間Δt1経過後に上アーム側のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPのSiC−MOSFETをオン(修正後のゲート信号:VGPt)に制御する点にある。また同様に、上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPのゲート検出電圧VGUPが第二の所定電圧(SiC−MOSFETがオフ状態となる電圧)以下になった時に、予め定められた所定時間Δt2経過後に下アーム側のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのSiC−MOSFETをオン(修正後のゲート信号:VGNt)に制御する。もちろん、所定時間Δt1とΔt2を同じ時間値としてもよい。
本実施例では、一方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート検出電圧が所定電圧以下になった際、予め定めた所定時間経過後に、他方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンに制御することで、一方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧は閾値以下になったものの、電流が流れている状態であった場合に、他方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子がオンになって短絡してしまうことを防止することができる。その上、実施例1と同様に、最適なデッドタイムに制御し、ボディダイオードに流れる電流を最少にすることができるため、ボディダイオードの信頼性(ボディダイオードの不明確な過電流耐量値や過電流値によるダイオードの劣化あるいは破壊を防止)を確保しつつフライホイールダイオードの代替として有効活用することができる。また、その他の利点も実施例1の場合と同様である。
なお、上述の予め定める所定時間は、一方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子がオンからオフに制御され、時間が経過するにつれて印加されていたゲート電圧が減少していく際に、その変化率に応じて決定してもよい。なぜならば、オフ制御からの経過時間とゲート電圧の減少量の関係から、ゲート電圧が十分下がる経過時間を推定することで、最適な所定時間を定めることが可能だからである。
また、例えば、一方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフにしてから、該一方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定電圧以下になるまでの時間に対し、その時間以下となる所定時間とするようにしてもよい。
この点については、ゲート信号のタイミングチャート拡大図である図10を用いて説明する。ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の特性を示すスレッショルド電圧Vth(閾値電圧)やスイッチング特性は、主に半導体の不純物量に関係している。例えば、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UPをオフにしてから、一方のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子UNのゲート電圧が所定電圧(例えば、スレッショルド電圧Vth)以下になるまでの時間tt1に対し、その時点からドレイン電流IUPがゼロになる時間tt2を比較すると、tt2≒0.8*tt1の特性を持つワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が存在する場合が考えられる。
このような特性を持つワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子においても、最適な所定時間を確保するためには、余裕を含めΔt2=tt1に設定するのが好ましい。このため、ゲート電圧が所定電圧以下になるまでの時間tt1に対し、その時間(tt1)以下となる所定時間Δt2≦tt1とするようにしてもよい。
これらの処理は、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子がオンからオフに制御され、ゲート電圧検出部でゲート電圧が所定電圧以下になるまでモニタリングし続けているので、そこで検出したゲート電圧の経時変化あるいは経過時間等をデッドタイム補正部DTCに出力し、デッドタイム補正部DTCで算出するようにすればよい。また、別に演算部を設けて、最適な所定時間を算出し、デッドタイム補正部DTCに出力するようにしてもよい。
以上の実施例で示したように、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子であるMOSFETを用いて構成した電力変換装置において、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧を直接検出し、予め定めた第一の所定電圧と第二の所定電圧以下になった時に、上アーム側と下アーム側のワイドバンドギャップ半導体ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンにすることにより、デッドタイムを最適に制御することができ、ボディダイオードに流れる電流を最少にすることが可能となる。これは、ボディダイオードの信頼性の確保(寄生した内蔵ダイオードのため、明確に既定できない過電流耐量値や結晶欠陥に起因した過電流によるダイオードの劣化あるいは破壊を防止すること)の観点から重要であり、デッドタイム期間を最適に制御することにより、ボディダイオードの信頼性を確保しつつフライホイールダイオードの代替として有効活用できる電力変換装置および制御方法を提供することができるという効果がある。
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。
1…順変換器、2…平滑用コンデンサ、3…逆変換器、4…交流電動機、5…制御回路、6…冷却ファン、7…デジタル操作パネル、8…ゲートドライブ回路、9…直流電圧検出回路、10…電力変換装置、CT…電流検出器、UP、UN、VP、VN、WP、WN…ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子、DUP…U相上アームのゲートドライブ回路、DUN…U相下アームのゲートドライブ回路、VGP…U相上アームへのPWM信号、VGN…U相下アームへのPWM信号、VGUP…U相上アームのゲート電圧、VGUN…U相下アームのゲート電圧、DTC…デッドタイム補正回路、td…論理デッドタイム、td1、td2、td3、td4…修正後のデッドタイム、Δt1、Δt2…予め定められた所定時間
Claims (15)
- 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換器と、
前記順変換器にて変換された直流電圧を平滑する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、
少なくとも一つのアームに第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を有し、前記直流中間回路にて平滑された直流電圧を交流電圧に変換する逆変換器と、
該第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御して前記逆変換器を駆動する駆動回路と、
該第一および該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧を検出するゲート電圧検出部と、
前記駆動回路を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンからオフに制御し、前記ゲート電圧検出部で検出した該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定電圧以下になった場合に、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフからオンに制御する電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置であって、
前記制御部は、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンからオフに制御することで、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が有するボディダイオードに電流を流すことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置であって、
前記制御部は、前記電圧検出部で検出した該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定の電圧以下になってから予め定めた所定時間の経過した場合に、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフからオンに制御することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置であって、
前記制御部は、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子から該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を切り替える間に、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が有するボディダイオードに電流を流すことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項3に記載の電力変換装置であって、
前記予め定めた所定時間は、該第一のワイドバンドギャップ半導体をオンからオフに制御してから該第一のワイドバンドギャップ半導体のゲート電圧が所定の電圧以下になるまでの時間以下であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置であって、
前記ゲート電圧検出部は、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲートとソース間の電圧あるいはゲートとエミッタ間の電圧を検出することを特徴とする電力変換装置。 - 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換工程と、
前記順変換工程にて変換された直流電圧を平滑する平滑工程と、
少なくとも一つのアームに設けられた第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子により、前記平滑工程にて平滑された直流電圧を交流電圧に変換する逆変換工程と、
を有し、
前記逆変換工程において、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンからオフに制御し、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定電圧以下になれば、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフからオンに制御する電力変換方法。 - 請求項7に記載の電力変換方法であって、
該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンからオフに制御することで、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が有するボディダイオードに電流を流すことを特徴とする電力変換方法。 - 請求項7に記載の電力変換方法であって、
前記逆変換工程おいて、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定の電圧以下になってから予め定めた所定時間の経過した場合に、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフからオンに制御することを特徴とする電力変換方法。 - 請求項7に記載の電力変換方法であって、
前記逆変換工程おいて、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子から該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子へ切り替える間に、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が有するボディダイオードに電流を流すことを特徴とする電力変換方法。 - 請求項9に記載の電力変換装置であって、
前記逆変換工程において、前記予め定めた所定時間は、該第一のワイドバンドギャップ半導体をオンからオフに制御してから該第一のワイドバンドギャップ半導体のゲート電圧が所定の電圧以下になるまでの時間以下であることを特徴とする電力変換方法。 - 請求項6に記載の電力変換方法であって、
前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲートとソース間の電圧あるいはゲートとエミッタ間の電圧を検出することにより、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧を検出することを特徴とする電力変換方法。 - 交流電源の交流電圧を整流して直流電圧に変換する順変換工程と、
前記順変換工程にて変換された直流電圧を平滑する平滑工程と、
少なくとも一つのアームに設けられた第一および第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子により、前記平滑工程にて平滑された直流電圧を交流電圧に変換する逆変換工程と、
を有する電力変換方法において、
該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオン、および、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフに制御して該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に電流を流し、
該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオンからオフに制御して該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のボディダイオードに電流を流し、
該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定の電圧以下になれば、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子をオフからオンに制御して該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に電流を流すことを特徴とする電力変換方法。 - 請求項13に記載の電力変換方法であって、
前記逆変換工程おいて、該第二のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子は、該第一のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のゲート電圧が所定の電圧以下になってから予め定めた所定時間の経過した場合に、オフからオンに制御されることを特徴とする電力変換方法。 - 請求項13に記載の電力変換方法であって、
前記逆変換工程において、前記予め定めた所定時間は、該第一のワイドバンドギャップ半導体をオンからオフに制御してから該第一のワイドバンドギャップ半導体のゲート電圧が所定の電圧以下になるまでの時間以下であることを特徴とする電力変換方法。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2014/065031 WO2015186233A1 (ja) | 2014-06-06 | 2014-06-06 | 電力変換装置およびワイドバンドギャップ半導体素子の制御方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2015186233A1 true JPWO2015186233A1 (ja) | 2017-04-20 |
Family
ID=54766328
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2016525639A Pending JPWO2015186233A1 (ja) | 2014-06-06 | 2014-06-06 | 電力変換装置およびワイドバンドギャップ半導体素子の制御方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPWO2015186233A1 (ja) |
WO (1) | WO2015186233A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN110622411B (zh) * | 2017-05-19 | 2022-09-06 | 日本电产株式会社 | 马达驱动装置和方法、电动助力转向装置以及记录介质 |
DE102018204671A1 (de) * | 2018-03-27 | 2019-10-02 | Continental Teves Ag & Co. Ohg | Verfahren zur Ansteuerung, Ansteuerschaltung, Ansteuersystem und Verwendung |
JP7043327B2 (ja) * | 2018-04-09 | 2022-03-29 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換装置の診断システム |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010062304A (ja) * | 2008-09-03 | 2010-03-18 | Nec Electronics Corp | 半導体集積回路及びそのスイッチングノイズ平準化方法 |
JP2011036031A (ja) * | 2009-07-31 | 2011-02-17 | Daikin Industries Ltd | 電力変換装置 |
JP2011055470A (ja) * | 2009-07-13 | 2011-03-17 | Rohm Co Ltd | 出力回路 |
-
2014
- 2014-06-06 JP JP2016525639A patent/JPWO2015186233A1/ja active Pending
- 2014-06-06 WO PCT/JP2014/065031 patent/WO2015186233A1/ja active Application Filing
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010062304A (ja) * | 2008-09-03 | 2010-03-18 | Nec Electronics Corp | 半導体集積回路及びそのスイッチングノイズ平準化方法 |
JP2011055470A (ja) * | 2009-07-13 | 2011-03-17 | Rohm Co Ltd | 出力回路 |
JP2011036031A (ja) * | 2009-07-31 | 2011-02-17 | Daikin Industries Ltd | 電力変換装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2015186233A1 (ja) | 2015-12-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5822773B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP5518181B2 (ja) | 電力変換装置およびサージ電圧抑制方法 | |
US10003249B2 (en) | Insulated gate semiconductor device including switchable insulated gate semiconductor element | |
JP5970194B2 (ja) | 半導体スイッチング素子の駆動回路並びにそれを用いた電力変換回路 | |
JP6070635B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP2016005289A (ja) | 劣化診断機能を有する電力変換装置 | |
WO2014192327A1 (ja) | 電力変換装置および制御方法 | |
JP6575230B2 (ja) | 半導体素子の駆動装置 | |
WO2015186233A1 (ja) | 電力変換装置およびワイドバンドギャップ半導体素子の制御方法 | |
JP2007143229A (ja) | インバータ | |
JP2011024382A (ja) | ゲート駆動回路 | |
US11757444B2 (en) | Semiconductor element drive device and power conversion apparatus | |
JP5298557B2 (ja) | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置 | |
JP2014217151A (ja) | 電力変換装置およびその過電流保護方法 | |
WO2013014798A1 (ja) | モータ制御装置 | |
WO2016194487A1 (ja) | 電力変換装置およびモータ装置 | |
JP5647558B2 (ja) | インバータ装置 | |
JP5836510B1 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2011151528A (ja) | 双方向スイッチのゲート駆動装置 | |
WO2019030990A1 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2007282444A (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
KR20190019331A (ko) | 전력 변환 장치, 이를 포함하는 공기 조화기 및 그 제어 방법 | |
JP6536224B2 (ja) | 電力変換装置 | |
KR20180106622A (ko) | 액티브 클램프 제어장치 | |
JP6337667B2 (ja) | 電力変換器の制御装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20170120 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20170126 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170905 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20180612 |