JP2007282444A - 電力変換器の制御回路 - Google Patents
電力変換器の制御回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007282444A JP2007282444A JP2006108696A JP2006108696A JP2007282444A JP 2007282444 A JP2007282444 A JP 2007282444A JP 2006108696 A JP2006108696 A JP 2006108696A JP 2006108696 A JP2006108696 A JP 2006108696A JP 2007282444 A JP2007282444 A JP 2007282444A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- turn
- control circuit
- power converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
【課題】電力変換装置の大型化やコストアップを招くことなく、サージ電圧と損失のトレードオフ特性の改善を図る。
【解決手段】PWM信号発生部1からの出力を絶縁器4を介して電力半導体素子をオンオフ制御するに当り、ターンオフ指令信号Bの直後に、デッドタイム生成回路2で作成されるデッドタイムよりも短いパルス状の信号Dを、遅延回路5およびワンショット回路7により得て、これをアンド回路8を経てオア回路3においてデッドタイム生成回路2の出力に重畳させることにより、ゲート駆動条件を切り換えてターンオフやターンオン時間を変えられるようにする。
【選択図】図1
【解決手段】PWM信号発生部1からの出力を絶縁器4を介して電力半導体素子をオンオフ制御するに当り、ターンオフ指令信号Bの直後に、デッドタイム生成回路2で作成されるデッドタイムよりも短いパルス状の信号Dを、遅延回路5およびワンショット回路7により得て、これをアンド回路8を経てオア回路3においてデッドタイム生成回路2の出力に重畳させることにより、ゲート駆動条件を切り換えてターンオフやターンオン時間を変えられるようにする。
【選択図】図1
Description
この発明は、電力変換器を構成するスイッチング素子としての電力用半導体素子をオン,オフさせるための制御回路に関する。
図5にIGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)を用いたインバータ主回路の例を示す。20は直流電源回路(交流入力インバータの場合には、整流器+電解コンデンサで構成される)、22はIGBTおよびダイオードよりなり直流から交流に変換するインバータ回路、26A,26BはIGBTのゲート駆動回路、27A,27BはIGBT、28A,28BはIGBTに逆並列に接続されるダイオード、29はモータなどの負荷である。また、U,VはIGBT27A,27Bをオン,オフさせるための制御信号で、制御回路25から出力される。ゲート駆動回路,IGBTおよびダイオードは1アーム分だけ示したが、他のアームも同様に構成される。
図6に、ゲート駆動回路の具体例を示す。14Aが本回路駆動用の正側電源、14Bはその負側電源、11,12はIGBT27をターンオン,ターンオフさせるためのトランジスタなどのスイッチ素子で、図6ではターンオン側がNPNトランジスタ11,ターンオフ側がPNPトランジスタ12で、フォトカプラなどの絶縁器4を介する信号Kによって相補的に動作するように構成されている。
例えば、信号Kがハイ(H)の場合にはトランジスタ11がオンし、その結果IGBT27のゲートに電流が流れ込み、IGBT27がオンする。一方、信号Kがロー(L)の場合にはトランジスタ12がオンし、IGBT27に蓄積しているゲート電荷が放電する方向に電流が流れ、IGBT27がオフする。また、10はターンオン用のゲート電流制限用のゲート抵抗、13はターンオフ用のゲート電流制限用のゲート抵抗で、一般に10,13の抵抗値によってIGBT27のターンオン,ターンオフ時間が調整され、これによりスイッチング時に発生するサージ電圧やスイッチング損失の調整が可能となる。16はプルアップ抵抗である。
図7に制御回路の具体例を示す。
1はPWM(パルス幅変調)信号発生部で、Bは上アーム側IGBTの制御信号、Nは下アーム側IGBTの制御信号で、信号Nは反転回路NTで信号Bを反転した信号である。2はデッドタイム生成回路で、オン指令信号を或る設定時間(td)だけディレイさせて出力するもので、その出力がU,Vとなる。このデッドタイムtdは、回路の遅延時間やばらつきなどによって、上下アームのIGBTが同時にオンするのを防止するために設定され、IGBTの場合は通常3〜5μs程度に設定される。
1はPWM(パルス幅変調)信号発生部で、Bは上アーム側IGBTの制御信号、Nは下アーム側IGBTの制御信号で、信号Nは反転回路NTで信号Bを反転した信号である。2はデッドタイム生成回路で、オン指令信号を或る設定時間(td)だけディレイさせて出力するもので、その出力がU,Vとなる。このデッドタイムtdは、回路の遅延時間やばらつきなどによって、上下アームのIGBTが同時にオンするのを防止するために設定され、IGBTの場合は通常3〜5μs程度に設定される。
図8に制御回路における制御信号と出力信号とのタイミング図を示す。
ここでは、Hレベルの論理をIGBTのオン指令、Lレベルをオフ指令としており、信号Bに対して、信号Uがデッドタイム時間分のtdだけターンオン時間をディレイさせられていることが分かる。
ここでは、Hレベルの論理をIGBTのオン指令、Lレベルをオフ指令としており、信号Bに対して、信号Uがデッドタイム時間分のtdだけターンオン時間をディレイさせられていることが分かる。
なお、図5の21は負荷電流検出器(1つのみ示すが、実際は2相分または3相分設けられる)で、その検出信号XはPWM信号発生部1に入力され、PWM信号B,Nの生成条件に使用されたり、過電流状態の検出回路6Aで使用され、過電流状態が検出されると、アンド回路7G,7HによってIGBTには強制遮断信号が出力される。また、直流部の電流検出器23は、上下アームのIGBTが短絡した状態を検出するもので(検出信号Z)、検出回路6Cによって過電流状態が検出されると、上記と同様にアンド回路7G,7HによってIGBTには強制遮断信号が出力される。
24は、IGBTモジュールのケース部や、IGBTモジュール冷却用の放熱器などに設置されるサーミスタなどの温度検出器である(検出信号Y)。この検出器24はIGBTの異常過熱検知用として使用され、上記と同様に検出回路6Bによって過熱状態が検出されると、上記と同様にアンド回路7G,7HによってIGBTには強制遮断信号が出力されることになる。
以上のような技術は、例えば特許文献1や非特許文献1に記載されている。
特開2001−025265号公報
「富士IGBTモジュールアプリケーションマニュアル」 200 4年2月,RH984
IGBTがターンオンまたはターンオフする際、IGBTのコレクタ・エミッタ間(ダイオードのカソード・アノード間)には、配線インダクタンス部とスイッチング時のdi/dtによって発生する電圧が重畳するため、瞬間的に高いサージ電圧が印加される。装置設計上、このサージ電圧はIGBTおよびダイオードの電圧定格以下とする必要があるため、ゲート抵抗の調整(抵抗値を大きくするとサージ電圧が低減する)や遮断電流値の制限(ターンオフする電流値が大きいほどサージ電圧が高くなる)によって、サージ電圧を或る設定値以下に抑えるようにしている。
一方、ゲート抵抗値を大きくすると、IGBTのターンオン損失,ターンオフ損失が増加するため、IGBTの温度上昇を招くという問題もあり、これらのことから、従来ゲート抵抗値の決定には、サージ電圧と損失のトレードオフ特性を考慮して設定する必要があった。
一方、ゲート抵抗値を大きくすると、IGBTのターンオン損失,ターンオフ損失が増加するため、IGBTの温度上昇を招くという問題もあり、これらのことから、従来ゲート抵抗値の決定には、サージ電圧と損失のトレードオフ特性を考慮して設定する必要があった。
表1に負荷電流の大小と、ゲート抵抗値の大小をパラメータに、ターンオフ時とターンオン時で、サージ電圧と損失について設計上考慮する必要があるどうかをまとめて示す。「○」印が、設計上考慮する必要のある項目を示す。
また、別の文献「電気学会半導体電力変換研究会SPC97−7−1」では、IGBTに流れている電流値に応じて、ゲート駆動回路内においてゲート抵抗を切り換える方式が報告されている。この報告では、例えば電流値が大きい場合はターンオフ用のゲート抵抗値を大きくしてサージ電圧の抑制を図り、また電流値が小さい場合はターンオン用のゲート抵抗値を大きくしてサージ電圧の抑制を図る方式で、サージ電圧と損失のトレードオフ特性を改善するのが目的であるが、本方式ではIGBTの電流を検出するために、センスIGBTを利用する必要があり、この場合はIPM(Intelligent Power Module)などの特殊モジュールに限定され、汎用のIGBTモジュールには適用できないという問題がある。また、負荷側に接続している電流検出器を用いても上記機能を実現できるが、この場合、新たな絶縁器が必要となりコストアップとなる。
したがって、この発明の課題は装置の大型化やコストアップを招くことなく、サージ電圧と損失のトレードオフ特性を改善することにある。
このような課題を解決するため、請求項1の発明では、電力用半導体素子をスイッチング素子として有する電力変換器の、前記電力用半導体素子をスイッチング制御するための制御回路であって、
前記電力用半導体素子をオン,オフさせるゲート信号のうち、ターンオフ指令信号の直後に、電力用半導体素子の上下アーム短絡防止用のデッドタイムよりも短い時間のパルス状のオン論理信号を重畳させることを特徴とする。
この請求項1の発明においては、前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号の有無を検出する検出手段を、前記電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路内に設けることができる(請求項2の発明)。
前記電力用半導体素子をオン,オフさせるゲート信号のうち、ターンオフ指令信号の直後に、電力用半導体素子の上下アーム短絡防止用のデッドタイムよりも短い時間のパルス状のオン論理信号を重畳させることを特徴とする。
この請求項1の発明においては、前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号の有無を検出する検出手段を、前記電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路内に設けることができる(請求項2の発明)。
上記請求項1または2の発明においては、前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号を検出したときは、このオン論理信号を検出しなかった場合に動作させる前記電力用半導体素子の通常のオン,オフ回路を、別のオン,オフ回路へと切り換えて電力用半導体素子をオン,オフさせることができる(請求項3の発明)。
この請求項3の発明においては、前記別のオン,オフ回路は、前記通常のオン,オフ回路に対して、ターンオフ時間が長いものであること(請求項4の発明)、ターンオフ時間が短いものであること(請求項5の発明)、または、ターンオン時間が長いものであること(請求項6の発明)、もしくは、ターンオン時間が短いものであること(請求項7の発明)のいずれかであることができる。
この請求項3の発明においては、前記別のオン,オフ回路は、前記通常のオン,オフ回路に対して、ターンオフ時間が長いものであること(請求項4の発明)、ターンオフ時間が短いものであること(請求項5の発明)、または、ターンオン時間が長いものであること(請求項6の発明)、もしくは、ターンオン時間が短いものであること(請求項7の発明)のいずれかであることができる。
上記請求項1〜7のいずれかの発明においては、前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号をゲート信号に重畳させる条件は、前記電力変換器の負荷電流が或る設定値以上または以下になった場合とすること(請求項8の発明)、または、前記電力変換器の直流から交流に変換する回路の直流部、または前記電力用半導体素子に流れる電流が或る設定値以上となった場合とすること(請求項9の発明)、あるいは、前記電力用半導体素子のチップまたはケースの温度、もしくは電力用半導体素子を冷却するための放熱器の温度が或る設定値以上または以下になった場合とすること(請求項10の発明)のいずれかとすることができる。
すなわち、この発明は、ターンオフ指令信号直後のゲート信号に、上下アーム短絡防止用として設定されている、強制的なオフ時間よりも短いパルス状のオン論理信号を重畳させることが特徴である。この信号は、これによってスイッチング素子をオンさせるのではなく、ゲート抵抗切り換えなどのゲート駆動条件を切り換えるための信号として用い、スイッチング素子のターンオンやターンオフ時間を通常状態(オン論理信号が重畳されていない場合)に対して短くまたは長くすることで、低サージ電圧化と低損失化とを図るものである。なお、切り換えを行なう条件としては、負荷電流値や直流回路部の電流値、またはスイッチング素子温度などの検出値が或る設定値より大きい(高い)か,小さい(低い)かを判断して実施する。
この発明によれば、汎用のIGBTモジュールを適用する場合でも、従来方式と比べて少ない部品点数で低コストに、電流値や温度に応じたゲート抵抗切り換えが実現可能となり、容易にサージ電圧と損失のトレードオフ特性の改善が可能となる。その結果、装置の高効率化や低コストのシステム構築が可能となる。
図1はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
これは、PWM信号発生部1からの出力信号Bを、或る設定時間(t1)だけディレイさせるディレイ(遅延回路)5に入力し、その立下りエッジにてワンショット回路7をデッドタイムtdより短い時間t0だけ動作させる。その出力信号がDである。すなわち、信号Dは、IGBTのターンオフ指令のt1後に出力される。また、回路6は負荷電流や直流部電流や温度などの情報(信号X,Y,Z)によって、ターンオン側またはターンオフ側のゲート抵抗値を切り換えるか否かを判断するもので、原理的にはコンパレータ回路により構成することができる。
これは、PWM信号発生部1からの出力信号Bを、或る設定時間(t1)だけディレイさせるディレイ(遅延回路)5に入力し、その立下りエッジにてワンショット回路7をデッドタイムtdより短い時間t0だけ動作させる。その出力信号がDである。すなわち、信号Dは、IGBTのターンオフ指令のt1後に出力される。また、回路6は負荷電流や直流部電流や温度などの情報(信号X,Y,Z)によって、ターンオン側またはターンオフ側のゲート抵抗値を切り換えるか否かを判断するもので、原理的にはコンパレータ回路により構成することができる。
ここで、切り換えると判断した場合(例えば信号Xにより負荷電流値が大きいと検出し、ターンオフサージ電圧を低くすることを目的にターンオフ側のゲート抵抗値を大きくする場合)は、信号EをHレベルの信号としている。EがHレベルとなると、アンド回路8によって信号Dが出力され、オア回路3にてデッドタイム後の信号Cに重畳された信号F1となり、信号絶縁器4に入力される。
以上の動作タイムチャートを図3aに示す。このとき、t0をtdよりも十分短く設定することで、信号Dがデッドタイム生成回路2の出力信号Cに埋もれてしまうことはなく、ゲート駆動回路側に伝達することが可能となる。
以上の動作タイムチャートを図3aに示す。このとき、t0をtdよりも十分短く設定することで、信号Dがデッドタイム生成回路2の出力信号Cに埋もれてしまうことはなく、ゲート駆動回路側に伝達することが可能となる。
図2はこの発明の他の実施の形態を示す構成図である。
ここでは、図1に示す信号絶縁器4の出力信号F2を遅延回路5Aに入力し、その出力信号Gを遅延回路5Bに入力する。信号F2は立下りエッジにてワンショット回路7Aに入力し、その出力信号と信号F2とを論理回路8Aに入力することで、信号Sが作成される。信号Sは、ゲート抵抗を切り換えるための指令信号となる。また、信号F2は別の立下りエッジによるワンショット回路7Bに入力し、その出力信号と信号Gとを論理回路8Bに入力することで、信号Rが作成される。この信号Rは、タイミング的に信号Cの立下りエッジによるワンショットパルス信号となる。
ここでは、図1に示す信号絶縁器4の出力信号F2を遅延回路5Aに入力し、その出力信号Gを遅延回路5Bに入力する。信号F2は立下りエッジにてワンショット回路7Aに入力し、その出力信号と信号F2とを論理回路8Aに入力することで、信号Sが作成される。信号Sは、ゲート抵抗を切り換えるための指令信号となる。また、信号F2は別の立下りエッジによるワンショット回路7Bに入力し、その出力信号と信号Gとを論理回路8Bに入力することで、信号Rが作成される。この信号Rは、タイミング的に信号Cの立下りエッジによるワンショットパルス信号となる。
信号Sと信号RとをSRフリップフロップ回路9のS,R端子にそれぞれ入力することで、フリップフロップ回路9の出力信号Aは、信号Sの立上りから信号Rの立上りまでの期間のパルス信号となる。
図2のタイムチャートを図3bに示す。すなわち、信号AがHレベルとなっている期間中に入力されるターンオフまたはターンオン指令信号(toff1,ton2のタイミング)は、ゲート抵抗の切り換えが行なわれることを示す。一方、Lレベルとなっている期間中の信号(ton1,toff2,ton3)は、ゲート抵抗の切り換えが行なわれないことを示す。
図2のタイムチャートを図3bに示す。すなわち、信号AがHレベルとなっている期間中に入力されるターンオフまたはターンオン指令信号(toff1,ton2のタイミング)は、ゲート抵抗の切り換えが行なわれることを示す。一方、Lレベルとなっている期間中の信号(ton1,toff2,ton3)は、ゲート抵抗の切り換えが行なわれないことを示す。
図4aに、ターンオフ用ゲート抵抗を大きくする例を示す。
これは、信号Hと信号Aとを論理回路8Cに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ12Bが常時オフとなるため、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aのみとなり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ12A,12Bともにオンし、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aと13Bとの並列分となる)に対して、抵抗値は大きくなる。
これは、信号Hと信号Aとを論理回路8Cに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ12Bが常時オフとなるため、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aのみとなり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ12A,12Bともにオンし、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aと13Bとの並列分となる)に対して、抵抗値は大きくなる。
図4bに、ターンオフ用ゲート抵抗を小さくする例を示す。
信号Hと信号Aとを論理回路8Dに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ12A,12Bともに信号Hに応じてオンとなるため、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aと13Bとの並列分となり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ12Aのみオンし、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aのみとなる)に対して、抵抗値は小さくなる。
信号Hと信号Aとを論理回路8Dに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ12A,12Bともに信号Hに応じてオンとなるため、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aと13Bとの並列分となり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ12Aのみオンし、ターンオフ用ゲート抵抗は13Aのみとなる)に対して、抵抗値は小さくなる。
図4cに、ターンオン用ゲート抵抗を大きくする例を示す。
信号Hと信号Aとを論理回路8Eに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ11Bが常時オフとなるため、ターンオン用ゲート抵抗は10Aのみとなり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ11A,11Bがともにオンし、ターンオン側のゲート抵抗は10Aと10Bの並列分となる)に対して、抵抗値は大きくなる。
信号Hと信号Aとを論理回路8Eに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ11Bが常時オフとなるため、ターンオン用ゲート抵抗は10Aのみとなり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ11A,11Bがともにオンし、ターンオン側のゲート抵抗は10Aと10Bの並列分となる)に対して、抵抗値は大きくなる。
図4dに、ターンオン用ゲート抵抗を小さくする例を示す。
信号Hと信号Aとを論理回路8Fに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ11A,11Bともに信号Hに応じてオンとなるため、ターンオン用ゲート抵抗は10Aと10Bとの並列分となり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ11Aのみオンし、ターンオフ用ゲート抵抗は10Aのみとなる)に対して、抵抗値は小さくなる。
信号Hと信号Aとを論理回路8Fに入力し、信号AがHレベルの場合はトランジスタ11A,11Bともに信号Hに応じてオンとなるため、ターンオン用ゲート抵抗は10Aと10Bとの並列分となり、信号AがLレベルの場合(この場合、トランジスタ11Aのみオンし、ターンオフ用ゲート抵抗は10Aのみとなる)に対して、抵抗値は小さくなる。
1…PWM信号発生部、2…デッドタイム生成回路、3…オア回路、4,4A,4B…信号絶縁器、5,5A,5B…遅延回路、6,6A,6B,6C…比較回路、7,7A,7B…ワンショット回路、8,8A,8B,8C,8D,8E,8F,8G,8H…アンド回路、9…フリップフロップ回路、11,11A,11B,12,12A,12B…トランジスタ、10,10A,10B,13,13A,13B…ゲート抵抗、14A,14B…電源、16…プルアップ抵抗、20…直流電源回路、21,23…電流検出器、24…温度検出器、25…制御回路、26A,26B…ゲート駆動回路、27,27A,27B…IGBT、28A,28B…ダイオード、29…負荷、NT…反転回路。
Claims (10)
- 電力用半導体素子をスイッチング素子として有する電力変換器の、前記電力用半導体素子をスイッチング制御するための制御回路であって、
前記電力用半導体素子をオン,オフさせるゲート信号のうち、ターンオフ指令信号の直後に、電力用半導体素子の上下アーム短絡防止用のデッドタイムよりも短い時間のパルス状のオン論理信号を重畳させることを特徴とする電力変換器の制御回路。 - 前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号の有無を検出する検出手段を、前記電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路内に設けることを特徴とする請求項1に記載の電力変換器の制御回路。
- 前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号を検出したときは、このオン論理信号を検出しなかった場合に動作させる前記電力用半導体素子の通常のオン,オフ回路を、別のオン,オフ回路へと切り換えて電力用半導体素子をオン,オフさせることを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換器の制御回路。
- 前記別のオン,オフ回路は、前記通常のオン,オフ回路に対して、ターンオフ時間が長いものであることを特徴とする請求項3に記載の電力変換器の制御回路。
- 前記別のオン,オフ回路は、前記通常のオン,オフ回路に対して、ターンオフ時間が短いものであることを特徴とする請求項3に記載の電力変換器の制御回路。
- 前記別のオン,オフ回路は、前記通常のオン,オフ回路に対して、ターンオン時間が長いものであることを特徴とする請求項3に記載の電力変換器の制御回路。
- 前記別のオン,オフ回路は、前記通常のオン,オフ回路に対して、ターンオン時間が短いものであることを特徴とする請求項3に記載の電力変換器の制御回路。
- 前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号をゲート信号に重畳させる条件は、前記電力変換器の負荷電流が或る設定値以上または以下になった場合とすることを特徴とする請求項1〜7のいずれかに記載の電力変換器の制御回路。
- 前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号をゲート信号に重畳させる条件は、前記電力変換器の直流から交流に変換する回路の直流部、または前記電力用半導体素子に流れる電流が或る設定値以上となった場合とすることを特徴とする請求項1〜7のいずれかに記載の電力変換器の制御回路。
- 前記ターンオフ指令信号直後のパルス状のオン論理信号をゲート信号に重畳させる条件は、前記電力用半導体素子のチップまたはケースの温度、もしくは電力用半導体素子を冷却するための放熱器の温度が或る設定値以上または以下になった場合とすることを特徴とする請求項1〜7のいずれかに記載の電力変換器の制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006108696A JP2007282444A (ja) | 2006-04-11 | 2006-04-11 | 電力変換器の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006108696A JP2007282444A (ja) | 2006-04-11 | 2006-04-11 | 電力変換器の制御回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007282444A true JP2007282444A (ja) | 2007-10-25 |
Family
ID=38683304
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006108696A Pending JP2007282444A (ja) | 2006-04-11 | 2006-04-11 | 電力変換器の制御回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2007282444A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20150050777A (ko) | 2013-10-31 | 2015-05-11 | 삼성전기주식회사 | 게이트 구동 회로, 스위치 장치 및 이를 갖는 전원 공급 장치 |
JP6080326B2 (ja) * | 2013-11-29 | 2017-02-22 | 新電元工業株式会社 | 電源装置、検査装置、及び電源装置の最適化方法 |
-
2006
- 2006-04-11 JP JP2006108696A patent/JP2007282444A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20150050777A (ko) | 2013-10-31 | 2015-05-11 | 삼성전기주식회사 | 게이트 구동 회로, 스위치 장치 및 이를 갖는 전원 공급 장치 |
US9780771B2 (en) | 2013-10-31 | 2017-10-03 | University Of Seoul Industry Cooperation Foundation | Gate driving circuit including constant current sources, and switching apparatus and power supply apparatus having the same |
JP6080326B2 (ja) * | 2013-11-29 | 2017-02-22 | 新電元工業株式会社 | 電源装置、検査装置、及び電源装置の最適化方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6735900B2 (ja) | 半導体装置、および、電力変換システム | |
JP6070635B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP2008072848A (ja) | 半導体装置 | |
JP2017534237A (ja) | 抵抗器エミュレーション及びゲートブースト | |
JP6070853B2 (ja) | 絶縁ゲート型半導体装置 | |
JP2002204581A (ja) | 電力用半導体モジュール | |
JP2011193705A (ja) | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路及び電力変換装置 | |
JP5634622B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
WO2013115000A1 (ja) | 半導体スイッチング素子の駆動回路並びにそれを用いた電力変換回路 | |
JP2010288416A (ja) | 逆耐圧を有するigbtの過電流保護回路 | |
JP6575230B2 (ja) | 半導体素子の駆動装置 | |
JP2017051049A (ja) | 半導体素子の駆動装置 | |
JP2011024382A (ja) | ゲート駆動回路 | |
JP2020127267A (ja) | 過電流保護回路及びスイッチング回路 | |
JP6459519B2 (ja) | 電力変換装置の保護装置 | |
JP2014217151A (ja) | 電力変換装置およびその過電流保護方法 | |
JP5646070B2 (ja) | 電力用半導体素子のゲート駆動回路、および電力用半導体素子の駆動方法 | |
JP2015033149A (ja) | 半導体素子の駆動装置及びそれを用いた電力変換装置 | |
JP2013187940A (ja) | 電力変換装置 | |
JP5298557B2 (ja) | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置 | |
JP6717380B2 (ja) | 半導体モジュール、及び半導体モジュールに使われるスイッチング素子のチップ設計方法 | |
CN113169659B (zh) | 电力用半导体元件的驱动电路以及使用其的电力用半导体模块 | |
JP2007282444A (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
WO2013014798A1 (ja) | モータ制御装置 | |
JP5251553B2 (ja) | 半導体装置 |