JP2011036031A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】デッドタイム補償を行う際に必要となる実際のデッドタイムの長さを精度良く検出できるような構成を得る。
【解決手段】逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を含むスイッチング部（4a）を複数、有するインバータ回路（4）と、該インバータ回路（4）にデッドタイムを設けるように上記複数のスイッチング部（4a）のスイッチング素子（Sp,Sn）をＯＦＦにした後、該インバータ回路（4）内にスイッチング素子（Sp,Sn）の逆方向への電流が流れる所定タイミングで、該スイッチング素子（Sp,Sn）に対してオン信号を出力する制御部（10）と、上記デッドタイムの期間中に上記逆方向に電流が流れた際に上記スイッチング部（4a）で発生するオン電圧降下に基づいて、該デッドタイムの長さを検出するデッドタイム検出部（20）と、を備えた構成とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、該スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御部と、を備えた電力変換装置に関するものである。

従来より、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路と、該スイッチング素子の駆動を制御するスイッチング制御部と、を備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要がある家電機器や産業機器などに広く用いられている。

ところで、上記インバータ回路は、一般的に、一対のスイッチング素子によって上下アームが構成されていて、該一対のスイッチング素子のいずれか一方がオンになるようにスイッチング制御することで、モータなどの負荷側に所定の電力を供給するように構成されている。このような構成の場合、上下アームを構成する一対のスイッチング素子が両方ともオン状態になると、アーム短絡を生じることになる。そのため、従来より、該一対のスイッチング素子のオン・オフを切り換えるときに、両方のスイッチング素子をオフ状態にするデッドタイムが設けられている。

しかしながら、上記デッドタイムを設けると、その分、出力電圧の指令信号に対する誤差が生じることになるため、出力電流やトルクに歪みが生じてしまう。これに対し、例えば特許文献１に開示されるように、デッドタイムによって生じる電圧成分を考慮して、インバータ回路への電圧指令に補正を加える構成が考えられている。

特開２００４−６４９４８号公報

ところが、実際のデッドタイムは、スイッチング素子のスイッチング時間等の影響を受けるため、一定時間ではなく、該スイッチング時間に影響を及ぼすスイッチング素子の個体差や温度などの運転環境等によって変化する。そのため、上記特許文献１のようなデッドタイム補償を行う際に最も重要となるデッドタイムの長さを、精度良く把握するのは困難であった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、デッドタイム補償を行う際に必要となる実際のデッドタイムの長さを精度良く検出できるような構成を得ることにある。

上記目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置（1）では、デッドタイム中に、インバータ回路（4）内にスイッチング素子（Sp,Sn）の逆方向への電流が流れた場合、オン電圧降下が生じる点に着目し、該オン電圧降下に基づいて上記デッドタイムの長さを検出するようにした。

具体的には、第１の発明は、逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を含むスイッチング部（4a）を複数、有するインバータ回路（4）と、該インバータ回路（4）にデッドタイムを設けるように上記複数のスイッチング部（4a）のスイッチング素子（Sp,Sn）をＯＦＦにした後、該インバータ回路（4）内にスイッチング素子（Sp,Sn）の逆方向への電流が流れる所定タイミングで、該スイッチング素子（Sp,Sn）に対してオン信号を出力する制御部（10）と、上記デッドタイムの期間中に上記逆方向に電流が流れた際に上記スイッチング部（4a）で発生するオン電圧降下に基づいて、該デッドタイムの長さを検出するデッドタイム検出部（20）と、を備えているものとする。

この構成により、インバータ回路（4）内で実際に生じている現象に基づいてデッドタイムを検出するため、該デッドタイムの長さを精度良く検出することができる。すなわち、デッドタイムの期間中は、インバータ回路（4）内にスイッチング素子（Sp,Sn）の逆方向への電流が流れるため、スイッチング部（4a）内でオン電圧降下が発生する。このオン電圧降下を検出することにより、スイッチング素子（Sp,Sn）がオフになっているデッドタイムを検出することが可能になる。

しかも、上記スイッチング素子として逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を用いることで、インバータ回路（4）内に逆方向電流が流れるタイミングでスイッチング素子（Sp,Sn）を逆方向にもオンさせることが可能になり、スイッチング部（4a）での導通損失の低減を図れるとともに、スイッチング素子（Sp,Sn）がオンの場合及びオフの場合での電位差を容易に検出できる。

上記第１の発明において、上記デッドタイム検出部（20）は、上記スイッチング素子（Sp,Sn）の被制御端子間の電圧を所定の比較電圧と比較して、上記オン電圧降下の出現する期間を抽出することにより、上記デッドタイムの長さを検出するように構成されているものとする（第２の発明）。

これにより、デッドタイム中にスイッチング部（4a）でオン電圧降下が生じる期間を容易に検出することができる。したがって、上記第１の発明の構成を容易に実現することができる。ここで、スイッチング素子（Sp,Sn）の被制御端子間とは、制御端子（例えばゲート端子）によって電流の導通及び非導通が切り換えられるスイッチング素子（Sp,Sn）の両端子間（例えば、ＭＯＳＦＥＴではドレイン−ソース間）を意味する。

上記第１または第２の発明において、上記制御部（10）は、上記インバータ回路（4）の出力電圧が所望の値になるように、上記デッドタイム検出部（20）によって検出されたデッドタイムの長さに基づいて、上記オン信号の出力期間を変更可能に構成されているものとする（第３の発明）。

こうすることで、出力電圧が所望の値になるように、検出されたデッドタイムの長さに基づいてオン信号の出力期間が変更されるため、デッドタイムの影響による出力電圧の誤差を小さくすることが可能となる。すなわち、上述の構成により、出力電圧におけるデッドタイムの影響を小さくすることができる。

上記第１または第２の発明において、上記制御部（10）における出力電圧の指令信号から決まるオン信号の出力設定時間と、上記デッドタイム検出部（20）によって検出されたデッドタイムの長さとに基づいて、出力電圧を演算する出力電圧演算部（16）をさらに備えているものとする（第４の発明）。

これにより、デッドタイムによる電圧の誤差分を考慮して出力電圧の演算を行うため、指令信号から決まるオン信号の出力設定時間に基づいて演算を行う従来の出力電圧の演算方法に比べて、精度良く出力電圧を求めることができる。したがって、例えばモータの回転子の位置をセンサを用いることなく検出してモータ制御を行う、いわゆるセンサレス制御において、回転子の位置を算出する際の基本データとなる電圧の値として、精度の良い値を用いることができるため、モータを精度良く制御することが可能となる。

上記第１または第２の発明において、上記制御部（10）は、上記デッドタイム検出部（20）によって検出されるデッドタイムの長さが短くなるように、上記複数のスイッチング素子（Sp,Sn）に対してオン信号を出力する間隔としてのデッドタイム設定時間を変更可能に構成されているものとする（第５の発明）。

こうすることで、デッドタイムの長さそのものをできるだけ短くすることができるため、その分、出力電圧の誤差を小さくすることができる。

上記第１から第５の発明のいずれか一つの発明において、上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなるものとする（第６の発明）。こうすることで、ＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴなどにより、逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を容易に構成することが可能になる。これにより、上記第１から第５の発明の構成を容易に実現することができる。

上記第１から第６の発明のいずれか一つの発明において、上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体からなるものとする（第７の発明）。これにより、例えば、ワイドバンドギャップ半導体からなるスイッチング素子の内部に寄生ダイオードが形成される構成の場合、デッドタイム中に寄生ダイオードに電流が流れた場合のオン電圧降下は、Ｓｉからなるスイッチング素子内の寄生ダイオードのオン電圧降下に比べて大きいため、デッドタイム中のオン電圧降下をより精度良く検出することができる。したがって、上述の構成により、デッドタイムをより精度良く検出することが可能になる。

以上より、第１の発明によれば、デッドタイム中にスイッチング部（4a）に逆方向に電流が流れることにより生じるオン電圧降下に基づいて、該デッドタイムの長さを検出するため、実際のデッドタイムの長さを精度良く検出することができる。

また、第２の発明によれば、スイッチング素子（Sp,Sn）の被制御端子間の電圧を比較電圧と比較することにより、オン電圧降下を求めるため、簡単な構成によって上記第１の発明の構成を実現できる。

また、第３の発明によれば、インバータ回路（4）の出力電圧が所望の値になるように、検出されたデッドタイムの長さに基づいてオン信号の出力期間が変更されるため、デッドタイムによる出力電圧への影響を低減することができる。

また、第４の発明によれば、検出されたデッドタイムの長さを考慮して出力電圧の演算を行うため、実際の出力電圧を精度良く求めることができ、モータを精度良く制御することができる。

また、第５の発明によれば、検出されたデッドタイムが小さくなるように、複数のスイッチング素子（Sp,Sn）に対してオン信号を出力する間隔としてのデッドタイム設定時間を変更するため、出力電圧に対するデッドタイムの影響を極力小さくすることができる。

また、第６の発明によれば、上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなるため、上記第１から第５の発明の構成を容易に実現できる。

さらに、第７の発明によれば、上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体からなるため、デッドタイムをより精度良く検出することが可能になる。

図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。 図２は、インバータ回路内の１組の上下アームの動作を示す図である。 図３は、電圧指令に対するオン信号の波形及び出力電圧の波形を示すタイムチャートである。 図４は、デッドタイム検出部で生成される各信号を示すタイムチャートである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。

《実施形態１》
−電力変換装置の全体構成−
図１に本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）を示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）とコンデンサ回路（3）とインバータ回路（4）とを備えている。なお、上記電力変換装置（1）は、例えば空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機の電動機（5）（以下、モータともいう）を駆動するために用いられる。ここで、空気調和装置の冷媒回路は、特に図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路を構成するように接続されてなり、冷媒が循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うように構成されている。この冷媒回路によって、冷房運転では、蒸発器で冷却された空気が室内へ供給され、暖房運転では、凝縮器で加熱された空気が室内へ供給される。

上記コンバータ回路（2）は、複数のダイオード（2a）を備えていて、商用電源（6）から出力される交流電力を整流するように構成されている。特に図示しないが、上記コンバータ回路（2）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のダイオード（2a）がブリッジ状に接続されており、これにより整流回路を構成している。なお、本実施形態では、上記コンバータ回路（2）を複数のダイオード（2a）によって構成しているが、この限りではなく、スイッチング素子によって構成し、交流電力を直流電力に整流するように該スイッチング素子を駆動制御してもよい。

上記コンデンサ回路（3）は、上記コンバータ回路（2）の出力側に並列に接続されるコンデンサ（3a）を備えている。このコンデンサ回路（3）を設けることによって、上記コンバータ回路（2）で整流された電圧を平滑化することができる。これにより、上記インバータ回路（4）側に直流電力を安定して供給することができる。

上記インバータ回路（4）は、上記コンバータ回路（2）に対して上記コンデンサ回路（3）とともに並列に接続されている。このインバータ回路（4）は、複数（例えば三相交流であれば６個）のスイッチング素子（S）がブリッジ結線されてなる。すなわち、特に図示しないが、上記インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子（S,S）を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグが並列に接続されたもので、これらのスイッチング素子（S）のオンオフ動作によって、直流電圧を交流電圧に変換し、モータ（5）へ供給するように構成されている。

上記スイッチング素子（S）は、ＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴなどのユニポーラ素子であり、ＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体からなる。また、上記スイッチング素子（S）は、逆方向にも導通可能に構成されている。

ここで、本実施形態では、上記各スイッチング素子（S）に対して、ダイオード（D）が逆並列に接続されていて、該スイッチング素子（S）とダイオード（D）とによって、本発明におけるスイッチング部（4a）が構成されている。また、本実施形態では、上記ダイオード（D）は、該スイッチング素子（S）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードによって構成される。

また、上記電力変換装置（1）は、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）に対して所定のタイミングでオン信号Ｇp、Ｇn（ゲート駆動信号）を出力するスイッチング制御部（11）と、該スイッチング制御部（11）に対して電圧指令Ｖo^*（指令信号）を出力するインバータ制御部（15）とを備えている。すなわち、上記インバータ回路（4）の各スイッチング素子（S）は、インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo^*に基づいてオンオフ動作を行うように構成されている。なお、この電圧指令は、図３に示すように、キャリア周期の単位時間Ｔに対して所定の出力期間Ｔonでオンとなるような信号波形を有している（図３の場合、特に図示しないが、キャリア周期の単位時間Ｔ当たりの平均電圧はＶ^*となる。以下、このＶ^*を単に電圧指令Ｖo^*における平均電圧と呼ぶ。）。

ここで、上記スイッチング制御部（11）とインバータ制御部（15）とによって、本発明の制御部（10）が構成される。

上記スイッチング制御部（11）は、上記インバータ制御部（15）から出力される電圧指令Ｖo^*に基づいて、各スイッチング素子（S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力するタイミングを決めるように構成されている。このスイッチング制御部（11）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）のいずれか一方のみがオンになるように、該２つのスイッチング素子（S,S）に対してオン信号Ｇp、Ｇnを出力する。すなわち、上記スイッチング制御部（11）は、２つのスイッチング素子（S,S）に対し、上記電圧指令Ｖo^*に応じたオン設定時間Ｔp^*を設定する。そして、詳しくは後述するように、上記スイッチング制御部（11）は、上記２つのスイッチング素子（S,S）のいずれもがオフ状態になるようなデッドタイムＴdを設けるようにオン信号Ｇp、Ｇnを出力する。

上記インバータ制御部（15）は、インバータ回路（4）によって駆動される電動機（5）に対する負荷の要求や、上記電動機（5）の回転子の回転位置をセンサレスで検出するために必要な情報（インバータ回路（4）の出力電流ｉや直流電圧Ｖdc、オン設定時間Ｔp^*）などを信号として受信し、これらの信号に基づいて上記スイッチング制御部（11）へ電圧指令Ｖo^*を出力するように構成されている。また、このインバータ制御部（15）は、後述するデッドタイム検出部（20）で検出されたデッドタイムＴdの検出信号も入力されると、該デッドタイムＴdを考慮して上記電圧指令Ｖo^*を補正するように構成されている。

ここで、上記インバータ制御部（15）は、上記電動機（5）の回転子の回転位置をセンサレスで検出するために必要な出力電圧演算値Ｖ’を計算する出力電圧演算部（16）を備えている。この出力電圧演算部（16）では、電圧指令Ｖo^*におけるオン信号の出力期間Ｔonによって設定されるオン出力設定時間Ｔp^*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp^*／Ｔ×Ｖdcによって出力電圧演算値Ｖ’を算出するように構成されている。なお、この出力電圧演算値Ｖ’は、キャリア周期の単位時間当たりの平均電圧であり、検出値且つ瞬時値である出力電圧Ｖoとは異なる。

さらに、上記インバータ制御部（15）は、直列に接続された２つのスイッチング素子（S,S）の一方のスイッチング素子（S）に逆並列に接続されたダイオード（D）に電流が流れる場合に、該スイッチング素子（S）に対してオン信号を出力してオン状態にするように構成されている。このようなスイッチング制御を行うことにより、スイッチング素子（S）側に逆方向電流を流すことができるため、ダイオード（D）側に逆方向電流を流す場合に比べて、損失の低減を図ることができる。

ここで、上記所定のタイミングが、本発明における、インバータ回路（4）にデッドタイムを設けるように複数のスイッチング部（4a）のスイッチング素子（Sp,Sn）をＯＦＦにした後、該インバータ回路（4）内にスイッチング素子（Sp,Sn）の逆方向への電流が流れる所定タイミング、に対応する。

上記デッドタイム検出部（20）は、上記インバータ回路（4）内の電圧に基づいて上記デッドタイムＴdを検出するように構成されている。詳しくは後述するが、上記デッドタイム検出部（20）は、インバータ回路（4）内の電圧Ｖoを検出する電圧検出部（21）と、検出した電圧Ｖoを比較電圧Ｖｒと比較する電圧比較部（22）と、その比較結果のパルス幅を信号として出力するパルス幅演算部（23）と、この信号に基づいてデッドタイムＴdを算出するデッドタイム算出部（24）と、を備えている。

−デッドタイム検出−
次に、上記スイッチング制御部（11）から各スイッチング素子（S）へオン信号が出力された場合のインバータ回路（4）の動作について説明する。なお、以下の説明では、説明簡略化のために、図２に示すように、直流電源としてのコンデンサ（3a）と、直列に接続された２つのスイッチング素子（両者を区別するために、以下の説明において、各スイッチング素子の符号はSp，Snとする）と、からなる回路を用いて説明する。

ここで、上記図２に示す回路では、直列に接続されたスイッチング素子（Sp,Sn）に対して、それぞれ、逆並列にダイオード（Dp,Dn）が接続されている。これにより、スイッチング素子（Sp,Sn）とダイオード（Dp,Dn）とによって、それぞれ、スイッチング部（4a,4a）が構成されている。そして、これらのスイッチング部（4a,4a）の中点が、図示しない負荷に接続されている。なお、上記図２中における符号ｇp,ｇnは、それぞれ、スイッチング素子（Sp,Sn）のゲート端子を示している。

上記図２の回路において、上記インバータ制御部（15）から図３に示すような電圧指令Ｖo^*が上記スイッチング制御部（11）に入力されると、該スイッチング制御部（11）では、スイッチング素子（Sp）に対して該電圧指令Ｖo^*に応じたオン信号Ｇp、Ｇn（ゲート駆動信号）を出力する。このようなオン信号Ｇpをスイッチング素子（Sp）に対して入力して該スイッチング素子（Sp）をオンにすると、例えば上記図２の回路で出力電流ｉが負荷側へ流れる場合（この場合をｉ＞０とする）には、該スイッチング素子（Sp）に電流が流れるため、出力電圧Ｖo（下アームのスイッチング素子（Sn）の被制御端子間（例えば、ＭＯＳＦＥＴの場合にはドレイン−ソース間）の電圧に相当）は、コンデンサ（3a）の電圧Ｖdcから該スイッチング素子（Sp）のオン電圧降下分Ｖsを引いたＶdc−Ｖsとなる。一方、上記スイッチング素子（Sp）をオフにすると、下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにしない限り、該スイッチング素子（Sn）に逆並列に接続されたダイオード（Dn）に電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、該ダイオード（Dn）のオン電圧降下分に相当する−Ｖdとなる。

ここで、上記ダイオード（Dn）に電流が流れるタイミングで下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該ダイオード（Dn）よりも導通時の損失が少ないスイッチング素子（Sn）側に電流を流すことができ、インバータ回路（4）の損失低減を図れる。

しかしながら、このような制御方法において、直列に接続された２つのスイッチング素子（Sp,Sn）のゲート端子（gp,gn）に対して上記図３に破線で示すような信号を入力すると、該２つのスイッチング素子（Sp,Sn）が両方ともオンになって短絡する可能性がある。そのため、通常、直列に接続された２つのスイッチング素子（Sp,Sn）に対して入力するオン信号にデッドタイムを設けるようにしている。具体的には、上記スイッチング制御部（11）は、デッドタイムを設けるように、デッドタイム設定時間Ｔd^*の分だけ、オン信号を遅らせるようなゲート駆動信号（図３におけるＧp、Ｇnの実線）を生成する。

こうすることで、上記デッドタイム中は、下アームのスイッチング素子（Sn）に逆並列に接続されたダイオード（Dn）に電流が流れて、出力電圧Ｖoは、該ダイオード（Dn）に電流が流れたときのオン電圧降下分である−Ｖdとなる。そして、所定のタイミングで、上記下アームのスイッチング素子（Sn）をオンにすると、該スイッチング素子（Sn）に電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分に相当する−Ｖsとなる。

一方、上記出力電流ｉがｉ＜０の場合（出力電流ｉが上記図２の回路内へ流れ込む場合）には、上記デッドタイム中は、上アームのスイッチング素子（Sp）に逆並列に接続されたダイオード（Dp）に電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、該ダイオード（Dp）のオン電圧降下分であるＶdをコンデンサ（3a）の直流電圧Ｖdcに足したＶdc＋Ｖdとなる。また、上記上アームのスイッチング素子（Sp）がオンのときには、該スイッチング素子（Sp）に電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、上記電圧Ｖdcに該スイッチング素子（Sp）のオン電圧降下分であるＶsを足したＶdc＋Ｖsとなる。なお、上記下アームのスイッチング素子（Sn）がオンのときには、該スイッチング素子（Sn）を電流が流れるため、上記出力電圧Ｖoは、該スイッチング素子（Sn）のオン電圧降下分に相当するＶsとなる。

ところで、上述のようなデッドタイムを設けると、上下アーム間での短絡を確実に防止できる一方、図３に示すように、出力電流ｉ＞０であれば、電圧指令Ｖo^*に対して出力電圧Ｖoが出力される期間が短くなり、出力電流ｉ＜０であれば、電圧指令Ｖo^*に対して出力電圧Ｖoが出力される期間が長くなる。そうすると、要求されている出力電圧に対し、実際の出力電圧に誤差が生じる。これに対し、従来より、デッドタイムに応じて出力電圧の補正を行う、いわゆるデッドタイムイム補償が行われている。

しかしながら、上記デッドタイムは、上記スイッチング素子（Sp,Sn）の個体差や温度などの運転環境等によって変化するため、上記スイッチング制御部（11）によるデッドタイム設定時間（Td^*）と同じ長さになるとは限らない。そのため、精度の良いデッドタイム補償を行うためには、実際のデッドタイムＴdの長さを精度良く検出する必要がある。

これに対し、本発明の発明者らは、鋭意努力の結果、上述のように、上下アームのスイッチング素子（Sp,Sn）がオフであるデッドタイムＴdの期間中は、上記ダイオード（Dn）のオン電圧降下Ｖdが出現する点を見出して、該オン電圧降下Ｖdに基づいてデッドタイムＴdの長さを検出する構成を考案した。これにより、実際のデッドタイムＴdの長さを精度良く検出して、デッドタイムＴdに起因する出力電圧の誤差を低減できるようにした。以下、そのデッドタイムＴdの長さの検出について説明する。

本発明では、上記図１に示すように、デッドタイム検出部（20）によってデッドタイムＴdの長さの検出を行う。このデッドタイム検出部（20）は、既述のとおり、上記出力電圧Ｖoを検出するための電圧検出部（21）と、該電圧検出部（21）で検出された出力電圧Ｖoと予め設定された所定の比較電圧Ｖrとを比較する電圧比較部（22）と、その比較結果のパルス幅を信号の振幅に換算するパルス幅演算部（23）と、該振幅に基づいてデッドタイムＴdの長さを求めるデッドタイム算出部（24）と、を備えている。

上記電圧検出部（21）は、上記図２の回路の出力電圧Ｖo、すなわち、下アームのスイッチング素子（Sn）の被制御端子間の電圧、を検出するように構成されている。

上記電圧比較部（22）は、上記出力電圧Ｖoからダイオード（Dp,Dn）のオン電圧降下分を抽出して、該オン電圧降下をその継続時間に応じたパルス幅を有する信号ｗ１に変換するように構成されている。具体的には、例えば出力電圧Ｖoが図４に示すような波形の場合（出力電流ｉ＞０の場合）には、上記電圧比較部（22）は、出力電圧Ｖoが負の比較電圧Ｖr以下のときにのみ、Ｈｉｇｈの信号を出力するように構成されている。なお、出力電流ｉ＜０の場合には、上記図３に示すように、ダイオード（Dp,Dn）のオン電圧降下によって、上アームのスイッチング素子（Sp）がオンのときの出力電圧（Ｖdc＋Ｖs）よりも大きい出力電圧（Ｖdc＋Ｖd）となるため、上記電圧比較部（22）は、出力電圧Ｖoが正の比較電圧Ｖr以上の場合にのみ、Ｈｉｇｈの信号を出力する。

上記パルス幅演算部（23）は、上記信号ｗ１を、上記電圧比較部（22）によって出力されたＨｉｇｈ信号のパルス幅に比例した振幅を有する信号ｗ２に変換して出力するように構成されている。これにより、上記ダイオード（Dp,Dn）のオン電圧降下が出現している期間を振幅に変換して、該期間で三角波状となる信号を得ることができる。

上記デッドタイム算出部（24）は、上記信号ｗ２の振幅のピークをホールドするように構成されている。これにより、上記信号ｗ２の振幅の最大値、すなわち、デッドタイムＴdの最大値を求めることができる。なお、上記デッドタイム算出部（24）は、所定期間内でのデッドタイムＴdの平均値や各デッドタイムＴdを出力するように構成されていてもよい。デッドタイムＴdの平均値を算出する場合、上記デッドタイム算出部（24）は、例えば、時定数を有するフィルター回路などによって構成される。

上述のような構成において、上記デッドタイムＴｄの長さは以下のようにして検出される。

上記電圧検出部（21）で上記図４に示すような出力電圧Ｖoを検出すると、該出力電圧Ｖoを上記電圧比較部（22）で比較電圧Ｖrと比較して、該出力電圧Ｖoからダイオード（Dp,Dn）のオン電圧降下分のみを抽出する。このとき、上記電圧比較部（22）では、出力電圧Ｖoが負の比較電圧Ｖrを下回った（ｉ＜０の場合は正の比較電圧Ｖrを上回った）期間にＨｉｇｈ信号を出力することで、上記オン電圧降下が継続して出現している期間に応じたパルス幅を有する信号ｗ１を生成する。

その後、上記信号ｗ１は、上記パルス幅演算部（23）に入力されて、該パルス幅演算部（23）で信号ｗ１のパルス幅に応じて振幅が変化する信号ｗ２が生成される。これにより、矩形波状にＨｉｇｈ信号が出力される信号ｗ１が、三角波部分を有する信号ｗ２に変換される。この信号ｗ２が上記デッドタイム算出部（24）に入力されると、該デッドタイム算出部（24）で信号ｗ２の振幅の最大値が算出される。このようにして、上記デッドタイムＴｄの最大値を得ることができる。

以上の構成により、実際のデッドタイムＴdの長さを、ダイオード（Dp,Dn）のオン電圧降下Ｖdに基づいて精度良く検出することができる。ここで、本実施形態のように、上記スイッチング素子（Sp,Sn）をＳｉＣやＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体によって構成し、且つ、上記ダイオード（Dp,Dn）として、上記スイッチング素子（Sp,Sn）を構成するチップ内に形成された寄生ダイオードを用いることで、該ダイオード（Dp,Dn）のオン電圧は、約３Ｖになる。よって、一般的なＳｉを用いたチップの寄生ダイオード（オン電圧は約１Ｖ）に比べて、ダイオード（Dp,Dn）のオン電圧を大きくすることができ、上述のような構成によるデッドタイムＴdの長さの検出が容易になる。

−デッドタイム補償−
上述のようにして求めたデッドタイムＴdの長さを考慮して、上記インバータ制御部（15）では以下のようなデッドタイム補償を行う。

すなわち、上記インバータ制御部（15）は、上記デッドタイム検出部（20）からデッドタイムＴdの検出値が入力されると、該デッドタイムＴdの分だけ上アームのスイッチング素子（Sp）へのオン信号の出力期間を変更するような電圧指令Ｖo^*を出力する。より詳しくは、上記図３に示すように、デッドタイムＴdの影響によって出力電圧Ｖoの出力期間が短くなるｉ＞０の場合には、デッドタイム補償前の電圧指令Ｖo^*に基づくオン信号の出力期間Ｔonに対して、上記デッドタイムＴdを足した分をオン信号の出力期間とする一方、デッドタイムＴdの影響によって出力電圧Ｖoの出力期間が長くなるｉ＜０の場合には、上記出力期間Ｔonに対して上記デッドタイムＴdを引いた分をオン信号の出力期間とするような電圧指令Ｖo^*がインバータ制御部（15）から出力される。

これにより、デッドタイムを含まない理想的なオン信号の出力期間であるオン出力設定期間Ｔp^*も、ｉ＞０の場合にはＴon＋Ｔd、ｉ＜０の場合にはＴon−Ｔdとなり、下式のように実際の出力電圧におけるキャリア周期の単位時間Ｔ当たりの電圧Ｖ（以下、単に平均出力電圧Ｖという。）を電圧指令Ｖo^*における平均電圧Ｖ^*（本発明における所望の値）に合わせることができる。

ｉ＞０の場合

ｉ＜０の場合

以上より、精度良く検出された実際のデッドタイムＴdを用いて、電圧指令Ｖo^*に基づくオン信号の出力期間Ｔonを変更することにより、電圧指令Ｖo^*における平均電圧Ｖ^*と同じ平均出力電圧Ｖを出力することができる。すなわち、上記デッドタイムＴdを考慮してオン信号の出力期間Ｔonを変更することで、該デッドタイムＴdによる平均出力電圧Ｖの誤差を低減することができる。

−実施形態１の効果−
以上より、この実施形態によれば、上下アームのスイッチング素子（Sp,Sn）がオフになるデッドタイムＴdの期間中では、該スイッチング素子（Sp,Sn）に逆並列に接続されたダイオード（Dp,Dn）に電流が流れ、その際のオン電圧降下Ｖdが出力電圧Ｖoに出現する点を見出し、該オン電圧降下Ｖdに基づいて上記デッドタイムＴdを検出するようにしたため、実際のデッドタイムＴdを精度良く検出することができる。

また、上記デッドタイムＴdを検出する際に、出力電圧Ｖoと比較電圧Ｖrとを比較して上記オン電圧降下Ｖdが継続している間はＨｉｇｈ信号を出力するようにしたため、該オン電圧降下Ｖdの継続期間を信号のパルス幅に容易に変換することができ、該オン電圧降下Ｖdの継続期間、すなわち上記デッドタイムＴdの長さを容易に検出することができる。

そして、上記検出されたデッドタイムＴdの分だけ、電圧指令Ｖo^*に基づくオン信号の出力期間を変更することにより、該電圧指令Ｖo^*における平均電圧Ｖ^*に対する平均出力電圧Ｖの誤差を低減することができる。

《実施形態２》
以下で、本発明の実施形態２について説明する。この実施形態は、インバータ制御部（15）の出力電圧演算部（16）の構成及びデッドタイム補償の方法が上記実施形態１とは異なる。以下の説明において、実施形態１と同一の部分には同一の符号を付して、異なる部分についてのみ説明する。

具体的には、本実施形態における出力電圧演算部（16）では、電圧指令におけるオン信号の出力期間Ｔonによって設定されるオン出力設定時間Ｔp^*と、キャリア周期の単位時間Ｔとを用いて、Ｔp^*／Ｔ×Ｖdcによって算出される出力電圧演算値に、上記実施形態１で検出されたデッドタイムＴdを考慮するように構成されている。すなわち、上記出力電圧演算部（16）では、下式のように、ｉ＞０の場合にはＴp^*から検出された実際のデッドタイムＴdを引いて、ｉ＜０の場合にはＴp^*に検出された実際のデッドタイムＴdを足すことにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を算出する。

ｉ＞０の場合

ｉ＜０の場合

このようにして求められた出力電圧演算値Ｖ’は、例えば位置センサを用いずにモータの回転制御を行うセンサレス制御などに用いられる。したがって、上述のように、実際の出力電圧Ｖと同じ値を算出できるような精度の高い計算方法を用いることにより、モータを精度良く制御することが可能となる。

−実施形態２の効果−
以上より、この実施形態によれば、出力電圧を計算によって求める際に、上記実施形態１で検出された実際のデッドタイムＴdを考慮することにより、実際の平均出力電圧Ｖと同じ出力電圧演算値Ｖ’を求めることができ、出力電圧の計算精度の向上を図れる。

したがって、デッドタイムＴdの影響によって電圧指令Ｖo^*における平均電圧Ｖ^*に対して実際の平均出力電圧Ｖに誤差が生じても、出力電圧演算値Ｖ’を精度良く求めることができるため、該出力電圧演算値Ｖ’を用いてモータを精度良く制御することができる。

《実施形態３》
以下で、本発明の実施形態３について説明する。この実施形態も、上記実施形態２と同様、デッドタイムの補償の方法が上記実施形態１とは異なるだけなので、以下の説明において、実施形態１と同一の部分には同一の符号を付して、異なる部分についてのみ説明する。

まず、デッドタイムＴdによる実際の平均出力電圧Ｖ及び出力電圧演算値Ｖ’への影響について説明する。

上アームのスイッチング素子（Sp）に対するオン設定時間Ｔp^*をＴp^*＝Ｔonとすると、下式のように、実際の平均出力電圧Ｖは、電圧指令Ｖ^*における平均電圧Ｖ^*に対して上記デッドタイムＴdに応じた誤差を生じることになる。すなわち、オン設定時間Ｔp^*に対して、デッドタイムＴdの分だけ、電圧の出力時間が短くなる（ｉ＜０の場合には長くなる）ため、その分が、電圧指令Ｖo^*における平均電圧Ｖ^*に対する平均出力電圧Ｖの誤差となる。なお、下式では、オン電圧降下Ｖs，Ｖdは無視している。

ｉ＞０の場合

ｉ＜０の場合

また、上記オン設定時間Ｔp^*と電圧Ｖdcとを用いて演算される出力電圧演算値Ｖ’も、下式のように、上記デッドタイムＴdの分だけ、実際の平均出力電圧Ｖに対して誤差を有する。

ｉ＞０の場合

ｉ＜０の場合

上記デッドタイムＴdによって、上述のような誤差を生じるため、この実施形態では、該デッドタイムＴdができるだけ小さくなるようにする。具体的には、スイッチング制御部（11）において、デッドタイムＴdが上下アームのスイッチング素子（Sp,Sn）が短絡しない程度に小さくなるように、該デッドタイムＴdに直接、関係のあるデッドタイム設定時間Ｔd^*が調整される。つまり、上記スイッチング制御部（11）は、上記実施形態１で検出されたデッドタイムＴdに基づいて、該デッドタイムＴdが小さくなるように、上記デッドタイム設定時間Ｔd^*を小さくするように構成されている。

−実施形態３の効果−
以上より、この実施形態によれば、検出したデッドタイムＴdに基づいて、該デッドタイムＴdが小さくなるようにデッドタイム設定時間Ｔd^*を小さくするため、該デッドタイムＴdによる平均出力電圧Ｖや出力電圧演算値Ｖ’の誤差を低減することができる。

《その他の実施形態》
上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。

上記各実施形態では、ダイオード（Dp,Dn）としてスイッチング素子（Sp,Sn）を構成するチップ内に形成される寄生ダイオードを用いているが、この限りではなく、スイッチング素子（Sp,Sn）のチップとは別に形成されたダイオードであってもよい。また、上記スイッチング素子（Sp,Sn）を、逆方向にも導通可能なＪＦＥＴによって構成してもよい。この場合には、スイッチング素子（Sp,Sn）に逆並列に接続するダイオードが不要になる。ここで、このように、ダイオードがない場合のスイッチング制御は、スイッチング素子（S）に逆方向の電流が流れる所定のタイミングで、該スイッチング素子（S）をオン状態にすることになる。この場合には、上記所定のタイミングが、本発明における、インバータ回路（4）にデッドタイムを設けるように複数のスイッチング部（4a）のスイッチング素子（Sp,Sn）をＯＦＦにした後、該インバータ回路（4）内にスイッチング素子（Sp,Sn）の逆方向への電流が流れる所定タイミング、に対応する。

また、上記各実施形態では、デッドタイム検出部（20）は、出力電圧Ｖoを比較電圧Ｖrと比較して該出力電圧Ｖoのうちオン電圧降下分を抽出した後、信号処理を行って該オン電圧降下の発生している期間を求めるようにしているが、この限りではなく、上記出力電圧Ｖoの値に応じてタイマを起動させることにより、オン電圧降下が発生している期間を直接、求めるなど、該オン電圧降下の発生している期間を検出できるような構成であれば、どのような構成であってもよい。

また、上記実施形態１では、デッドタイム検出部（20）で検出されたデッドタイムＴdを考慮してインバータ制御部（15）で電圧指令Ｖo^*を出力するようにしているが、この限りではなく、スイッチング制御部（11）で電圧指令Ｖo^*に基づいてオン信号の出力期間を決める際に、上記デッドタイムＴdを考慮してもよい。

以上説明したように、本発明は、インバータ回路内にスイッチング素子の逆方向への電流が流れる所定のタイミングで該スイッチング素子をオンさせるようにスイッチング制御を行う電力変換装置について有用である。

１ 電力変換装置
３ コンデンサ回路
３ａ コンデンサ
４ インバータ回路
４ａ スイッチング部
５ 電動機
１０ 制御部
１１ スイッチング制御部
１５ インバータ制御部
１６ 出力電圧演算部
２０ デッドタイム検出部
２１ 電圧検出部
２２ 電圧比較部
２３ パルス幅演算部
２４ デッドタイム算出部
Ｓ、Ｓｐ、Ｓｎ スイッチング素子
Ｄ、Ｄｐ、Ｄｎ ダイオード
ｇｐ、ｇｎ ゲート端子

Claims (7)

1. 逆導通可能なスイッチング素子（Sp,Sn）を含むスイッチング部（4a）を複数、有するインバータ回路（4）と、
   上記インバータ回路（4）にデッドタイムを設けるように上記複数のスイッチング部（4a）のスイッチング素子（Sp,Sn）をＯＦＦにした後、該インバータ回路（4）内にスイッチング素子（Sp,Sn）の逆方向への電流が流れる所定タイミングで、該スイッチング素子（Sp,Sn）に対してオン信号を出力する制御部（10）と、
   上記デッドタイムの期間中に上記逆方向に電流が流れた際に上記スイッチング部（4a）で発生するオン電圧降下に基づいて、該デッドタイムの長さを検出するデッドタイム検出部（20）と、を備えていることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   上記デッドタイム検出部（20）は、上記スイッチング素子（Sp,Sn）の被制御端子間の電圧を所定の比較電圧と比較して、上記オン電圧降下の出現する期間を抽出することにより、上記デッドタイムの長さを検出するように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   上記制御部（10）は、上記インバータ回路（4）の出力電圧が所望の値になるように、上記デッドタイム検出部（20）によって検出されたデッドタイムの長さに基づいて、上記オン信号の出力期間を変更可能に構成されていることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   上記制御部（10）における出力電圧の指令信号から決まるオン信号の出力設定時間と、上記デッドタイム検出部（20）によって検出されたデッドタイムの長さとに基づいて、出力電圧を演算する出力電圧演算部（16）をさらに備えていることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１または２に記載の電力変換装置において、
   上記制御部（10）は、上記デッドタイム検出部（20）によって検出されるデッドタイムの長さが短くなるように、上記複数のスイッチング素子（Sp,Sn）に対してオン信号を出力する間隔としてのデッドタイム設定時間を変更可能に構成されていることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１から５のいずれか一つに記載の電力変換装置において、
   上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ユニポーラ素子からなることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１から６のいずれか一つに記載の電力変換装置において、
   上記スイッチング素子（Sp,Sn）は、ワイドバンドギャップ半導体からなることを特徴とする電力変換装置。

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