KR20200132544A

KR20200132544A - 전력 변환 장치

Info

Publication number: KR20200132544A
Application number: KR1020190058248A
Authority: KR
Inventors: 서보환; 정지연
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2019-05-17
Filing date: 2019-05-17
Publication date: 2020-11-25

Abstract

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 단일 전류 센서를 이용하는 경우에 DPWM을 적용하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
이러한 본 발명은, 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원을 정류하는 정류부; 상기 정류부의 출력 전압이 충전되는 DC-링크 캐패시터; 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전력을 이용하여 모터를 구동하기 위한 3상 교류 전류를 생성하는 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터; 상기 인버터의 입력 전류를 감지하는 단일 전류 센서; 및 펄스 폭 변조(PWM) 방식으로 상기 인버터를 구동하는 인버터 제어부를 포함하고, 상기 인버터 제어부는 상기 스위칭하는 두 상의 듀티를 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되도록 이동시키고, 상기 입력 전류의 각 제어 주기마다 상기 단일 전류 센서를 통하여 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되었는지를 감지하여 스위칭 소자의 스위칭 듀티를 제한하는 것을 특징으로 한다.

Description

전력 변환 장치 {Power transforming apparatus}

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 단일 전류 센서를 이용하는 경우에 DPWM을 적용하는 전력 변환 장치에 관한 것이다.

일반적으로, 공기 조화기의 압축기는 모터를 구동원으로 이용하고 있다. 이러한 모터에는 전력 변환 장치로부터 교류 전력이 공급된다.

이와 같은 전력 변환 장치는 주로, 정류부, 역률 제어부 및 인버터를 포함하는 것으로 일반적으로 알려져 있다.

우선, 상용 전원으로부터 출력되는 교류의 상용 전압은, 정류부에 의하여 정류된다. 이러한 정류부에서 정류된 전압은 인버터에 공급된다. 이때, 인버터에서는 정류부에서 출력된 전압을 이용하여 모터를 구동하기 위한 3상 교류 전력을 생성한다.

일반적으로 널리 사용되는 3상 전압 변조 방식은 3상의 모든 스위칭 소자가 한 주기 내에서 연속적으로 스위칭하는 연속 전압 변조 방식(Continuous PWM)이다.

그러나 3상 스위칭 소자 중 두 상만 스위칭하도록 하는 불연속 전압 변조 방식(Discontinuous PWM; DPWM)이 스위칭 횟수를 줄이기 위하여 사용될 수 있다.

이러한 DPWM 방식을 사용하는 주된 목적은 스위칭 손실의 저감으로, 이를 위해 주로 해당 상전류의 최대치 부근에서 스위칭 소자의 스위칭을 하지 않는 불연속 스위칭을 수행한다.

산업계에서는 널리 사용중인 방법 중 하나인 단일 전류 센서(1-Shunt)를 이용한 전류 감지 방법은 전류 감지를 위하여 최소한의 유효 전압 벡터 시간을 필요로 한다. 그러나 스위칭 상태에 따라 최소한의 유효 전압 벡터 시간이 확보되지 못하는 구간이 발생하게 되고, 이러한 구간에서는 스위칭 시간을 이동(Shift)함으로써 이러한 최소한의 유효 전압 벡터 시간을 확보하는 방법이 구현 방법이 간단하여 널리 사용되고 있다.

하지만 이러한 스위칭 시간을 이동(shift)하는 방법은 DPWM 적용에 대한 고려 없이 개발되었기 때문에 DPWM 적용에 따른 최소한의 유효 전압 벡터 시간을 확보하는 데 어려운 경우가 발생할 수 있다.

또한, 이로 인하여 구현할 수 없는 스위칭 듀티가 발생되고, 이로 인하여 전류가 왜곡되는 상황이 발생할 수 있다.

따라서, 이러한 전류의 왜곡을 저감시키기 위한 방안이 요구된다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 인버터 제어를 위한 단일 전류 감지 방식에서 전류 감지를 위하여 듀티 이동 시, DPWM을 사용함에 의하여 발생하는 전압 왜곡 및 이로 인한 상전류 왜곡을 저감시킬 수 있는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법을 제공하고자 한다.

상기 기술적 과제를 이루기 위한 제1관점으로서, 본 발명은, 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원을 정류하는 정류부; 상기 정류부의 출력 전압이 충전되는 DC-링크 캐패시터; 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전력을 이용하여 모터를 구동하기 위한 3상 교류 전류를 생성하는 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터; 상기 인버터의 입력 전류를 감지하는 단일 전류 센서; 및 펄스 폭 변조(PWM) 방식으로 상기 인버터를 구동하는 인버터 제어부를 포함하고, 상기 인버터 제어부는 상기 스위칭하는 두 상의 듀티를 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되도록 이동시키고, 상기 입력 전류의 각 제어 주기마다 상기 단일 전류 센서를 통하여 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되었는지를 감지하여 스위칭 소자의 스위칭 듀티를 제한하는 것을 특징으로 하고,

상기 DC-링크 캐패시터의 하단에는 인버터의 출력 전류의 추정에 이용되는 저항이 더 연결되는 것을 특징으로 한다.

여기서, 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)의 감지는 상기 최소 시간(Tmin)을 전압으로 환산한 값(VTmin)을 이용하여 감지할 수 있다.

여기서, 상기 스위칭 듀티는 오프셋 전압(Vsn)에서 VTmin - (Vmid+Vsn) 및 2*VTmin - (Vmin+Vsn) 중 큰 값을 빼 준 만큼 제한되고, 상기 오프셋 전압(Vsn)은 극전압에서 상전압을 뺀 값이고, 상기 Vmin은 각 제어 주기에서 가장 작은 상전압이며, 상기 Vmid는 각 주기에서 중간 크기의 상전압일 수 있다.

이때, 상기 듀티를 제한하는 조건은, 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전압을 Vdc라 할 때, Vdc/2 - (Vmid+Vsn)　< VTmin 및 Vdc/2 - (Vmin+Vsn)　< 2*VTmin 중 적어도 어느 하나일 수 있다.

여기서, 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)은 상기 스위칭 소자의 온/오프(On/Off) 동작 시 발생하는 떨림(ringing)에 의한 데드 타임(dead time) 및 안정화 시간(settling time)을 포함할 수 있다.

이때, 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)은 상기 단일 전류 센서에서 전류를 상기 인버터 제어부에서 감지하기 위한 아날로그/디지털 변환(A/D Conversion) 시간을 더 포함할 수 있다.

여기서, 상기 인버터 제어부는, 3상에 해당하는 스위칭 소자 중 두 상의 스위칭 소자만 스위칭하는 불연속 전압 변조 방식(DPWM)으로 상기 인버터를 구동할 수 있다.

상기 기술적 과제를 이루기 위한 제2관점으로서, 본 발명은, 인버터를 제어하여 모터를 구동하는 전력 변환 장치의 제어 방법에 있어서, 모터를 목표 속도로 제어하기 위한 회전 동기 좌표계 상의 목표 전압을 상전압으로 변환하는 단계; 상기 상전압을 각 제어 주기에서 가장 작은 상전압(Vmin), 중간 크기의 상전압(Vmid) 및 가장 큰 상전압(Vmax)으로 분류하는 단계; 상기 상전압으로부터 오프셋 전압(Vsn)을 계산하는 단계; 상기 상전압과 오프셋 전압으로부터 극전압을 계산하는 단계; 단일 전류 센서에 의하여 감지되는 인버터의 입력 전류의 각 제어 주기마다 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되었는지를 감지하는 단계; 상기 최소 시간이 확보되었는지 여부에 따라 스위칭 듀티를 제한하는 단계; 상기 극전압을 스위칭 시간으로 변환하는 단계; 및 상기 스위칭 시간을 펄스 폭 변호(PWM) 신호로 출력하는 단계를 포함할 수 있다.

이때, 상기 스위칭 듀티는 오프셋 전압(Vsn)에서 VTmin - (Vmid+Vsn) 및 2*VTmin - (Vmin+Vsn) 중 큰 값을 빼 준 만큼 제한되고, 상기 오프셋 전압(Vsn)은 극전압에서 상전압을 뺀 값일 수 있다.

또한, 상기 듀티를 제한하는 조건은, 상기 인버터가 이용하는 전압값인 DC-링크 캐패시터에 충전된 전압을 Vdc라 할 때, Vdc/2 - (Vmid+Vsn)　< VTmin 및 Vdc/2 - (Vmin+Vsn)　< 2*VTmin 중 적어도 어느 하나일 수 있다.

여기서, 상기 오프셋 전압(Vsn)을 계산하는 단계는, 3상에 해당하는 스위칭 소자 중 두 상의 스위칭 소자만 스위칭하는 불연속 전압 변조 방식(DPWM)에 해당하는 오프셋 전압을 계산할 수 있다.

또한, 상기 최소 시간(Tmin)에 대응하는 전압 확보가 되었는지 여부를 판단하는 단계 및 상기 최소 시간(Tmin)에 대응하는 전압이 미확보된 경우, DC-링크 캐패시터의 하단에 연결된 저항을 이용하여 추정된 인버터 전류를 이용하여 최소 시간이 확보되었는지 여부를 판단하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명은 다음과 같은 효과가 있는 것이다.

먼저, 본 발명에 의하면, 인버터 제어를 위한 단일 전류 감지 방식에서 전류 감지를 위하여 듀티 이동 시, DPWM을 사용함에 의하여 발생하는 전압 왜곡 및 이로 인한 상전류 왜곡을 저감시킬 수 있다.

구체적으로, 저부하에서도 100% 듀티(Full Duty) 구간을 90% 이상 보존하면서도 상전류에 사인 파형을 확보하여 전체 신호 왜곡률(total harmonic distortion; THD)를 4.3%에서 2.6%로 감소시킬 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.
도 3은 DPWM 적용시 최소 시간을 확보하기 위하여 스위칭 시간을 이동하는 상태를 나타내는 도이다.
도 4는 SVPWM 적용 시의 극전압 및 U상 전류를 나타내는 파형도이다.
도 5는 DPWM 적용 시의 극전압 및 U상 전류를 나타내는 파형도이다.
도 6은 단일 전류 센서를 이용한 DPWM 적용 시 극전압을 나타내는 파형도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 의한 DPWM 적용시 최소 시간을 확보하기 위하여 스위칭 시간 이동 시 스위칭 듀티를 제한하는 상태를 나타내는 도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 제어 과정을 나타내는 순서도이다.
도 9는 DPWM 적용 시 스위칭 듀티를 제한하지 않은 경우의 각 상의 스위칭 출력을 나타내는 신호도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 의하여 DPWM 적용 시 스위칭 듀티를 제한한 경우의 각 상의 스위칭 출력을 나타내는 신호도이다.
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 의한 DPWM 적용시 최소 시간을 확보하기 위하여 스위칭 시간 이동 시 스위칭 듀티를 제한하는 상태를 나타내는 도이다.

이하, 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 의한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.

본 발명이 여러 가지 수정 및 변형을 허용하면서도, 그 특정 실시예들이 도면들로 예시되어 나타내어지며, 이하에서 상세히 설명될 것이다. 그러나 본 발명을 개시된 특별한 형태로 한정하려는 의도는 아니며, 오히려 본 발명은 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 사상과 합치되는 모든 수정, 균등 및 대용을 포함한다.

층, 영역 또는 기판과 같은 요소가 다른 구성요소 "상(on)"에 존재하는 것으로 언급될 때, 이것은 직접적으로 다른 요소 상에 존재하거나 또는 그 사이에 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.

비록 제1, 제2 등의 용어가 여러 가지 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들을 설명하기 위해 사용될 수 있지만, 이러한 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들은 이러한 용어에 의해 한정되어서는 안 된다는 것을 이해할 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.

도 1 및 도 2를 참조하면, 전력 변환 장치(100)는 교류 전원(10)을 정류하는 정류부(110), 정류부(110)에서 정류된 DC 전압을 승/강압하거나 역률을 제어하는 컨버터(120), 컨버터(120)를 제어하는 컨버터 제어부(130), 삼상 교류 전류를 출력하는 인버터(140), 인버터(140)를 제어하는 인버터 제어부(150)와, 그리고 컨버터(120)와 인버터(140) 사이의 DC-링크(DC-link) 캐패시터(C)를 포함할 수 있다.

이러한 인버터(140)는 삼상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(200)에 공급된다. 여기서, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터일 수 있다. 이하, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터이고, 전력 변환 장치(100)는 이러한 압축기 모터를 구동하는 모터 구동장치인 것을 예로 설명한다.

그러나 모터(200)는 압축기 모터에 제한되지 않으며, 주파수 가변된 교류 전압을 이용하는 다양한 응용제품, 예를 들어, 냉장고, 세탁기, 전동차, 자동차, 청소기 등의 교류 모터에 이용될 수 있다.

한편, 모터 구동장치(100)는, DC단 전압 검출부(B), 입력 전압 검출부(A), 입력 전류 검출부(D), 출력 전류 검출부(E)를 더 포함할 수 있다.

모터 구동장치(100)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 모터(200)에 변환된 전력을 공급한다.

컨버터(120)는, 입력 교류 전원(10)을 직류 전원으로 변환한다. 이러한 컨버터(120)는 역률 제어부(PFC(power factor control)부)로 작동하는 직류-직류(DC-DC) 컨버터를 이용할 수 있다. 또한, 이러한 직류-직류(DC-DC) 컨버터는 승압 컨버터(boost converter)를 이용할 수 있다. 경우에 따라, 컨버터(120)는 정류부(110)를 포함하는 개념일 수 있다. 이하, 컨버터(120)는 승압 컨버터를 이용하는 예를 들어 설명한다.

정류부(110)는, 교류 전원(10)을 입력받아 정류하고, 이와 같이 정류된 전력을 컨버터(120) 측으로 출력한다. 이를 위해, 정류부(110)는 브리지 다이오드를 이용한 전파 정류 회로를 이용할 수 있다.

이와 같이, 컨버터(120)는 정류부(110)에서 정류된 전압 신호를 승압 및 평활하는 과정에서 역률 개선 동작을 행할 수 있다.

이러한 컨버터(120)는, 정류부(110)에 연결되는 인덕터(L1), 이 인덕터(L1)에 연결되는 스위칭 소자(Q1), 및 스위칭 소자(Q1)와 DC-링크 캐패시터(C) 사이에 연결되는 다이오드(D1)를 포함할 수 있다.

승압 컨버터(120)는 입력전압보다 높은 출력전압을 얻을 수 있는 컨버터로서, 스위칭 소자(Q1)가 도통되면 다이오드(D1)가 차단되면서 인덕터(L1)에 에너지가 저장되며, DC-링크 캐패시터(C)에 저장되어 있던 전하가 방전하면서 출력단에 출력전압을 발생시킨다.

또한, 스위칭 소자(Q1)가 차단되면 스위칭 소자(Q1) 도통 시 인덕터(L1)에 저장되어 있던 에너지가 더해져서 출력단으로 전달된다.

여기서, 스위칭 소자(Q1)는 별도의 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 즉, 컨버터 제어부(130)에서 전달되는 PWM 신호가 스위칭 소자(Q1)의 게이트(gate; 또는 베이스) 단에 연결되어, 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.

컨버터 제어부(130)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver)와, 이러한 게이트 구동부에 구동 신호를 전달하는 제어부를 포함한 구성일 수 있다.

이러한 스위칭 소자(Q1)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.

IGBT는 전력 MOSFET(metal oxide semi-conductor field effect transistor)과 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)의 구조를 가지는 스위칭(switching) 소자로서, 구동전력이 작고, 고속 스위칭, 고내압화, 고전류 밀도화가 가능한 소자이다.

이와 같이, 컨버터 제어부(130)는 컨버터(120) 내의 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 위한 컨버터 제어 신호(Sc)를 출력할 수 있다.

이를 위해, 컨버터 제어부(130)는 입력 전압 검출부(A)와 입력 전류 검출부(D)로부터 각각, 입력 전압(Vs)과, 입력 전류(Is)를 수신할 수 있다.

경우에 따라, 이러한 컨버터(120) 및 컨버터 제어부(130)는 생략될 수 있다. 즉, 정류부(110)를 거친 출력 전압이 컨버터(120)를 거치지 않고 DC-링크 캐패시터(C)에 충전되거나 인버터(140)를 구동할 수 있다.

입력 전압 검출부(A)는 입력 교류 전원(10)으로부터의 입력 전압(Vs)을 검출할 수 있다. 예를 들어, 정류부(110) 전단에 위치할 수 있다.

입력 전압 검출부(A)는 전압 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Vs)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(130)에 인가될 수 있다.

다음, 입력 전류 검출부(D)는 입력 교류 전원(10)으로부터의 입력 전류(Is)를 검출할 수 있다. 구체적으로, 정류부(110) 전단에 위치할 수 있다.

입력 전류 검출부(D)는 전류 검출을 위해, 전류센서, CT(current transformer), 션트 저항 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Is)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해 컨버터 제어부(130)에 인가될 수 있다.

DC 전압 검출부(B)는 DC-링크 캐패시터(C)의 맥동하는 전압(Vdc)을 검출한다. 이러한 전원 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등이 사용될 수 있다. 검출된 DC-링크 캐패시터(C)의 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(150)에 인가될 수 있으며, DC-링크 캐패시터(C)의 직류 전압(Vdc)에 기초하여 인버터 제어신호(Si)가 생성될 수 있다.

한편, 도면과 달리, 검출되는 DC 전압은, 컨버터 제어부(130)에 인가되어, 컨버터 제어신호(Sc)의 생성에 사용될 수도 있다.

인버터(140)는, 복수 개의 인버터 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')를 구비하고, 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환하여, 삼상 모터(200)에 출력할 수 있다.

구체적으로, 인버터(140)는 각각 서로 직렬 연결되는 상측 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc) 및 하측 스위칭 소자(Qa', Qb', Qc')가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하측 스위칭 소자가 서로 병렬로 연결될 수 있다.

컨버터(120)와 마찬가지로, 인버터(140)의 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.

인버터 제어부(150)는, 인버터(140)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 제어신호(Si)를 인버터(140)에 출력할 수 있다. 인버터 제어신호(Si)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(200)에 흐르는 출력 전류(io) 및 DC-링크 캐패시터(C) 양단인 DC-링크 전압(Vdc)에 기초하여 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(io)는, 출력전류 검출부(E)로부터 검출될 수 있으며, DC-링크 전압(Vdc)은 DC-링크 전압 검출부(B)로부터 검출될 수 있다.

인버터 제어부(150)는 인버터(140)에 포함되는 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver)와, 이러한 게이트 구동부에 구동 신호를 전달하는 제어부를 포함한 구성일 수 있다.

출력전류 검출부(E)는, 인버터(140)와 모터(200) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출할 수 있다. 즉, 모터(200)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia, ib, ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.

출력전류 검출부(E)는 인버터(140)와 모터(200) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current transformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.

이와 같은 3상 인버터에는, 도 2에서 도시하는 바와 같이, DC-링크(DC-link)에 단일 전류 센서(예를 들어, 션트 저항(Rs))를 설치하고, 이 단일 전류 센서(Rs)를 이용하여 측정한 전류로부터 부하에 인가하는 상전류(ia, ib, ic)를 복원하여 부하를 제어한다.

즉, 스위칭 소자의 상태가 온(On) 상태에서 전류가 흐르는 도중에 스위칭 소자가 오프(Off) 되어 전류가 차단되거나 이와 반대로 스위칭 소자가 오프(Off) 상태에서 온(On) 상태로 변화될 때 발생하는 스위칭 손실을 저감하기 위하여 사용될 수 있다.

산업계에서는 널리 사용중인 방법 중 하나인 단일 전류 센서(예를 들어, 션트 저항)를 이용한 전류 감지 방법은 전류 감지를 위하여 최소한의 유효 전압 벡터 시간을 필요로 한다. 그러나 스위칭 상태에 따라 최소한의 유효 전압 벡터 시간이 확보되지 못하는 구간이 발생하게 되고, 이러한 구간에서는 스위칭 시간을 이동(Shift)함으로써 이러한 최소한의 유효 전압 벡터 시간을 확보하는 방법이 구현 방법이 간단하여 널리 사용되고 있다.

단일 전류 센서를 이용한 전류 감지 방법(1-Shunt 감지 방법)은 유효 전압 벡터 구간에서 션트 저항(Rs)에 흐르는 전류를 감지하여 모터 전류를 복원하는 것이 기본 원리이다. 도시하는 바와 같이, 션트 저항(Rs)은 DC-링크 캐패시터(C) 이후 인버터(140)의 입력측에 위치한다. 따라서 이를 '인버터 입력 전류를 위한 단일 전류 센서'라 칭할 수 있다.

션트 저항(Rs)에 흐르는 전류는 스위칭 소자가 온/오프(On/Off) 동작을 하게 되면 떨림(ringing)이 발생한다. 따라서 션트 저항(Rs)에 흐르는 전류를 감지하기 위해서는 최소 시간(Tmin)을 필요로 하게 된다.

이러한 최소 시간(Tmin)은 데드 타임(dead time)과 안정화 시간(settling time)을 포함할 수 있다.

일반적인 PWM 방식의 경우(예를 들어, SVPWM(space vector PWM)의 경우) 일반적으로 한 주기 안에서 스위칭 상태가 6번 변하기 때문에 상태가 변할 때마다 데드 타임(Dead Time)이 적용되므로 최소 시간에서 이 데드 타임이 고려될 수 있다.

션트 저항(Rs)에서 전류 감지 시점은 션트 저항(Rs)에 흐르는 전류의 떨림(ringing)이 끝나고 나서야 감지할 수 있으므로 전류의 안정화 시간(Settling Time)을 고려할 수 있다.

한편, 션트 저항(Rs)에서 감지되는 아날로그 전류를 인버터 제어부(150)에서 사용하기 위해서 디지털 신호로 변경하여야 한다. 그러므로 아날로그/디지털 변환(A/D Conversion) 시간 역시 고려될 수 있다. 즉, 최소 시간은 데드 타임(dead time)과 안정화 시간(settling time)과 함께 아날로그/디지털 변환(A/D Conversion) 시간을 더 포함할 수 있다.

이러한 이유로 인하여 션트 저항(Rs)을 이용하여 전류 감지를 위한 최소한의 유효 벡터 전압 시간인 최소 시간(Tmin)이 확보되어야 한다. 이를 '단일 전류 센서를 통하여 인버터 입력 전류 감지를 위한 최소 시간'이라 칭할 수 있다.

이러한 데드 타임(dead time)이 발생하는 데드 존(dead zone)을 해결하기 위한 방법으로, 스위칭 시간을 이동(Shift)함으로써 이러한 최소한의 유효 전압 벡터 시간을 확보하는 방법이 이용될 수 있다.

도 3은 DPWM 적용시 최소 시간을 확보하기 위하여 스위칭 시간을 이동하는 상태를 나타내는 도이다.

도 3을 참조하면, DPWM 방식에 의하여 U상은 스위칭 없이 최대 듀티 또는 최소 듀티로 진행이 되고, V상과 W상은 최소 시간(Tmin)이 확보되지 않는 경우 스위칭 시간을 이동(shift; S)시켜 U상 시작시간과 V상 시작시간의 차이가 최소 시간이 되도록 할 수 있다.

이와 같이, 스위칭 시간을 이동시킨 후, 전류의 떨림(ringing)이 사라지고 나서 아날로그/디지털 변환(A/D conversion)을 수행하게 되면 데드 존(dead zone)에서도 정상적으로 전류를 검출할 수 있다.

마찬가지로 W상의 경우도, 최소 시간(Tmin)이 확보되지 않는 경우 스위칭 시간을 이동(shift; S)시켜 V상 시작시간과 W상 시작시간의 차이가 최소 시간(Tmin)이 되도록 할 수 있다.

그러나, 도시하는 바와 같이, 이러한 스위칭 시간의 이동에 따라 구현이 불가능한 듀티(F)가 발생한다. 이러한 듀티는 전압 왜곡으로 이어질 수 있다.

즉, 불가능 듀티(F)는 DPWM 적용 시 100% 듀티 시간을 넘어가서 실제로 구현되지 못하는 듀티가 듀티 이동(Duty Shift)에 의해 발생하는 것이다. 다시 말하면 스위칭 1주기 내에서 F로 표시된 부분의 각 듀티 길이만큼 듀티를 출력하지 못하게 된다는 의미이다.

듀티는 인버터 제어부(150)에 의한 출력인데 인버터 제어부(150) 내에 구현된 제어기가 설정한 듀티 만큼 전류 신호를 출력하지 못하게 되므로 그만큼 전류의 왜곡이 발생하게 된다.

도 4는 SVPWM 적용 시의 극전압 및 U상 전류를 나타내는 파형도이고, 도 5는 DPWM 적용 시의 극전압 및 U상 전류를 나타내는 파형도이다.

도 4의 (a)는 SVPWM 적용 시의 극전압을 나타내고, 도 4의 (b)는 SVPWM 적용 시의 U상 전류를 나타낸다. 또한, 도 5의 (a)는 30도 DPWM 적용 시의 극전압을 나타내고, 도 5의 (b)는 30도 DPWM 적용 시의 U상 전류를 나타낸다.

도 4 및 도 5를 참조하면, 저속 저부하에서 DPWM 적용 시 전류 왜곡이 발생할 수 있다. 이는 단일 전류 센서(Rs)를 이용하는 회로에서 최소 시간(Tmin)을 확보하기 위한 이동(Shift) 로직 때문이다.

통상, 모터(200)를 목표 속도로 제어하기 위한 인버터 제어부(150)의 전류 제어부 출력인 전압 지령은 사인(Sine) 파형으로 출력되지만 듀티 이동(Duty Shift) 이후 전압인 듀터 환산 전압에서 왜곡이 발생할 수 있다. 그리고 실제로 측정된 선간 전압과 상전류가 이와 연동되어 왜곡될 수 있다.

단일 전류 센서를 이용한 전류 감지 기법에서 듀티 이동(Duty Shift)에 의한 전류 왜곡 현상을 해결하기 위해서는 근본적으로 듀티 이동(Duty Shift)을 수행하지 않으면 된다. 그러나 dq축 정지 좌표계 전압으로 표현하는 인버터 출력 전압 벡터를 살펴보면 전류 1주기 동안 6번의 1상의 전류가 감지되지 않는 데드 존(Dead Zone)이 발생할 수 있다. 그리고 저부하에서는 2상의 전류 모두 측정이 불가능한 데드 존이 발생할 수 있다. 그러므로 전류 왜곡을 해결하기 위한 방안으로 다음과 같은 두 가지를 고려할 수 있다.

첫 번째로, 한 상의 전류만 측정 가능한 영역은 전류 추정 등의 기법을 사용하여 대응할 수 있다. 2상의 전류 중 1상의 전류만 추정하게 되므로 다른 한상의 전류는 추정 전류를 보정하는 역할을 하게 되므로 쉽게 대응할 수 있다.

두 번째로, 저부하에서는 전류 추정을 보정할 수가 없기 때문에 쉽게 대응하기 어렵다. 따라서, 본 명세서에서는 전류 추정에 대한 내용은 생략하고 두 번째 경우에 대한 대응 방법에 대하여 간단하게 설명한다.

도 6은 단일 전류 센서를 이용한 DPWM 적용 시 극전압을 나타내는 파형도이다.

도 6을 참조하면, DPWM의 극전압(Van, Vbn, Vcn)은 상전압에 대하여 오프셋(offset) 전압 Vsn이 적용된다.

여기서, 극전압은 상전압에 오프셋 전압을 더한 값이 된다. 즉, 하기의 수학식 1과 같이 정리된다.

수학식 1에서, Vdc는 DC-링크 캐패시터(C)의 전압을 나타내고, *표시는 지령치를 나타낸다.

수학식 1에서 전압값 Vas*-Vbs* 및 이 VTmin보다 작을 경우, VTmin을 확보하기 위하여 전압이 왜곡될 수 있다. 여기서 VTmin은 최소 시간(Tmin)을 전압으로 환산한 값을 의미한다.

따라서, 각 주기에서 3상 전압을 각 제어 주기에서 가장 작은 상전압(Vmin), 중간 크기의 상전압(Vmid) 및 가장 큰 상전압(Vmax)으로 구분하는 경우에 Vmax - Vmin < VTmin이 되도록 오프셋 전압(Vsn)을 조절할 필요가 있다.

이에 대하여 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다.

수학식 1에서, Van, Vbn 및 Vcn은 각각 a상, b상 및 c상의 극전압을 의미한다. 여기서, 극전압은 상전압에 오프셋 전압을 더한 값이다.

수학식 1에서, Vas, Vbs 및 Vcs는 각각 a상, b상 및 c상의 상전압의 의미한다. 또한, Vsn는 오프셋(offset) 전압을 의미한다.

스위칭 1주기 동안 극전압이 Vdc/2만큼 된다면 그 구간에서는 100% 듀티(Duty)가 출력됩니다.

즉, DPWM 구현 시 오프셋(Offset) 전압을 조절하여 100% 듀티를 내고자 하는 상의 극전압이 Vdc/2가 되도록 한다.

도 6의 우측 사각형에서의 오프셋 전압 Vdc/2-Vas가 된다. 즉, a상 극전압인 Van이 Vdc/2만큼 되면서 100% 듀티가 출력되는 상황이 된다.

이때, Vcn = Vdc/2 - (Vas-Vcs)의 조건을 만족하는 상황이 된다. 여기서 (Vas-Vbs) 전압이 Tmin 시간을 전압으로 환산한 VTmin 보다 작은 경우 Vcn은 Tmin 시간을 확보하지 못하는 구간이 된다.

여기서 Vmax, Vmid, Vmin은 도 6에서와 같이 시간에 따라 계속 변한다.

이와 동일하게 Vbn=Vdc/2-(Vas-Vbs) 전압에서 (Vas-Vbs) 전압이 2*VTmin보다 작은 경우 Vbn은 Tmin 시간을 확보하지 못하는 구간이 된다. 그래서 Vcn와 Vbn 전압이 각각 VTmin과 2*VTmin을 확보하기 위하여 필요한 전압을 오프셋 전압에서 빼주게 된다.

예를 들어, 중간 크기 전압(Vmid)인 Vcn가 VTmin을 확보하기 위하여 필요한 전압이 10 V이고, 가장 작은 크기 전압(Vmin)인 Vbn가 2*VTmin을 확보하기 위하여 필요한 전압이 15 V라면, 오프셋 전압에서 15 V를 빼주게 되면 Vcn와 Vbn는 VTmin과 2*VTmin을 확보하게 되는 것이다.

단, 이러한 상황이 되면 스위칭 1주기에서 100% 듀티는 발생하지 않게 된다. 즉, 스위칭 듀티는 제한된다.

그러나 이러한 구간은 전류 제어 한 주기 내에서 일부분밖에 되지않기 때문에 DPWM의 스위칭 손실 저감 효과는 일부 저감될 수는 있으나 DPWM을 전체적으로 적용하지 않는 것보다 스위칭 손실 저감을 확보할 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 의한 DPWM 적용시 최소 시간을 확보하기 위하여 스위칭 시간 이동 시 스위칭 듀티를 제한하는 상태를 나타내는 도이다.

즉, 본 발명에 의하면 DPWM을 사용하되 스위칭 듀티가 출력 불가능한 구간에서는 DPWM을 적용하지 않는 방법을 이용한다.

DPWM 사용 시 전류 1주기 기준으로 1상 당 DPWM 구간은 총 120도이다(DPWM 방식에 따라 120도 구간이 연속적으로 생성될 수도 있고 부분적으로 나타날 수도 있다.).

즉, 도 3을 참조하면 DPWM 적용 시 듀티 이동을 적용하면 출력이 불가능한 듀티가 발생한다. 그러나, Vdc/2 - (Vmid(여기서는 V상 전압)+Vsn)= VTmin이 되도록 Vsn을 조절하면 도 7에서 도시하는 바와 같이, G로 표시된 부분에 의하여 U상이 100% 듀티에서 100% 미만의 듀티로 변경되지만 출력이 불가능한 듀티가 발생하는 상황은 막을 수 있게 된다.

위의 설명을 바탕으로 듀티 제한 기준을 정리하면, Vdc/2 - (Vmid+Vsn)　< VTmin 및 Vdc/2 - (Vmin+Vsn)　< 2*VTmin의 만족 여부이고, 위의 기준을 만족한다면 VTmin - (Vmid+Vsn) 및 2*VTmin - (Vmin+Vsn) 중 큰 값을 오프셋 전압에 빼 준 만큼 스위칭 듀티가 형성된다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 제어 과정을 나타내는 순서도이다.

이러한 제어 과정은 위에서 설명한 인버터 제어부(150)에서 이루어질 수 있다.

먼저, 모터를 목표 속도로 제어하기 위한 회전 동기 좌표계 상의 목표 전압(Vdq)을 상전압(Vuvw)으로 변환한다(S10).

이후, 상전압(Vuvw)을 각 제어 주기에서 가장 작은 상전압(Vmin), 중간 크기의 상전압(Vmid) 및 가장 큰 상전압(Vmax)으로 분류한다(S20).

다음, 상기 상전압(Vuvw)으로부터 오프셋 전압(Vsn)을 계산한다(S30). 위에서 설명한 바와 같이, 극전압은 상전압과 오프셋 전압의 합으로 표현된다. 이에 따라 오프셋 전압(Vsn)이 계산된다. 이때, 이러한 오프셋 전압(Vsn)에 의하여 PWM 방식이 결정될 수 있다. 즉, 오프셋 전압(Vsn)만으로 DPWM, SVPWM 등의 적용 여부가 결정될 수 있다.

이후, 위의 관계식에 의하여 상전압(Vuvw)과 오프셋 전압(Vsn)으로부터 극전압(Vuvw)을 계산한다(S40).

이때, 단일 전류 센서에 의하여 감지되는 인버터의 입력 전류의 각 제어 주기마다 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되었는지를 감지한다(S50).

이에 따라, 최소 시간(Tmin)이 확보되지 않았다면 위에서 설명한 조건에 따라 스위칭 듀티를 제한한다(S60).

이후, 극전압을 스위칭 시간으로 변환하는 과정(S70)이 이루어지고, 이러한 스위칭 시간을 펄스 폭 변호(PWM) 신호로 출력하는 과정(S80)이 수행된다.

이때, 최소 시간(Tmin)이 확보되었다면, 스위칭 듀티를 제한하는 과정(S60)은 생략되고 바로 극전압을 스위칭 시간으로 변환하는 과정(S70) 및 스위칭 시간을 펄스 폭 변호(PWM) 신호로 출력하는 과정(S80)이 진행될 수 있다.

위에서 언급한 바와 같이, 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)의 감지는 최소 시간(Tmin)을 전압으로 환산한 값(VTmin)을 이용하여 감지할 수 있다.

또한, 스위칭 듀티는 오프셋 전압(Vsn)에서 VTmin - (Vmid+Vsn) 및 2*VTmin - (Vmin+Vsn) 중 큰 값을 빼 준 만큼 제한될 수 있다.

또한, 스위칭 듀티를 제한하는 과정(S60)에서, 듀티를 제한하는 조건은, 인버터가 이용하는 전압 값인 DC-링크 캐패시터(C)에 충전된 전압을 Vdc라 할 때, Vdc/2 - (Vmid+Vsn)　< VTmin 및 Vdc/2 - (Vmin+Vsn)　< 2*VTmin 중 적어도 어느 하나일 수 있다.

도 9는 DPWM 적용 시 스위칭 듀티를 제한하지 않은 경우의 각 상의 스위칭 출력을 나타내는 신호도이고, 도 10은 본 발명의 일 실시예에 의하여 DPWM 적용 시 스위칭 듀티를 제한한 경우의 각 상의 스위칭 출력을 나타내는 신호도이다.

도 9의 (a)는 U상, V상 및 W상의 스위칭 듀티의 출력을 나타내는 신호를 나타내고, 도 9의 (b)는 이때의 전류 파형을 나타낸다.

즉, 도 9의 경우는 제한 없이 DPWM을 적용한 경우를 나타낸다. 도 9의 (a)에서, f로 표시되는 부분이 스위칭 없이 100% 듀티(full duty)로 신호를 출력하는 구간을 나타낸다.

이와 같이, 어느 한 상의 신호가 100% 듀티로 출력될 때, 나머지 두 상의 신호는 스위칭하는 DPWM 신호에 의하여 인버터가 제어되고, 이때, 도 9(b)에서 도시하는 바와 같이, 상전류 전류 신호는 일정 부분 왜곡이 일어남을 알 수 있다.

한편, 도 10의 (a)는 듀티 제한을 적용한 경우 U상, V상 및 W상의 스위칭 듀티의 출력을 나타내는 신호를 나타내고, 도 10의 (b)는 이때의 상전류의 전류 파형을 나타낸다.

도 10의 (a)에서, H로 표현된 부분은 DPWM의 듀티 제한이 적용된 것을 나타내고 있다. 즉, f로 표현된 스위칭 없이 100% 듀티(full duty)로 신호를 출력하는 구간에서 듀티 제한을 둔 상태가 도시되고 있다.

이때의 전류 신호는 도 10의 (b)에서 도시하는 바와 같이, 전류 왜곡이 거의 발생하지 않음을 알 수 있다.

이와 같이, 본 발명에서 제안하는 방법을 사용하면 저부하에서도 100% 듀티(Full Duty) 구간을 90% 이상 보존하면서도 상전류에 사인 파형을 확보하여 전체 신호 왜곡률(total harmonic distortion; THD)을 4.3%에서 2.6%로 감소시킬 수 있다.

도 11은 본 발명의 다른 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.

본 발명의 전력 변환 장치는, 도 11에 도시된 것과 같이, 컨버터(120)와 인버터 (140) 사이에 구비되는 DC-링크 캐패시터(C) 하단에 직렬로 연결된 저항(R1)을 추가로 구비할 수 있다.

즉, 상기 DC-링크 캐패시터(C)의 하단에는 인버터(140)의 출력 전류(Ia)의 추정에 이용되는 저항(R1)이 더 연결될 수 있다. 상기 저항(R1)은 DC-링크 캐패시터(C)와 직렬로 연결될 수 있다.

상기 저항(R1)은, 도 11에서, 전류(Ib)가 흐르는 저항을 의미할 수 있으며, 제1 저항으로 명명할 수 있다.

뿐만 아니라, 본 발명의 전력 변환 장치는, 도 11에 도시된 것과 같이, 상기 DC-링크 캐패시터(C)의 하단접점(①)과 컨버터 사이에 제2 저항(R2)을 추가로 구비할 수도 있다. 상기 제2 저항에는, 전류(Ic)가 흐를 수 있으며, 과전류검출용으로 사용될 수 있다.

도 11에 도시된 것과 같이, 전류 방향을 고려하면, 상기 ①노드(접점)에서는, Ic = Ib+Ia의 공식이 성립(KCL법칙)하고, 이로 인해, Ia=Ic-Ib를 통해 션트 저항을 통해 인버터 전류(출력 전류)를 추정하는 것이 가능하다.

즉, 본 발명의 전력 변환 장치는, DC-링크 캐패시터(C) 하단에 제1 저항을 구비하여 Ib 전류를 측정하고, 상기 제2 저항을 통해 Ic를 측정하며, 이를 통해 인버터의 출력전류(Ia)를 추정할 수 있다.

이와 같이, 본 발명은, DC-링크 캐패시터(C) 하단에 제1 저항(R1)을 구비하여, 인버터의 출력 전류를 보다 정확하게 추정하는 것이 가능하다.

이와 같이, Ib 및 Ic의 측정은, 인버터 제어부 및/또는 컨버터 제어부에서 수행될 수 있으며, 인버터의 출력 전류(Ia)도 인버터 제어부 및/또는 컨버터 제어부에서 수행될 수 있다.

또한, 본 발명의 상기 제1 저항(R1), 제2저항(R2) 및 션트 저항(Ia가 흐르는 저항)(Rs)은 인버터 출력전류 추정부(160)로 명명될 수도 있다.

본 발명의 전력 변환 장치(인버터 제어부)는, 상기 최소 시간(Tmin)에 대응하는 전압 확보가 되었는지 여부를 판단할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(인버터 제어부)는, 상기 최소 시간(Tmin)에 대응하는 전압이 미확보된 경우, DC-링크 캐패시터의 하단에 연결된 저항을 이용하여 추정된 인버터 전류를 이용하여 최소 시간이 확보되었는지 여부를 판단할 수 있다.

예를 들어, 도 8에서 살펴본 S50단계에서, 최소 시간(Tmin)에 대응하는 전압이 확보되어 있는지 여부를 확인할 수 있다. 이후, 상기 최소 시간에 대응하는 전압이 미확보되는 경우, 상기 제1 저항(R1)을 이용하여 추정한 인버터 전류(Ia) 추정 값을 적용(이용)하여 최소 시간이 확보되는지 여부를 결정할 수 있다.

이후, 최소 시간이 미확보된 경우, 스위칭 듀티를 제한하는 S60단계에 진입하고, 최소시간이 확보된 경우, 바로 극전압을 스위칭 시간으로 변환하는 과정(S70)에 진입할 수 있다.

도 12는 본 발명의 일 실시예에 의한 DPWM 적용시 최소 시간을 확보하기 위하여 스위칭 시간 이동 시 스위칭 듀티를 제한하는 상태를 나타내는 도이다.

도 7에 도시된 듀티 이동과는 다르게, 본 발명은, U상(1상)의 전류 센싱이 가능하도록 U상(1상) 시작시간과 V상(2상) 시작시간의 차이가 최소 시간(Tmin)(또는 최소 Duty)을 확보하도록 스위칭 시간을 옮길 수 있다.

이 경우, V상(2상)의 시작시간과 W상(3상)의 시작시간의 차이는 최소 시간(Tmin)이 확보될 수도 있고 미확보될 수도 있다.

이를 위해, 인버터 제어부는, V상의 스위칭 시간을 U상의 스위칭 시작시간을 기준으로 최소 시간(Tmin)이 확보되도록 스위칭 듀티를 이동시킬 수 있다.

앞서 설명한 것과 같이, 제1 저항을 통해 측정되는 인버터 전류(Ia)는 추정치에 해당한다. 이에 따라 추정의 정확도를 높이기 위해 보정할 필요가 있다.

인버터 전류(Ia)의 추정치를 보정하기 위해, 인버터 제어부는, U상(1상)의 전류를 측정하여 상기 추정된 인버터 전류를 보정할 수 있다.

이를 위해, 인버터 제어부는, U상(제1상)의 전류를 센싱하기 위해, U상(1상)의 스위칭 듀티의 시작시간과 V상(2상)의 스위칭 듀티의 시작시간의 차이가 최소시간(Tmin)이 확보되도록 V상(2상)의 스위칭 듀티(또는 V상의 스위칭 시작시간)를 이동(Shift)시킬 수 있다.

또한, 인버터 제어부는, V상(2상)의 스위칭 듀티가 이동(shift)됨에 따라, W상(3상)의 스위칭 듀티의 시작시간이 V상(2상)의 스위칭 듀티의 시작시간보다 늦게 시작되도록, W상(3상)의 스위칭 듀티(W상의 시작시간)도 이동(shift)시킬 수 있다.

이 때, 인버터 제어부는, V상(2상)의 시작시간과 W상(3상)의 시작시간의 차이가 최소시간(Tmin)이 확보되도록 W상(3상)의 시작시간(W상(3상)의 스위칭 듀티)을 옮길 수도 있고, 확보되지 않도록 W상(3상)의 시작시간을 옮길 수 있다.

예를 들어, 인버터 제어부는, V상(2상)의 시작시간과 W상(3상)의 시작시간의 차이가 최소시간(Tmin)이 확보되도록 W상(3상)의 시작시간을 이동시키더라도, 1주기의 PWM 듀티(100% duty)를 벗어나지 않는 경우에는, V상(2상)의 시작시간과 W상(3상)의 시작시간의 차이가 최소시간(Tmin)이 확보되도록 W상(3상)의 시작시간(또는 W상의 스위칭 듀티)을 옮길 수 있다.

다른 예로, 인버터 제어부는, V상(2상)의 시작시간과 W상(3상)의 시작시간의 차이가 최소시간(Tmin)이 확보되도록 W상(3상)의 시작시간을 이동시키는 경우, 상기 W상(3상)의 스위칭 듀티가 1주기의 PWM 듀티(100% duty)를 벗어나게 되는 경우에는, V상(2상)의 시작시간과 W상(3상)의 시작시간의 차이가 최소시간(Tmin)이 미확보되더라도, W상(3상)의 시작시간을 V상(2상)의 시작시간보다는 늦어지도록 옮기며, W상(3상)의 듀티가 1주기의 PWM 듀티(100% duty)를 벗어나지 않도록 W상(3상)의 시작시간(또는 W상의 스위칭 듀티)을 옮길 수 있다.

인버터 제어부는, U상(제1상)의 전류 센싱이 가능하도록, U상(1상)의 스위칭 듀티의 시작시간과 V상(2상)의 스위칭 듀티의 시작시간의 차이가 최소시간(Tmin)이 확보되도록 V상(2상)의 스위칭 듀티(또는 V상의 스위칭 시작시간)를 이동시키고, 이를 통해, U상(1상)의 전류를 센싱할 수 있다.

최소 시간(Tmin)(또는 최소 Duty)가 확보된 상태에서 측정된 U상(1상) 전류는, 미확보된 상태로 추정된 인버터 전류를 보정하는데 이용될 수 있다.

즉, 인버터 제어부는, 센싱된 U상(1상)전류에 근거하여, 인버터 전류의 추정치를 보정할 수 있다.

한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시 예들은 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것에 지나지 않으며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

100: 전력 변환 장치 110: 정류부
120: 컨버터 130: 컨버터 제어부
140: 인버터 150: 인버터 제어부
200: 모터

Claims

전력 변환 장치에 있어서,
교류 전원을 정류하는 정류부;
상기 정류부의 출력 전압이 충전되는 DC-링크 캐패시터;
상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전력을 이용하여 모터를 구동하기 위한 3상 교류 전류를 생성하는 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터;
상기 인버터의 입력 전류를 감지하는 단일 전류 센서; 및
펄스 폭 변조(PWM) 방식으로 상기 인버터를 구동하는 인버터 제어부를 포함하고,
상기 인버터 제어부는 상기 스위칭하는 두 상의 듀티를 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되도록 이동시키고, 상기 입력 전류의 각 제어 주기마다 상기 단일 전류 센서를 통하여 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되었는지를 감지하여 스위칭 소자의 스위칭 듀티를 제한하는 것을 특징으로 하며,
상기 DC-링크 캐패시터의 하단에는 인버터의 출력 전류의 추정에 이용되는 저항이 더 연결되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서, 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)의 감지는 상기 최소 시간(Tmin)을 전압으로 환산한 값(VTmin)을 이용하여 감지하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서, 상기 스위칭 듀티는 오프셋 전압(Vsn)에서 VTmin - (Vmid+Vsn) 및 2*VTmin - (Vmin+Vsn) 중 큰 값을 빼 준 만큼 제한되고, 상기 오프셋 전압(Vsn)은 극전압에서 상전압을 뺀 값이고, 상기 Vmin은 각 제어 주기에서 가장 작은 상전압이며, 상기 Vmid는 각 주기에서 중간 크기의 상전압인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제3항에 있어서, 상기 듀티를 제한하는 조건은, 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전압을 Vdc라 할 때, Vdc/2 - (Vmid+Vsn)　< VTmin 및 Vdc/2 - (Vmin+Vsn)　< 2*VTmin 중 적어도 어느 하나인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서, 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)은 상기 스위칭 소자의 온/오프(On/Off) 동작 시 발생하는 떨림(ringing)에 의한 데드 타임(dead time) 및 안정화 시간(settling time)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제5항에 있어서, 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)은 상기 단일 전류 센서에서 전류를 상기 인버터 제어부에서 감지하기 위한 아날로그/디지털 변환(A/D Conversion) 시간을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서, 상기 인버터 제어부는, 3상에 해당하는 스위칭 소자 중 두 상의 스위칭 소자만 스위칭하는 불연속 전압 변조 방식(DPWM)으로 상기 인버터를 구동하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
인버터를 제어하여 모터를 구동하는 전력 변환 장치의 제어 방법에 있어서,
모터를 목표 속도로 제어하기 위한 회전 동기 좌표계 상의 목표 전압을 상전압(Vuvw)으로 변환하는 단계;
상기 상전압(Vuvw)을 각 제어 주기에서 가장 작은 상전압(Vmin), 중간 크기의 상전압(Vmid) 및 가장 큰 상전압(Vmax)으로 분류하는 단계;
상기 상전압(Vuvw)으로부터 오프셋 전압(Vsn)을 계산하는 단계;
상기 상전압(Vuvw)과 오프셋 전압으로부터 극전압을 계산하는 단계;
단일 전류 센서에 의하여 감지되는 인버터의 입력 전류의 각 제어 주기마다 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)이 확보되었는지를 감지하는 단계;
상기 최소 시간이 확보되었는지 여부에 따라 스위칭 듀티를 제한하는 단계;
상기 극전압을 스위칭 시간으로 변환하는 단계; 및
상기 스위칭 시간을 펄스 폭 변호(PWM) 신호로 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
제8항에 있어서, 상기 입력 전류의 감지를 위한 최소 시간(Tmin)의 감지는 상기 최소 시간(Tmin)을 전압으로 환산한 값(VTmin)을 이용하여 감지하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
제9항에 있어서, 상기 스위칭 듀티는 오프셋 전압(Vsn)에서 VTmin - (Vmid+Vsn) 및 2*VTmin - (Vmin+Vsn) 중 큰 값을 빼 준 만큼 제한되고, 상기 오프셋 전압(Vsn)은 극전압에서 상전압을 뺀 값인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
제10항에 있어서, 상기 듀티를 제한하는 조건은, 상기 인버터가 이용하는 전압값인 DC-링크 캐패시터에 충전된 전압을 Vdc라 할 때, Vdc/2 - (Vmid+Vsn)　< VTmin 및 Vdc/2 - (Vmin+Vsn)　< 2*VTmin 중 적어도 어느 하나인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
제9항에 있어서, 상기 오프셋 전압(Vsn)을 계산하는 단계는, 3상에 해당하는 스위칭 소자 중 두 상의 스위칭 소자만 스위칭하는 불연속 전압 변조 방식(DPWM)에 해당하는 오프셋 전압을 계산하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
제 8 항에 있어서,
상기 최소 시간(Tmin)에 대응하는 전압 확보가 되었는지 여부를 판단하는 단계; 및
상기 최소 시간(Tmin)에 대응하는 전압이 미확보된 경우, DC-링크 캐패시터의 하단에 연결된 저항을 이용하여 추정된 인버터 전류를 이용하여 최소 시간이 확보되었는지 여부를 판단하는 단계를 더 포함하는 전력 변환 장치의 제어 방법.