KR20200065915A

KR20200065915A - 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기

Info

Publication number: KR20200065915A
Application number: KR1020180152838A
Authority: KR
Inventors: 김연중; 이원우
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2018-11-30
Filing date: 2018-11-30
Publication date: 2020-06-09

Abstract

본 발명에 따른 전력 변환 장치는, 전력 변환 장치에 공급되는 전원과 연결되는 리액터와, 상기 리액터로부터 전력을 전달받는 스위치를 포함하는 PFC 회로; 상기 리액터의 코어를 공유하는 인덕터; 상기 인덕터와 병렬 연결되는 저항; 및 상기 PFC 회로의 동작에 따라, 상기 인덕터를 통하여 상기 저항에 인가된 전압을 감지하고, 감지된 전압에 근거하여 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기{POWER TRANSFORMING APPARATUS AND AIR CONDITIONER INCLUDING THE SAME}

본 발명은 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기에 관한 것이다.

일반적으로, 공기 조화기의 압축기는 모터를 구동원으로 이용하고 있다. 이러한 모터에는 전력 변환 장치로부터 교류 전력이 공급된다.

이와 같은 전력 변환 장치는 주로, 정류부, 역률 제어부 및 인버터 방식의 전력 변환부를 구성하는 것이 일반적으로 알려져 있다.

우선, 상용 전원으로부터 출력되는 교류의 상용 전압은, 정류부에 의하여 정류된다. 이러한 정류부에서 정류된 전압은 인버터와 같은 전력 변환부에 공급된다. 이때, 전력 변환부는, 정류부에서 출력된 전압을 이용하여 모터를 구동하기 위한 교류 전력을 생성한다. 경우에 따라, 정류부와 인버터 사이에는 역률 개선을 위한 직류-직류 컨버터(DC-DC converter)가 구비될 수 있다.

특히, 공기 조화기에 이용되는 전력 변환 장치는 노이즈 개선을 위하여 PFC(Power Factor Correction) 회로를 구비한다. 이러한 PFC 회로를 탑재하는 전력 변환 장치의 경우, 그렇지 않은 전력 변환 장치보다 많은 전류를 소모한다.

따라서, PFC 회로를 탑재하는 전력 변환 장치가 PFC 회로에 흐르는 높은 값의 전류를 정확히 제어하지 못하는 경우, 부하에 과전류에 의한 문제를 야기시킬 뿐만 아니라, 부하에서 화재가 발생하는 문제도 존재한다.

일반적으로, 전력 변환 장치는 PFC 회로에 흐르는 전류를 감지하기 위하여, 션트(Shunt) 저항을 이용하였다. 이와 같이 션트 저항을 이용하여 PFC 회로에 흐르는 전류를 감지하는 방법은, 단순히 전류를 전압으로 바꾸는 저항특성을 이용하는 것이므로, 전류가 커지면 커질수록 더 많은 전력을 소모하는 문제점이 있다.

또한, 션트 저항을 이용하는 방식에 따르면, 전력 변환 장치가 PFC 회로 내에 구비된 트랜지스터(IGBT)가 켜져 있을 때만 전류를 직접 측정할 수 있고, 상기 트랜지스터가 꺼져 있을 때는 소정의 수학식을 이용하여 간접적으로 전류의 크기를 추정할 수 밖에 없으므로, PFC 회로에 흐르는 전류를 정확하게 감지할 수 없는 문제도 존재한다.

상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 기술적 과제는 PFC 회로에 구비된 리액터(Reactor)를 이용하여, 상기 PFC 회로에 흐르는 전류를 감지할 수 있는 전력 변환 장치 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.

위와 같은 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치는, 전력 변환 장치에 공급되는 전원과 연결되는 리액터와, 상기 리액터로부터 전력을 전달받는 스위치를 포함하는 PFC 회로와, 상기 리액터의 코어를 공유하는 인덕터와, 상기 인덕터와 병렬 연결되는 저항 및 상기 PFC 회로의 동작에 따라, 상기 인덕터를 통하여 상기 저항에 인가된 전압을 감지하고, 감지된 전압에 근거하여 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 있어서, 상기 리액터를 구성하는 제1 코일의 제1 턴수는 상기 인덕터를 구성하는 제2 코일의 제2 턴수보다 작은 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 있어서, 상기 인덕터에 흐르는 전류는 상기 리액터에 흐르는 전류보다 작은 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 있어서, 상기 제어부는, 상기 PFC 회로의 스위치가 오프 상태일 때, 상기 인덕터에 흐르는 전류에 근거하여, 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 있어서, 상기 제어부는, 상기 PFC 회로의 스위치가 온 상태일 때, 상기 인덕터에 흐르는 전류에 근거하여, 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 있어서, 상기 제어부는, 상기 스위치가 온 상태일 때 산출된 전류의 크기 및 상기 스위치가 오프 상태일 때 산출된 전류의 크기 중 적어도 하나를 이용하여, 상기 PFC 회로 측으로 상기 스위치의 동작 시점과 관련된 지령치를 전송하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 있어서, 상기 인덕터 및 상기 저항에 병렬로 연결되는 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

일 실시예에 있어서, 상기 인덕터, 상기 저항 및 상기 제어부에 의해 형성되는 회로는, 상기 PFC 회로와 분리되어 형성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기의 효과에 대해 설명하면 다음과 같다.

본 발명의 실시예들 중 적어도 하나에 의하면, PFC 회로에 흐르는 전류의 크기를 조절할 수 있으므로, 상기 PFC 회로에 흐르는 전류에 의한 전력소모와 발열량을 감소시킬 수 있는 장점이 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면, PFC 회로의 스위가 오프 상태 일때도, 상기 PFC 회로에 흐르는 전류를 감지할 수 있으므로, 전류 감지의 정확도가 증가하는 효과가 도출된다.

도 1은 본 발명에 따른 전력 변환 장치를 설명하기 위한 블럭 구성도이다.
도 2는 본 발명에 따른 전력 변환 장치를 설명하기 위한 회로도이다.
도 3은 션트 저항을 이용하여 PFC 회로에 흐르는 전류를 감지하는 방법과 관련된 회로도이다.
도 4는 본 발명에 따른 PFC 회로 전류 감지 방법과 관련된 회로도이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서에 개시된 실시 예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되거나 혼용되는 것으로서, 그 자체로 서로 구별되는 의미 또는 역할을 갖는 것은 아니다. 또한, 본 명세서에 개시된 실시예를 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 명세서에 개시된 실시 예의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 명세서에 개시된 실시 예를 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일 뿐, 첨부된 도면에 의해 본 명세서에 개시된 기술적 사상이 제한되지 않으며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

도 1은 본 발명에 따른 전력 변환 장치를 설명하기 위한 블럭 구성도이고, 도 2는 본 발명에 따른 전력 변환 장치를 설명하기 위한 회로도이다.

도 1 및 도 2를 참조하면, 전력 변환 장치(1000)는 교류 전원(100)을 정류하는 정류부(1100), 정류부(1100)에서 정류된 DC 전압을 승압/강압하거나 역률을 제어하는 컨버터부(1200), 컨버터부(1200)를 제어하는 컨버터 제어부(1300)를 포함한다. 또한, 전력 변환 장치(1000)는 삼상 교류 전류를 출력하는 인버터부(1400)와 인버터부(1400)를 제어하는 인버터 제어부(1500)를 더 포함할 수 있다.

이러한 인버터부(1400)는 삼상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(2000)에 공급된다. 한편, 전력 변환 장치(1000)는 인버터부(1400)를 제어하는 인버터 제어부(1500)와, 그리고 컨버터부(1200)와 인버터부(1400) 사이의 DC단 캐패시터(C)를 포함할 수 있다.

여기서, 모터(2000)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터일 수 있다. 이하, 모터(2000)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터이고, 전력 변환 장치(1000)는 이러한 압축기 모터를 구동하는 모터 구동장치일 수 있다.

이러한 인버터부(1400)는 삼상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(2000)에 공급된다. 여기서, 모터(2000)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터일 수 있다. 이하, 모터(2000)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터이고, 전력 변환 장치(1000)는 이러한 압축기 모터를 구동하는 모터 구동장치인 것을 예로 설명한다.

그러나 모터(2900)는 압축기 모터에 제한되지 않으며, 주파수 가변된 교류 전압을 이용하는 다양한 응용제품, 예를 들어, 냉장고, 세탁기, 전동차, 자동차, 청소기 등의 교류 모터에 이용될 수 있다.

한편, 전력 변환 장치(1000)는, 압축기 모터를 구동하기 위하여, DC단 전압 검출부(B), 입력 전압 검출부(A), 입력 전류 검출부(D), 출력 전류 검출부(E)를 더 포함할 수 있다.

전력 변환 장치(1000)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 모터(2000)에 변환된 전력을 공급한다.

컨버터부(1200)는, 입력 교류 전원(100)을 직류 전원으로 변환한다. 이러한 컨버터부(1200)는 역률 제어부(PFC(power factor control)부)로 작동하는 직류-직류(DC-DC) 컨버터를 이용할 수 있다. 또한, 이러한 직류-직류(DC-DC) 컨버터는 승압 컨버터(boost converter)를 이용할 수 있다. 경우에 따라, 컨버터(120)는 정류부(110)를 포함하는 개념일 수 있다. 이하, 컨버터부(1200)는 승압 컨버터를 이용하는 예를 들어 설명한다.

정류부(1100)는, 단상 교류 전원(100)을 입력받아 정류하고, 이와 같이 정류된 전원을 컨버터부(1200) 측으로 출력한다. 이를 위해, 정류부(1100)는 브리지 다이오드를 이용한 전파 정류 회로를 이용할 수 있다.

이와 같이, 컨버터부(1200)는 정류부(1100)에서 정류된 전압을 승압 및 평활하는 과정에서 역률 개선 동작을 행할 수 있다.

이러한 컨버터부(1200)는, 정류부(1100)에 연결되는 인덕터(L1), 이 인덕터(L1)에 연결되는 스위칭 소자(Q1), 이러한 스위칭 소자(Q1)와 병렬로 연결되는 캐패시터(C), 및 스위칭 소자(Q1)와 캐패시터(C) 사이에 연결되는 다이오드(D1)를 포함할 수 있다.

컨버터부(1200)는 입력전압보다 높은 출력전압을 얻을 수 있는 승압 컨버터로서, 스위칭 소자(Q1)가 도통되면 다이오드(D1)가 차단되면서 인덕터(L1)에 에너지가 저장되며, 캐패시터(C)에 저장되어 있던 전하가 방전하면서 출력단에 출력전압을 발생시킨다.

또한, 스위칭 소자(Q1)가 차단되면 스위칭 소자(Q1) 도통 시 인덕터(L1)에 저장되어 있던 에너지가 더해져서 출력단으로 전달된다.

여기서, 스위칭 소자(Q1)는 별도의 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.

즉, 컨버터 제어부(130)에서 전달되는 PWM 신호가 컨버터 구동부(1600)에 전달되고, 컨버터 구동부(1600)는, 스위칭 소자(Q1)의 베이스(base; 또는 게이트) 단에 연결되어, 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작을 구동시킬 수 있다.

일 예로, 컨버터부(1200)의 스위칭 소자(Q1)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.

IGBT는 전력 MOSFET(metal oxide semi-conductor field effect transistor)과 바이폴라 트랜지스터(bipolar transitor)의 구조를 가지는 스위칭(switching) 소자로서, 구동전력이 작고, 고속 스위칭, 고내압화, 고전류 밀도화가 가능한 소자이다.

이와 같이, 컨버터 제어부(1300)는 컨버터부(1200) 내의 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 위한 컨버터 제어 신호(Sc)를 출력할 수 있다.

이를 위해, 컨버터 제어부(1300)는 입력 전압 검출부(A)와 입력 전류 검출부(B)로부터 각각, 입력 전압(Vs)과, 입력 전류(Is)를 수신할 수 있다.

그리고, 정류부(1100)를 거친 출력 전압은, DC단 캐패시터(C)에 충전되거나 인버터부(1400)를 구동할 수 있다.

입력 전압 검출부(A)는 입력 교류 전원(100)으로부터의 입력 전압(Vs)을 검출할 수 있다. 예를 들어, 정류부(1100) 전단에 위치할 수 있다.

입력 전압 검출부(A)는 전압 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Vs)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(1300)에 인가될 수 있다.

다음, 입력 전류 검출부(D)는 입력 교류 전원(100)으로부터의 입력 전류(Is)를 검출할 수 있다. 구체적으로, 정류부(1100) 전단에 위치할 수 있다.

입력 전류 검출부(D)는 전류 검출을 위해, 전류센서, CT(current transformer), 션트 저항 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Is)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해 컨버터 제어부(1300)에 인가될 수 있다.

DC 전압 검출부(B)는 DC단 캐패시터(C)의 맥동하는 전압(Vdc)을 검출한다. 이러한 전원 검출을 위해, 저항소자, OP AMP 등이 사용될 수 있다. 검출된 DC단 캐패시터(C)의 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(1500)에 인가될 수 있으며, DC단 캐패시터(C)의 직류 전압(Vdc)에 기초하여 인버터 제어신호(Si)가 생성될 수 있다.

한편, 도면과 달리, 검출되는 DC 전압은, 컨버터 제어부(1300)에 인가되어, 컨버터 제어신호(Sc)의 생성에 사용될 수도 있다.

한편, 본 발명에 따른 전력 변환 장치는 PWM 제어에 의한 출력 신호의 제로 벡터 비율을 조정하여, 전기 소음을 저감할 수 있다. 이와 관련하여, 인버터부(1400)를 통해 모터(2000)를 운전하기 위해 본 발명에서는 Space Vector PWM 변조 방식을 사용한다. 한편, Space Vector PWM 변조 방식은 스위칭(switching) 주파수에 따라 해당 주파수와 2배의 주파수에 전기 소음이 발생한다. 이때, 4 내지 7kHz의 주파수로 스위치 온/오프에 의해 해당 소음이 가청 주파수 이내에서 발생할 수 있고, 이에 따라 주변 소음이 작은 경우에 소비자에게 불쾌감을 유발할 수도 있다. 본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 전기 소음을 감소시키기 위해 SV-PMW 방식에서 전류가 흐르지 않는 제로 벡터 구간의 비율을 지속적으로 변화시켜 소음 피크(peak) 성분을 감소시키는 방법을 제시한다.

이와 관련하여, 본 발명에 따른 인버터부(1400)는 복수 개의 인버터 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 직류 전원을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환한다.

인버터부(1400)는, 복수 개의 인버터 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')를 구비하고, 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환하여, 삼상 모터(2000)에 출력할 수 있다.

구체적으로, 인버터부(1400)는 각각 서로 직렬 연결되는 상측 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc) 및 하측 스위칭 소자(Qa', Qb', Qc')가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하측 스위칭 소자가 서로 병렬로 연결될 수 있다.

컨버터부(1200)와 마찬가지로, 인버터부(1400)의 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.

인버터 제어부(1500)는, 인버터부(1400)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 제어신호(Si)를 인버터부(1400)에 출력할 수 있다. 인버터 제어신호(Si)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(2000)에 흐르는 출력 전류(io) 및 DC단 캐패시터(C) 양단인 DC단 전압(Vdc)에 기초하여 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(io)는, 출력전류 검출부(E)로부터 검출될 수 있으며, DC단 전압(Vdc)은 DC단 전압 검출부(B)로부터 검출될 수 있다.

출력전류 검출부(E)는, 인버터부(1400)와 모터(2000) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출할 수 있다. 즉, 모터(2000)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia, ib, ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다. 출력전류 검출부(E)는 인버터부(1400)와 모터부(2000) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current transformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.

한편, 본 발명에서는 인버터부(1400)와 모터(2000)가 연결되는 지점에서의 출력 전류(ia, ib, ic) 또는 이에 대응하는 출력 전압(Va, Vb, Vc)를 제1 및 제3 출력 신호로 지칭할 수 있다.

본 발명에 따르면, PWM 제어 신호에 의해 인버터부(1400)에서 모터(2000)로 출력되는 제1 내지 제3 출력 신호에 의해 전기 소음을 동적으로 제어할 수 있다.

도 3에서는 션트 저항을 이용하여 PFC 회로의 전류를 감지하는 종래의 방법이 설명된다.

도 3을 참조하면, PFC 회로를 구성하는 스위칭 소자와 전원 사이에 병렬로 연결된 두 저항 (R1, R2)가 배치된다.

도 3에 도시된 것과 같이, 스위칭 소자에 직접 연결된 션트 저항을 이용하여, PFC 회로에 흐르는 전류를 감지하는 경우, 상기 스위칭 소자가 온 상태일 때만, 전류를 직접 감지할 수 있다. 이러한 방법으로는 스위칭 소자가 오프 상태일 때는 소정의 수학식을 이용하여 전류 값을 간접적으로 추정할 수 밖에 없다.

이러한 문제점을 해결하기 위하여, 도 4에서는 본 발명에 따른 PFC 회로의 전류 감지 방법이 설명된다.

위와 같은 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치는, 전력 변환 장치에 공급되는 전원과 연결되는 리액터(L1)와, 상기 리액터로부터 전력을 전달받는 스위치(Q1)를 포함하는 PFC 회로와, 상기 리액터의 코어를 공유하는 인덕터(L2)와, 상기 인덕터와 병렬 연결되는 저항(R3) 및 상기 PFC 회로의 동작에 따라, 상기 인덕터를 통하여 상기 저항에 인가된 전압을 감지하고, 감지된 전압에 근거하여 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 컨버터 제어부(1300)를 포함하는 것을 특징으로 한다.

도 4를 참조하면, 리액터(L1)와 전류 감지용 인덕터(L2)는 동일한 코어를 공유하도록 구성된다. 또한, 리액터(L1)와 인덕터(L2)는 물리적으로는 분리되나, 상호 유도 인덕턴스를 갖는다.

이때, 리액터(L1)를 구성하는 제1 코일의 제1 턴수는, 인덕터(L2)를 구성하는 제2 코일의 제2 턴수보다 작게 형성된다. 이로써, 리액터(L1)에 저장되는 에너지 변화에 의해 인덕터(L2)에 전류가 형성되더라도, 인덕터에 흐르는 전류는 상기 리액터에 흐르는 전류보다 작게 형성될 수 있다.

일 예에서, 제1 턴수와 제2 턴수의 비는 1:60으로 형성될 수 있다. 이와 같은 비율로 리액터(L1)와 인덕터(L2)가 구성되는 경우, 리액터에 흐르는 전류가 23A인 경우, 인덕터에 흐르는 전류는 0.38A로 형성된다.

컨버터 제어부(1300)와 물리적으로 연결되는 인덕터(L2)에 과전류가 흐르지 않도록 리액터(L1)와 인덕터(L2)의 코일 턴(Turn) 수를 조절할 수 있다.

일 실시예에 있어서, 컨버터 제어부(1300)는, PFC 회로의 스위치(Q1)가 오프 상태일 때, 인덕터(L2)에 흐르는 전류에 근거하여, 리액터(L1)에 흐르는 전류의 크기를 산출할 수 있다.

도 3에 도시된 예와 같이 션트 저항을 이용하여 리액터에 흐르는 전류를 감지하는 경우, 컨버터 제어부(1300)는 스위치(Q1)가 오프 상태일 때, 리액터(L1)에 흐르는 전류의 크기를 추정하기 위하여, 다소 부정확한 소정의 수학식을 이용하였다.

한편, 도 4에 도시된 실시예에 따르면, 컨버터 제어부(1300)는, 스위치의 오프 상태일 때도, 스위치와 물리적으로 직접 연결되지 않은 인덕터(L2)에 흐르는 전류를 감지함으로써, 리액터(L1)에 흐르는 전류의 크기를 산출할 수 있다.

마찬가지로, 컨버터 제어부(1300)는 PFC 회로의 스위치(Q1)가 온 상태일 때, 인덕터(L2)에 흐르는 전류에 근거하여, 리액터(L1)에 흐르는 전류의 크기를 산출할 수 있다.

일 실시예에 있어서, 컨버터 제어부(1300)는, 스위치(Q1)가 온 상태일 때 산출된 전류의 크기 및 스위치(Q1)가 오프 상태일 때 산출된 전류의 크기 중 적어도 하나를 이용하여, PFC 회로 측으로 스위치의 동작 시점과 관련된 지령치를 전송할 수 있다.

즉, 컨버터 제어부(1300)는 스위치(Q1)가 오프 상태일 때, 인덕터(L2)에 흐르는 전류를 감지함으로써, 리액터(L1)에 흐르는 전류의 크기를 산출하고, 산출된 리액터 전류에 근거하여, 스위치(Q1)의 턴 온(Turn on) 시점을 설정할 수 있다.

일 실시예에 있어서, 인덕터(L2)에는 전류 감지용 저항(R3)이 병렬로 연결되며, 상기 저항(R3)에는 커패시터(C3)가 병렬로 연결될 수 있다.

상기 커패시터(C3)는 인덕터(L2)에서 전류가 발생되어, 컨버터 제어부(1300)에 인가되는 전압이 급격하게 상승하는 것을 방지하여, 컨버터 제어부를 보호할 수 있다.

Claims

전력 변환 장치에 공급되는 전원과 연결되는 리액터와, 상기 리액터로부터 전력을 전달받는 스위치를 포함하는 PFC 회로;
상기 리액터의 코어를 공유하는 인덕터;
상기 인덕터와 병렬 연결되는 저항; 및
상기 PFC 회로의 동작에 따라, 상기 인덕터를 통하여 상기 저항에 인가된 전압을 감지하고, 감지된 전압에 근거하여 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서,
상기 리액터를 구성하는 제1 코일의 제1 턴수는 상기 인덕터를 구성하는 제2 코일의 제2 턴수보다 작은 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제2항에 있어서,
상기 인덕터에 흐르는 전류는 상기 리액터에 흐르는 전류보다 작은 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제3항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 PFC 회로의 스위치가 오프 상태일 때, 상기 인덕터에 흐르는 전류에 근거하여, 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제4항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 PFC 회로의 스위치가 온 상태일 때, 상기 인덕터에 흐르는 전류에 근거하여, 상기 리액터에 흐르는 전류의 크기를 산출하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제5항에 있어서,
상기 제어부는,
상기 스위치가 온 상태일 때 산출된 전류의 크기 및 상기 스위치가 오프 상태일 때 산출된 전류의 크기 중 적어도 하나를 이용하여, 상기 PFC 회로 측으로 상기 스위치의 동작 시점과 관련된 지령치를 전송하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서,
상기 인덕터 및 상기 저항에 병렬로 연결되는 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서,
상기 인덕터, 상기 저항 및 상기 제어부에 의해 형성되는 회로는, 상기 PFC 회로와 분리되어 형성되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.