JPWO2015045035A1 - 開閉装置、電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機、空気調和機、冷蔵庫及び冷凍機 - Google Patents

Abstract

安定した制御が可能な、シャント抵抗とスイッチング素子を備える電力変換装置内の開閉装置を得ることを目的とした本発明の電源と負荷の間に配される電力変換装置内に設けられる開閉装置は、ゲート端子を有するスイッチング素子２１ａと、前記スイッチング素子２１ａのゲート端子に駆動電圧Ｖｃｃを印加するゲート駆動回路５１ａと、前記ゲート駆動回路５１ａに供給する駆動信号を生成する制御部８と、を備え、前記スイッチング素子２１ａの前記ゲート端子に印加される前記駆動電圧Ｖｃｃから前記スイッチング素子２１ａのしきい値電圧Ｖｔｈを減算した値は、前記スイッチング素子２１ａのエミッタから前記ゲート駆動回路５１ａの負極までの抵抗値Ｒｓｈ＋Ｒｄｃと前記スイッチング素子２１ａを導通する最大電流値Ｉｐｅａｋの積よりも大きくなる構成とする。

Description

本発明は、電力変換装置と、電力変換装置内の開閉装置に関する。また、これらを用いたモータ駆動装置、送風機、圧縮機、空気調和機、冷蔵庫及び冷凍機に関する。

従来、電力変換装置の一つであるインバータが広く用いられている。インバータは、スイッチング素子の導通状態を制御することで、直流を交流に変換する。スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ））の導通状態の制御は、ゲート−エミッタ間に印加する駆動電圧を制御することにより行う。このようなインバータとして、代表的には、６つのスイッチング素子を用いて直流を三相交流へと変換する三相インバータが挙げられる。三相インバータは、例えば誘導電動機や永久磁石同期モータ（以下、モータと記載する。）に適用される。このようなモータは、例えば、モータ電流を検出し、該モータ電流に基づいて制御を行い、電流の検出には電流検出用シャント抵抗を用いる。

例えば、特許文献１には、「直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設け、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を少なくとも２相分設けて、前記下アームシャント抵抗により検出できない相電流を、前記電源シャント抵抗により検出する」技術が開示されている。

特開２００６−６７７４７号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、シャント抵抗にモータ電流が導通すると電圧降下が生じ、下アームスイッチング素子のゲート駆動回路基準電位から下アームスイッチング素子のエミッタ端子までの電圧が変動し、ゲート−エミッタ間電圧が変動する。そのため、スイッチング素子の誤制御を引き起こす、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、安定した制御が可能な、シャント抵抗とスイッチング素子を備える電力変換装置内の開閉装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、電源と負荷の間に配される電力変換装置内に設けられる開閉装置であって、ゲート端子を有するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のゲート端子に駆動電圧を印加するゲート駆動回路と、前記ゲート駆動回路に供給する駆動信号を生成する制御部と、を備え、前記スイッチング素子の前記ゲート端子に印加される前記駆動電圧から前記スイッチング素子のしきい値電圧を減算した値は、前記スイッチング素子のエミッタから前記ゲート駆動回路の負極までの抵抗値と前記スイッチング素子を導通する最大電流値の積よりも大きいことを特徴とする。

本発明により、安定した制御が可能な、シャント抵抗とスイッチング素子を備える電力変換装置内の開閉装置を得ることができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の周辺回路部の一構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる電力変換装置のスイッチング波形の一例を示す図である。 図４は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図５は、実施の形態３にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図６は、実施の形態３にかかる電力変換装置の周辺回路部の一構成例を示す図である。 図７は、実施の形態４にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図８は、実施の形態４にかかる電力変換装置の周辺回路部の一構成例を示す図である。 図９は、実施の形態５にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図１０は、実施の形態５にかかる電力変換装置の周辺回路部の一構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態１の構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１０は、直流電源１とモータ３の間に配され、モータ３（負荷）に供給される直流電源１の直流電力を三相交流電力に変換する。

図１に示す電力変換装置１０は、インバータ２と、周辺回路部４ａと、駆動回路部５と、制御部８と、を備える。

インバータ２は、下アーム部２１及び上アーム部２２を有し、３つのレグで構成される。下アーム部２１は、スイッチング素子２１ａ〜２１ｃを備え、スイッチング素子２１ａはＵ相下アームスイッチング素子であり、スイッチング素子２１ｂはＶ相下アームスイッチング素子であり、スイッチング素子２１ｃはＷ相下アームスイッチング素子である。上アーム部２２は、スイッチング素子２２ａ〜２２ｃを備え、スイッチング素子２２ａはＵ相上アームスイッチング素子であり、スイッチング素子２２ｂはＶ相上アームスイッチング素子であり、スイッチング素子２２ｃはＷ相上アームスイッチング素子である。

制御部８は、インバータ２に含まれるスイッチング素子２１ａ〜２１ｃ，２２ａ〜２２ｃの駆動信号を生成してそれぞれに出力する。制御部８は、例えばマイコンやＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）で構成され、入力されたアナログの電圧信号（検出値を含む。）をデジタル値に変換して、モータ３の制御アプリケーションに応じた演算と制御を行う制御手段である。

駆動回路部５は、下アームゲート駆動回路５１及び上アームゲート駆動回路５２を備える。下アームゲート駆動回路５１は、制御部８が生成して出力した駆動信号によって、スイッチング素子２１ａ〜２１ｃのそれぞれのゲート端子に駆動電圧を印加する。上アームゲート駆動回路５２は、制御部８が生成して出力した駆動信号によって、スイッチング素子２２ａ〜２２ｃのそれぞれのゲート端子に駆動電圧を印加する。また、スイッチング素子２１ａ〜２１ｃ，スイッチング素子２２ａ〜２２ｃには、逆並列接続された還流ダイオード４１ａ〜４１ｃ，４２ａ〜４２ｃが接続されている。

周辺回路部４ａは、電源シャント抵抗６と、下アームシャント抵抗７ａ，７ｂと、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂと、を備える。

電源シャント抵抗６は、直流電源１の負電圧（ＧＮＤ）側とインバータ２との間に設けられている。電源シャント抵抗６の抵抗値はＲ_ｄｃである。

下アームシャント抵抗７ａ，７ｂは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ，２１ｂのそれぞれのエミッタと電源シャント抵抗６の間に設けられている。下アームシャント抵抗７ａは、Ｕ相下アームシャント抵抗であり、下アームシャント抵抗７ｂは、Ｖ相下アームシャント抵抗である。下アームシャント抵抗７ａ，７ｂの抵抗値はＲ_ｓｈである。

下アーム電圧検出部９ａ，９ｂは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ，２１ｂのそれぞれのエミッタと下アームシャント抵抗７ａ，７ｂの各接続点と、制御部８と、の間に設けられている。下アーム電圧検出部９ａは、Ｕ相下アーム電圧検出部であり、下アーム電圧検出部９ｂは、Ｖ相下アーム電圧検出部である。下アーム電圧検出部９ａ，９ｂは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ，２１ｂのそれぞれのエミッタと下アームシャント抵抗７ａ，７ｂの各接続点と直流電源１の負電圧（ＧＮＤ）側との間の電圧（Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ）を検出する。

下アーム電圧検出部９ａ，９ｂは、例えば、電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖを、制御部８にて扱い易い電圧値とすることが可能な増幅手段によって構成される。制御部８は、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂにより検出した電圧値に基づきモータ電流を算出して、制御演算を行う。算出した電流値に基づいて駆動信号の生成を行う。

次に、周辺回路部４ａについて詳細に説明する。図２は、周辺回路部４ａ内のスイッチング素子２１ａ（Ｕ相下アームスイッチング素子）に接続された部分を示す図であって、図１の点線にて囲んだ領域を抽出して示す図である。なお、スイッチング素子２１ａのゲート端子には、下アームゲート駆動回路５１の一部である下アームゲート駆動回路５１ａが接続されている。下アームゲート駆動回路５１ａには直流電源１１の正電圧側（正側）が接続されている。

下アームゲート駆動回路５１ａは制御部８から出力される駆動信号（オン／オフ信号）に基づいてスイッチング素子２１ａのゲート端子に印加する電圧を切り替える。すなわち、スイッチング素子２１ａをオンする場合には、スイッチング素子２１ａのしきい値電圧Ｖ_ｔｈより高い電圧（Ｖ_ｃｃ）をスイッチング素子２１ａのゲート端子に印加する。

ここで、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、下アームゲート駆動回路５１ａの基準電位（ＧＮＤ）に対するエミッタ端子の電位Ｖ_Ｅとゲート端子の電位Ｖ_Ｇを用いると下記の式（１）で表される。

そして、基準電位（ＧＮＤ）に対するエミッタ端子の電位Ｖ_Ｅは、電源シャント抵抗６の両端電圧Ｖ_Ｒｄｃと下アームシャント抵抗７ａの両端電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}を用いると、下記の式（２）で表される。

ここで、制御部８からスイッチング素子２１ａをオンさせる駆動信号が出力されている場合には、基準電位（ＧＮＤ）に対するゲート端子の電位Ｖ_Ｇと、基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃが等しく、上記の式（１）に式（２）を代入すると、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは下記の式（３）で表される。

基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、電源シャント抵抗６の両端電圧Ｖ_Ｒｄｃと下アーム電圧検出部９ａの両端電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}（＝Ｖ_ｕ）に応じて変動することになる。

スイッチング素子２１ａがオン状態を維持するためには、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥをスイッチング素子２１ａのしきい値電圧Ｖ_ｔｈより大きくなるよう維持しなければならないため、Ｖ_ＧＥ＞Ｖ_ｔｈであり、上記の式（３）を用いると、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持するためには下記の式（４）を満たす必要がある。

ここで、上記の式（４）の左辺が最小となる場合を考える。上記したように基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、上記の式（４）の左辺内の（Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}＋Ｖ_Ｒｄｃ）が最大のときに上記の式（４）の左辺が最小となる。そして、上記の式（４）の左辺内の（Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}＋Ｖ_Ｒｄｃ）が最大となるのは、電源シャント抵抗６と下アーム電圧検出部９ａにモータ電流のピーク値Ｉ_ｐｅａｋが流れるときである。すなわち、上記の式（４）の左辺内の（Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}＋Ｖ_Ｒｄｃ）が最大となるときは、下記の式（５）にて表される。

上記の式（５）を上記の式（４）に代入すると、下記の式（６）が導出される。

上記の式（６）が、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持する条件である。

図３は、本発明にかかる電力変換装置１０の本実施の形態における、ゲート端子の電位Ｖ_Ｇのスイッチング波形（Ａ）と、ゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥのスイッチング波形（Ｂ，Ｃ）の一例を示す模式図である。

ゲート端子の電位Ｖ_Ｇは、制御部８からの駆動信号に基づいて、スイッチング素子２１ａがオンするときにはＶ_ｃｃ、オフするときには０Ｖとなるため、その波形は、矩形波状である（図３（Ａ））。ゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥの波形も矩形波状であるが、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅの分だけ負にオフセットする。

ここで、上記の式（６）を満たさない場合には、オン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くなるため、スイッチング素子２１ａはオフする（図３（Ｂ））。上記の式（６）を満たす場合には、オフセット分を考慮してもオン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くならないため、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持する（図３（Ｃ））。

従って、本実施の形態では、上記の式（６）を満たす抵抗値の電源シャント抵抗６と下アームシャント抵抗７ａ，７ｂを配することで、スイッチング素子２１ａを安定して駆動することができる。

なお、上記したように、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂは、制御部８で扱い易い電圧値とするための増幅手段で構成される。このような増幅手段としては、例えばオペアンプが挙げられる。しかしながら、オペアンプには一般に不感帯があるため、増幅手段としてオペアンプを用いる場合には、オペアンプ入力電圧を不感帯の電圧以上となるように調整する。

以上説明したように、安定した制御が可能な、シャント抵抗とスイッチング素子を備える電力変換装置を得ることができる。

なお、図示していないが、本実施の形態の電力変換装置１０は、過電流を検出する構成を備えていてもよい。特に、本発明においては、スイッチング素子のオン電圧に応じてシャント抵抗の抵抗値を設定するので抵抗値が抑えられており、電流値が上昇しうるため、過電流を検出する構成は有効である。例えば、制御部８が電流算出部及び比較部を備えていてもよい。

電流算出部は、上記説明したように検出した電圧値と、シャント抵抗の抵抗値と、を用いて電流値を算出して算出電流値を比較部に出力する。

比較部は、記憶部を備え、該記憶部には過電流判定用の過電流しきい値が記憶されており、算出電流値と過電流しきい値を比較して、算出電流値が過電流しきい値以上である場合または算出電流値が過電流しきい値を超えている場合には、制御部８は駆動信号の生成を停止し、スイッチング素子への駆動電圧Ｖ_ｃｃの印加を停止する構成とすればよい。

実施の形態２．
図４は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態２の構成例を示す図である。図４に示す電力変換装置２０は、直流電源１とモータ３の間に配され、モータ３（負荷）に供給される直流電源１の直流電力を三相交流電力に変換する。

図４に示す電力変換装置２０は、インバータ２と、周辺回路部４ｂと、駆動回路部５と、制御部８と、を備える。インバータ２、駆動回路部５及び制御部８は、実施の形態１にて説明したものと同様である。

周辺回路部４ｂは、電源シャント抵抗６と、下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ，７ｃと、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃと、を備える。すなわち、実施の形態１における図１に示す電力変換装置１０と比較して、下アームシャント抵抗７ｃ及び下アーム電圧検出部９ｃを備える点が異なり、その他の構成は実施の形態１に示す電力変換装置１０と同様であり、実施の形態１の説明を援用する。

下アームシャント抵抗７ｃは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ｃのエミッタと電源シャント抵抗６の間に設けられている。下アームシャント抵抗７ｃは、Ｗ相下アームシャント抵抗である。下アームシャント抵抗７ｃの抵抗値はＲ_ｓｈである。

下アーム電圧検出部９ｃは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ｃのエミッタと下アームシャント抵抗７ｃの接続点と、制御部８と、の間に設けられている。下アーム電圧検出部９ｃは、Ｗ相下アーム電圧検出部である。下アーム電圧検出部９ｃは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ｃのエミッタと下アームシャント抵抗７ｃの接続点と直流電源１の負電圧側（ＧＮＤ）との間の電圧（Ｖ_ｗ）を検出する。

下アーム電圧検出部９ｃは、例えば、電圧Ｖ_ｗを、制御部８にて扱い易い電圧値とすることが可能な増幅手段によって構成される。制御部８は、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃにより検出した電圧値に基づきモータ電流を算出して、制御演算を行う。

本実施の形態においても、実施の形態１の式（６）を満たす抵抗値の電源シャント抵抗６と下アーム電圧検出部９ａを配することで、スイッチング素子２１ａを安定して駆動することができる。

以上説明したように、三相すべてに下アームシャント抵抗及び下アーム電圧検出部を備えていてもよい。

なお、実施の形態１と同様に、本実施の形態の電力変換装置２０は過電流を検出する構成を備えていてもよい。

実施の形態３．
図５は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態３の構成例を示す図である。図５に示す電力変換装置３０は、直流電源１とモータ３の間に配され、モータ３（負荷）に供給される直流電源１の直流電力を三相交流電力に変換する。

図５に示す電力変換装置３０は、インバータ２と、周辺回路部４ｃと、駆動回路部５と、制御部８と、を備える。インバータ２、駆動回路部５及び制御部８は、実施の形態１にて説明したものと同様である。

周辺回路部４ｃは、電源シャント抵抗６及び電源シャント電圧検出部９を備える。すなわち、実施の形態１における図１に示す電力変換装置１０と比較すると、下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ及び下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃを備えず、電源シャント電圧検出部９を備える点が異なる。その他の構成は実施の形態１に示す電力変換装置１０と同様であり、実施の形態１の説明を援用する。

電源シャント電圧検出部９は、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ〜２１ｃのエミッタと電源シャント抵抗６の間に設けられており、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ〜２１ｃのエミッタ側と直流電源１の負電圧側（ＧＮＤ）との間の電圧（Ｖ_Ｒｄｃ）を検出する。

電源シャント電圧検出部９は、例えば、電圧Ｖ_Ｒｄｃを、制御部８にて扱い易い電圧値とすることが可能な増幅手段によって構成される。制御部８は、電源シャント電圧検出部９により検出した電圧値に基づきモータ電流を算出して、制御演算を行う。

次に、周辺回路部４ｃについて詳細に説明する。図６は、周辺回路部４ｃ内のスイッチング素子２１ａ（Ｕ相下アームスイッチング素子）に接続された部分を示す図であって、図５の点線にて囲んだ領域を抽出して示す図であり、実施の形態１における図２に対応するものである。なお、スイッチング素子２１ａのゲート端子には、下アームゲート駆動回路５１の一部である下アームゲート駆動回路５１ａが接続されている。ゲート駆動回路５１ａには直流電源１１の正電圧側が接続されている。

下アームゲート駆動回路５１ａは制御部８から出力される駆動信号（オン／オフ信号）に基づいてスイッチング素子２１ａのゲート端子に印加する電圧を切り替える。すなわち、スイッチング素子２１ａをオンする場合には、スイッチング素子２１ａのしきい値電圧Ｖ_ｔｈより高い電圧（Ｖ_ｃｃ）をスイッチング素子２１ａのゲート端子に印加する。

ここで、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、下アームゲート駆動回路５１ａの基準電位（ＧＮＤ）に対するエミッタ端子の電位Ｖ_Ｅとゲート端子の電位Ｖ_Ｇを用いると実施の形態１の式（１）で表され、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅは、電圧Ｖ_Ｒｄｃを用いて下記の式（７）で表される。

ここで、制御部８からスイッチング素子２１ａをオンさせる駆動信号が出力されている場合には、基準電位（ＧＮＤ）に対するゲート端子の電位Ｖ_Ｇと、基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃが等しく、上記の式（１）に式（７）を代入すると、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは下記の式（８）で表される。

基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、電源シャント抵抗６の両端電圧Ｖ_Ｒｄｃに応じて変動することになる。

スイッチング素子２１ａがオン状態を維持するためには、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥをスイッチング素子２１ａのしきい値電圧Ｖ_ｔｈより大きくなるよう維持しなければならないため、Ｖ_ＧＥ＞Ｖ_ｔｈであり、上記の式（８）を用いると、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持するためには下記の式（９）を満たす必要がある。

ここで、上記の式（９）の左辺が最小となる場合を考える。上記したように基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、電圧Ｖ_Ｒｄｃが最大のときに上記の式（９）の左辺が最小となる。そして、電圧Ｖ_Ｒｄｃが最大となるのは、電源シャント抵抗６にモータ電流のピーク値Ｉ_ｐｅａｋが流れるときであり、下記の式（１０）にて表される。

上記の式（１０）を上記の式（９）に代入すると、下記の式（１１）が導出される。

上記の式（１１）が、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持する条件である。

実施の形態１にて図３を参照した説明と同様に、ゲート端子の電位Ｖ_Ｇは、制御部８からの駆動信号に基づいて、スイッチング素子２１ａがオンするときにはＶ_ｃｃ、オフするときには０Ｖとなり、その波形は、矩形波状である。そして、ゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥの波形も矩形波状であるが、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅ（電圧Ｖ_Ｒｄｃ）分だけ負にオフセットする。ここで、上記の式（１１）を満たさない場合には、オン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くなるため、スイッチング素子２１ａはオフし、上記の式（１１）を満たす場合には、オフセット分を考慮してもオン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くならないため、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持する。

従って、本実施の形態では、上記の式（１１）を満たす抵抗値の電源シャント抵抗６を配することで、スイッチング素子２１ａを安定して駆動することができる。

なお、実施の形態１，２と同様、電源シャント電圧検出部９を構成する増幅手段としては、例えばオペアンプが挙げられ、オペアンプには一般に不感帯があるため、増幅手段としてオペアンプを用いる場合には、オペアンプ入力電圧を不感帯の電圧以上となるように調整する。

以上説明したように、下アームシャント抵抗及び下アーム電圧検出部を備えていなくても、電源シャント抵抗及び電源シャント電圧検出部を備えることで、安定した制御が可能な、シャント抵抗とスイッチング素子を備える電力変換装置を得ることができる。本実施の形態の構成によれば、実施の形態１，２に比べて素子数を削減することができる。

なお、実施の形態１と同様に、本実施の形態の電力変換装置３０は過電流を検出する構成を備えていてもよいが、図６に示す過電流検出部１２により、ハードウエア的手法により、シャント抵抗の電位を直接用いて過電流検出を行ってもよい。

実施の形態４．
図７は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態４の構成例を示す図である。図７に示す電力変換装置４０は、直流電源１とモータ３の間に配され、モータ３（負荷）に供給される直流電源１の直流電力を三相交流電力に変換する。

図７に示す電力変換装置４０は、インバータ２と、周辺回路部４ｄと、駆動回路部５と、制御部８と、を備える。

インバータ２、駆動回路部５及び制御部８は、実施の形態１にて説明したものと同様である。

周辺回路部４ｄは、下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ，７ｃと、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃと、を備える。すなわち、実施の形態１における図１に示す電力変換装置１０と比較して、電源シャント抵抗６を備えず、下アームシャント抵抗７ｃ及び下アーム電圧検出部９ｃを備える点が異なり、その他の構成は実施の形態１に示す電力変換装置１０と同様であり、実施の形態１の説明を援用する。なお、実施の形態２における図４に示す電力変換装置２０と比較すると、電源シャント抵抗６を備えない点が異なる。

下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ，７ｃは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃのそれぞれのエミッタと直流電源１の負電圧側（ＧＮＤ側）の間に設けられている。下アームシャント抵抗７ａは、Ｕ相下アームシャント抵抗であり、下アームシャント抵抗７ｂは、Ｖ相下アームシャント抵抗であり、下アームシャント抵抗７ｃは、Ｗ相下アームシャント抵抗である。下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ，７ｃの抵抗値はＲ_ｓｈである。

下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃのそれぞれのエミッタと下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ，７ｃの各接続点と、制御部８と、の間に設けられている。下アーム電圧検出部９ａは、Ｕ相下アーム電圧検出部であり、下アーム電圧検出部９ｂは、Ｖ相下アーム電圧検出部であり、下アーム電圧検出部９ｃは、Ｗ相下アーム電圧検出部である。下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃは、下アーム部２１のスイッチング素子２１ａ，２１ｂ，２１ｃのそれぞれのエミッタと下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ，７ｃの各接続点と直流電源１の負電圧側（ＧＮＤ）との間の電圧（Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗ）を検出する。

下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃは、例えば、電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを、制御部８にて扱い易い電圧値とすることが可能な増幅手段によって構成される。制御部８は、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃにより検出した電圧値に基づきモータ電流を算出して、制御演算を行う。

次に、周辺回路部４ｄについて詳細に説明する。図８は、周辺回路部４ｄ内のスイッチング素子２１ａ（Ｕ相下アームスイッチング素子）に接続された部分を示す図であって、図７の点線にて囲んだ領域を抽出して示す図であり、実施の形態１における図２または実施の形態３における図６に対応するものである。なお、スイッチング素子２１ａのゲート端子には、下アームゲート駆動回路５１の一部である下アームゲート駆動回路５１ａが接続されている。下アームゲート駆動回路５１ａには直流電源１１の正電圧側が接続されている。

下アームゲート駆動回路５１ａは制御部８から出力される駆動信号（オン／オフ信号）に基づいてスイッチング素子２１ａのゲート端子に印加する電圧を切り替える。すなわち、スイッチング素子２１ａをオンする場合には、スイッチング素子２１ａのしきい値電圧Ｖ_ｔｈより高い電圧（Ｖ_ｃｃ）をスイッチング素子２１ａのゲート端子に印加する。

ここで、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、下アームゲート駆動回路５１ａの基準電位（ＧＮＤ）に対するエミッタ端子の電位Ｖ_Ｅとゲート端子の電位Ｖ_Ｇを用いると実施の形態１の式（１）で表され、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅは、下アームシャント抵抗７ａの両端電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}を用いると、下記の式（１２）で表される。

ここで、制御部８からスイッチング素子２１ａをオンさせる駆動信号が出力されている場合には、基準電位（ＧＮＤ）に対するゲート端子の電位Ｖ_Ｇと、基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃが等しく、上記の式（１）に式（１２）を代入すると、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは下記の式（１３）で表される。

基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、電源シャント抵抗６の両端電圧Ｖ_Ｒｄｃと下アーム電圧検出部９ａの両端電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}に応じて変動することになる。

スイッチング素子２１ａがオン状態を維持するためには、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥをスイッチング素子２１ａのしきい値電圧Ｖ_ｔｈより大きくなるよう維持しなければならないため、Ｖ_ＧＥ＞Ｖ_ｔｈであり、上記の式（１３）を用いると、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持するためには下記の式（１４）を満たす必要がある。

ここで、上記の式（１４）の左辺が最小となる場合を考える。上記したように基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}が最大のときに上記の式（１４）の左辺が最小となる。そして、電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}が最大となるのは、下アームシャント抵抗７ａにモータ電流のピーク値Ｉ_ｐｅａｋが流れるときである。すなわち、上記の式（１４）の電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}が最大となるときは、下記の式（１５）にて表される。

上記の式（１５）を上記の式（１４）に代入すると、下記の式（１６）が導出される。

上記の式（１６）が、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持する条件である。

実施の形態１にて図３を参照した説明と同様に、ゲート端子の電位Ｖ_Ｇは、制御部８からの駆動信号に基づいて、スイッチング素子２１ａがオンするときにはＶ_ｃｃ、オフするときには０Ｖとなり、その波形は、矩形波状である。そして、ゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥの波形も矩形波状であるが、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅ（電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}）分だけ負にオフセットする。ここで、上記の式（１６）を満たさない場合には、オン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くなるため、スイッチング素子２１ａはオフし、上記の式（１６）を満たす場合には、オフセット分を考慮してもオン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くならないため、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持する。

従って、本実施の形態では、上記の式（１６）を満たす抵抗値の下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ，７ｃを配することで、スイッチング素子２１ａを安定して駆動することができる。

なお、実施の形態１〜３と同様、下アーム電圧検出部９ａ，９ｂ，９ｃを構成する増幅手段としては、例えばオペアンプが挙げられ、オペアンプには一般に不感帯があるため、増幅手段としてオペアンプを用いる場合には、オペアンプ入力電圧を不感帯の電圧以上となるように調整する。

以上説明したように、電源シャント抵抗を備えていなくても、すべての相に対応する下アームシャント抵抗及び下アーム電圧検出部を備えることで、安定した制御が可能な、シャント抵抗とスイッチング素子を備える電力変換装置を得ることができる。

なお、実施の形態１と同様に、本実施の形態の電力変換装置３０は過電流を検出する構成を備えていてもよい。

実施の形態５．
図９は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態５の構成例を示す図である。図９に示す電力変換装置５０は、交流電源５０１と負荷５０３の間に配され、交流電源５０１から供給される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力の電圧を昇圧して負荷５０３に供給する。

図９に示す電力変換装置５０は、整流回路５０２と、平滑コンデンサ５０４と、リアクタ５０５と、逆流防止ダイオード５０６と、スイッチング素子５０７と、制御部５０８と、ゲート駆動回路５０９と、を備える。

整流回路５０２は、交流電源５０１から供給される交流電力を直流電力に変換する。平滑コンデンサ５０４は、整流回路５０２から出力される直流電圧を平滑する。リアクタ５０５は、平滑コンデンサ５０４の正電圧側に接続されている。逆流防止ダイオード５０６は、負荷５０３側からの電流の逆流を防止する。スイッチング素子５０７は、短絡を制御する。制御部５０８は、スイッチング素子５０７の駆動信号を生成して出力する。制御部５０８は、例えばマイコンやＣＰＵで構成され、入力されたアナログの電圧信号をデジタル値に変換して、負荷５０３に供給する電圧または電流を制御する制御手段である。ゲート駆動回路５０９は、制御部５０８から出力される駆動信号に基づきスイッチング素子５０７のゲート端子へ駆動電圧を印加する。

また、図９に示す電力変換装置５０は、さらに、シャント抵抗５１０とシャント抵抗電圧検出部５１１を備える。シャント抵抗５１０は、スイッチング素子５０７のエミッタ端子と交流電源５０１の負電圧側との間に設けられている。シャント抵抗電圧検出部５１１は、スイッチング素子５０７とシャント抵抗５１０の接続点と、交流電源５０１の負電圧側と、の間に設けられている。なお、シャント抵抗５１０の抵抗値はＲ_ｓｈである。

シャント抵抗電圧検出部５１１は、例えば、シャント抵抗５１０の電圧Ｖ_０を、制御部５０８にて扱い易い電圧値とすることが可能な増幅手段によって構成される。制御部５０８は、シャント抵抗電圧検出部５１１により検出した電圧値に基づき負荷５０３へ供給する電圧及び電流を制御する。

次に、電力変換装置５０の周辺回路部について詳細に説明する。図１０は、電力変換装置５０の周辺回路部内のスイッチング素子５０７に接続された部分を示す図であって、図９の点線にて囲んだ領域を抽出して示す図である。なお、スイッチング素子５０７のゲート端子には、ゲート駆動回路５０９の一部であるゲート駆動回路５０９が接続されている。ゲート駆動回路５０９には直流電源５１２の正電圧側が接続されている。

ゲート駆動回路５０９は制御部５０８から出力される駆動信号（オン／オフ信号）に基づいてスイッチング素子５０７のゲート端子に印加する電圧を切り替える。すなわち、スイッチング素子５０７をオンする場合には、スイッチング素子５０７のしきい値電圧Ｖ_ｔｈより高い電圧（Ｖ_ｃｃ）をスイッチング素子５０７のゲート端子に印加する。

ここで、スイッチング素子５０７におけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、ゲート駆動回路５０９の基準電位（ＧＮＤ）に対するエミッタ端子の電位Ｖ_Ｅとゲート端子の電位Ｖ_Ｇを用いると実施の形態１の式（１）で表され、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅは、シャント抵抗５１０の両端電圧Ｖ_Ｒｓｈを用いると、下記の式（１７）で表される。

ここで、制御部５０８からスイッチング素子５０７をオンさせる駆動信号が出力されている場合には、基準電位（ＧＮＤ）に対するゲート端子の電位Ｖ_Ｇと、基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃが等しく、上記の式（１）に式（１７）を代入すると、スイッチング素子２１ａにおけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは下記の式（１８）で表される。

基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、スイッチング素子５０７におけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、シャント抵抗５１０の両端電圧Ｖ_Ｒｄｃに応じて変動することになる。

スイッチング素子５０７がオン状態を維持するためには、スイッチング素子５０７におけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥをスイッチング素子５０７のしきい値電圧Ｖ_ｔｈより大きくなるよう維持しなければならないため、Ｖ_ＧＥ＞Ｖ_ｔｈであり、上記の式（１８）を用いると、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持するためには下記の式（１９）を満たす必要がある。

ここで、上記の式（１９）の左辺が最小となる場合を考える。上記したように基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源１１の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、電圧Ｖ_Ｒｓｈが最大のときに上記の式（１４）の左辺が最小となる。そして、電圧Ｖ_Ｒｓｈが最大となるのは、シャント抵抗５１０にモータ電流のピーク値Ｉ_ｐｅａｋが流れるときである。すなわち、上記の式（１９）の電圧Ｖ_Ｒｓｈが最大となるときは、下記の式（２０）にて表される。

上記の式（２０）を上記の式（１９）に代入すると、下記の式（２１）が導出される。

実施の形態１にて図３を参照した説明と同様に、ゲート端子の電位Ｖ_Ｇは、制御部８からの駆動信号に基づいて、スイッチング素子２１ａがオンするときにはＶ_ｃｃ、オフするときには０Ｖとなり、その波形は、矩形波状である。そして、ゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥの波形も矩形波状であるが、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅ（電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}）分だけ負にオフセットする。ここで、上記の式（２１）を満たさない場合には、オン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くなるため、スイッチング素子２１ａはオフし、上記の式（２１）を満たす場合には、オフセット分を考慮してもオン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くならないため、スイッチング素子２１ａがオン状態を維持する。

従って、本実施の形態では、上記の式（２１）を満たす抵抗値のシャント抵抗５１０を配することで、スイッチング素子５０７を安定して駆動することができる。

なお、実施の形態１〜４と同様、シャント抵抗電圧検出部５１１を構成する増幅手段としては、例えばオペアンプが挙げられ、オペアンプには一般に不感帯があるため、増幅手段としてオペアンプを用いる場合には、オペアンプ入力電圧を不感帯の電圧以上となるように調整する。

以上説明したように、安定した制御が可能な、シャント抵抗とスイッチング素子を備える電力変換装置を得ることができる。

なお、上記の実施の形態１〜５では、直流電源１の直流電力を三相交流電力に変換する形態を例として説明したが、本発明はこれに限定されず、直流電源１の直流電力を単相交流電力に変換する構成であってもよい。

実施の形態１〜５にて説明した電力変換装置は、負荷としてモータを例示して説明したが、このようにモータ駆動装置に適用することができる。このようなモータ駆動装置は、空気調和機、冷蔵庫または冷凍機に搭載される送風機または圧縮機に適用することができる。

１ 直流電源、２ インバータ、３ モータ、４ａ〜４ｄ 周辺回路部、５ 駆動回路部、６ 電源シャント抵抗、７ａ〜７ｃ 下アームシャント抵抗、８ 制御部、９ 電源シャント電圧検出部、９ａ〜９ｃ 下アーム電圧検出部、１０，２０，３０，４０，５０ 電力変換装置、１１ 直流電源、１２ 過電流検出部、２１ 下アーム部、２２ 上アーム部、２１ａ〜２１ｃ，２２ａ〜２２ｃ スイッチング素子、４１ａ〜４１ｃ，４２ａ〜４２ｃ 還流ダイオード、５１，５１ａ 下アームゲート駆動回路、５２ 上アームゲート駆動回路、５０１ 交流電源、５０２ 整流回路、５０３ 負荷、５０４ 平滑コンデンサ、５０５ リアクタ、５０６ 逆流防止ダイオード、５０７ スイッチング素子、５０８ 制御部、５０９ ゲート駆動回路、５１０ シャント抵抗、５１１ シャント抵抗電圧検出部、５１２ 直流電源。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ゲート端子を有するスイッチング素子と、前記ゲート端子に駆動電圧を印加するゲート駆動回路と、前記ゲート駆動回路に供給するゲート信号を生成する制御部と、を備え、前記ゲート端子に印加される前記駆動電圧と前記スイッチング素子のしきい値電圧との差が、前記スイッチング素子のエミッタ電位と前記ゲート駆動回路の基準電位との差よりも大きい開閉装置である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下の説明における抵抗値は、インピーダンス値に置き換えてもよい。なお、この発明において、トランジスタは特定のものに限定されず、ＩＧＢＴであってもよいし、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってもよいし、バイポーラ型トランジスタであってもよい。すなわち、エミッタはソースと読み換えてもよいし、コレクタはドレインと読み換えてもよいし、ゲートはベースと読み換えてもよい。

周辺回路部４ｃは、電源シャント抵抗６及び電源シャント電圧検出部９を備える。すなわち、実施の形態１における図１に示す電力変換装置１０と比較すると、下アームシャント抵抗７ａ，７ｂ及び下アーム電圧検出部９ａ，９ｂを備えず、電源シャント電圧検出部９を備える点が異なる。その他の構成は実施の形態１に示す電力変換装置１０と同様であり、実施の形態１の説明を援用する。

なお、実施の形態１と同様に、本実施の形態の電力変換装置４０は過電流を検出する構成を備えていてもよい。

ここで、制御部５０８からスイッチング素子５０７をオンさせる駆動信号が出力されている場合には、基準電位（ＧＮＤ）に対するゲート端子の電位Ｖ_Ｇと、基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源５１２の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃが等しく、上記の式（１）に式（１７）を代入すると、スイッチング素子５０７におけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは下記の式（１８）で表される。

基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源５１２の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、スイッチング素子５０７におけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥは、シャント抵抗５１０の両端電圧Ｖ _Ｒｓｈ に応じて変動することになる。

スイッチング素子５０７がオン状態を維持するためには、スイッチング素子５０７におけるゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥをスイッチング素子５０７のしきい値電圧Ｖ_ｔｈより大きくなるよう維持しなければならないため、Ｖ_ＧＥ＞Ｖ_ｔｈであり、上記の式（１８）を用いると、スイッチング素子５０７がオン状態を維持するためには下記の式（１９）を満たす必要がある。

ここで、上記の式（１９）の左辺が最小となる場合を考える。上記したように基準電位（ＧＮＤ）に対する直流電源５１２の正電圧側の電位Ｖ_ｃｃは固定値であるため、電圧Ｖ_Ｒｓｈが最大のときに上記の式（１４）の左辺が最小となる。そして、電圧Ｖ_Ｒｓｈが最大となるのは、シャント抵抗５１０にモータ電流のピーク値Ｉ_ｐｅａｋが流れるときである。すなわち、上記の式（１９）の電圧Ｖ_Ｒｓｈが最大となるときは、下記の式（２０）にて表される。

実施の形態１にて図３を参照した説明と同様に、ゲート端子の電位Ｖ_Ｇは、制御部５０８からの駆動信号に基づいて、スイッチング素子５０７がオンするときにはＶ_ｃｃ、オフするときには０Ｖとなり、その波形は、矩形波状である。そして、ゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥの波形も矩形波状であるが、エミッタ端子の電位Ｖ_Ｅ（電圧Ｖ_{Ｒｓｈ＿ｕ}）分だけ負にオフセットする。ここで、上記の式（２１）を満たさない場合には、オン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くなるため、スイッチング素子５０７はオフし、上記の式（２１）を満たす場合には、オフセット分を考慮してもオン時のゲート−エミッタ間電圧Ｖ_ＧＥはしきい値電圧Ｖ_ｔｈより低くならないため、スイッチング素子５０７がオン状態を維持する。

Claims (22)

1. 電源と負荷の間に配される電力変換装置内に設けられる開閉装置であって、
   ゲート端子を有するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子のゲート端子に駆動電圧を印加するゲート駆動回路と、
   前記ゲート駆動回路に供給する駆動信号を生成する制御部と、を備え、
   前記スイッチング素子の前記ゲート端子に印加される前記駆動電圧から前記スイッチング素子のしきい値電圧を減算した値は、前記スイッチング素子のエミッタから前記ゲート駆動回路の負極までの抵抗値と前記スイッチング素子を導通する最大電流値の積よりも大きいことを特徴とする開閉装置。
2. 直流電源と負荷の間に配され、
   請求項１に記載の前記開閉装置を少なくとも一つ備えることを特徴とする電力変換装置。
3. 直流電源と負荷の間に配され、
   請求項１に記載の前記開閉装置が複数設けられた上アーム部及び下アーム部によりアームが構成され、
   前記負荷に交流電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
4. 前記アームは、並列に接続された３つのレグを備え、
   前記負荷に三相交流電力を供給することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記３つのレグのうち少なくとも２つにおいては、
   前記スイッチング素子のエミッタ端子と前記直流電源のマイナス側端子の間に接続された下アームシャント抵抗と、
   前記直流電源のマイナス側端子を基準として、前記スイッチング素子のエミッタ端子と前記下アームシャント抵抗の間の電位を検出する下アーム電圧検出部と、をさらに備え、
   前記下アームシャント抵抗及び下アーム電圧検出部を備えないレグにおいては、
   前記スイッチング素子のエミッタ端子と前記直流電源のマイナス側端子の間に接続された電源シャント抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング素子のエミッタ端子と前記直流電源のマイナス側端子の間に接続された電源シャント抵抗と、
   前記直流電源のマイナス側端子を基準として、前記スイッチング素子のエミッタ端子と前記電源シャント抵抗の間の電位を検出する電源シャント電圧検出部と、をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記３つのレグのうち少なくとも２つにおいて、
   前記スイッチング素子のエミッタ端子と前記直流電源のマイナス側端子の間に接続された下アームシャント抵抗と、
   前記直流電源のマイナス側端子を基準として、前記スイッチング素子のエミッタ端子と前記下アームシャント抵抗の間の電位を検出する下アーム電圧検出部と、をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
8. 前記負荷に流れる電流値は前記スイッチング素子を導通する前記最大電流値に等しく、
   前記制御部は、
   前記電源シャント電圧検出部の検出した電圧値または前記下アーム電圧検出部の検出した電圧値に基づいて前記負荷に流れる電流の電流値を算出し、
   当該電流の電流値に基づいて前記アーム内のスイッチング素子の駆動信号を生成することを特徴とする請求項５から請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、
   前記電源シャント電圧検出部の検出した電圧値または前記下アーム電圧検出部が検出した電圧値に基づいて前記負荷における過電流の検出を行うことを特徴とする請求項５から請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部が電流算出部及び比較部を備え、
    前記電流算出部は、前記電源シャント電圧検出部の検出した電圧値または前記下アーム電圧検出部が検出した電圧値に基づいて前記負荷の電流値を算出して算出電流値を比較部に出力し、
    前記比較部は、過電流判定用の過電流しきい値が記憶された記憶部を備え、該過電流しきい値と前記算出電流値を比較し、
    前記算出電流値が前記過電流しきい値以上である場合、または、前記算出電流値が前記過電流しきい値を超えた場合には、過電流を検出したと判定して過電流の検出を行うことを特徴とする請求項５から請求項７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記制御部は、過電流を検出すると、前記駆動信号の生成を停止することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記駆動信号の生成を停止することで前記スイッチング素子のゲート端子への駆動電圧を遮断することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 交流電源と負荷の間に配される電力変換装置であって、
    前記交流電源の電圧を整流する整流回路と、
    前記整流回路よりも前記負荷側に設けられ、前記整流回路により整流された直流電圧を平滑する平滑手段と、
    前記平滑手段より前記負荷側に設けられたリアクタと、
    前記リアクタよりも後段に設けられ、前記平滑手段の前記交流電源側への電流の逆流を防止する逆流防止素子と、
    前記リアクタと前記逆流防止素子の間に配置された請求項１に記載の前記開閉装置と、を備え、
    前記開閉装置は、前記制御部が生成する前記駆動信号に基づいて前記整流回路の正側と負側を短絡することを特徴とする電力変換装置。
14. 前記整流回路の負側に挿入されたシャント抵抗と、
    前記整流回路の負側の電位に対する、前記開閉装置内の前記スイッチング素子と前記シャント抵抗の間の電位を検出する負側シャント抵抗電圧検出部と、をさらに備え、
    前記制御部は、前記負側シャント抵抗電圧検出部の検出値に基づき前記駆動信号を生成することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記制御部は、
    前記負側シャント抵抗電圧検出部の検出値に基づいて過電流の検出を行うことを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
16. 前記制御部が電流算出部及び比較部を備え、
    前記電流算出部は、前記シャント抵抗電圧検出部の検出した電圧値に基づいて前記負荷の電流値を算出して算出電流値を比較部に出力し、
    前記比較部は、過電流判定用の過電流しきい値が記憶された記憶部を備え、該過電流しきい値と前記算出電流値を比較し、
    前記算出電流値が前記過電流しきい値以上である場合、または、前記算出電流値が前記過電流しきい値を超えた場合には、過電流を検出したと判定して過電流の検出を行うことを特徴とする請求項１３から請求項１５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
17. 請求項２から請求項１６のいずれか一項に記載の前記電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
18. 請求項１７に記載の前記モータ駆動装置を備える送風機。
19. 請求項１７に記載の前記モータ駆動装置を備える圧縮機。
20. 請求項１８に記載の前記送風機及び請求項１９に記載の前記圧縮機の少なくともいずれか一方を備える空気調和機。
21. 請求項１８に記載の前記送風機及び請求項１９に記載の前記圧縮機の少なくともいずれか一方を備える冷蔵庫。
22. 請求項１８に記載の前記送風機及び請求項１９に記載の前記圧縮機の少なくともいずれか一方を備える冷凍機。

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