CN100525050C - 3相pwm信号发生装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，该3相PWM信号发生装置具备生成部件，所述生成部件利用3种基本电压向量和至少1种零向量的至少一种组合，生成3相PWM信号。

Description

3相PWM信号发生装置

技术领域

本发明涉及一种3相PWM信号发生装置，该装置在使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中发生用于规定该半导体开关元件的开关方式的3相PWM(脉宽调制)信号。

背景技术

例如在对制冷空调装置的电动机进行驱动控制的逆变器装置中，使用3相电压型逆变器装置。下面，为了容易理解本发明，参照图36～图42来说明现有的逆变器装置的结构和动作。

图36是表示现有的逆变器装置的结构例的框图。图36中示出的现有的逆变器装置具备逆变器主电路1和逆变器控制部2，该控制部2发生作为逆变器主电路1所具备的半导体开关元件的驱动信号的3相PWM信号。即，本发明涉及对逆变器控制部2的改良。

逆变器主电路1具备：提供母线电压Vdc的直流电源3；在连接于直流电源3的正极端的直流母线4a和连接于负极端的直流母线4b之间串联连接的3组半导体开关元件(5a，5b)(5c，5d)(5e，5f)；以及并联连接于各半导体开关元件的飞轮二极管(flywheel diode)6a～6f，该逆变器主电路1是将电动机7连接于3组半导体开关元件(5a，5b)(5c，5d)(5e，5f)的各串联连接端的众所周知的电路。

而且，例如在直流母线4b上设置用于检测逆变器控制部2所使用的直流母线电流Idc的直流电流检测部件9。该直流电流检测部件9具备：插入到直流母线4b中的检测元件(电阻器或变流器等)；和放大该检测元件(电阻器)的两端电压或该检测元件(变流器)的输出电压的放大器，通过对该放大器的输出电压进行电流换算，得到直流母线电流Idc。

逆变器控制部2具备：相电流判别部件11，根据从直流电流检测部件9输入的直流母线电流Idc来判别相电流Iu、Iv、Iw；求出励磁电流及转矩电流的部件12，根据相电流Iu、Iv、Iw算出励磁电流Iγ(γ轴电流)及转矩电流Iδ(δ轴电流)；电压指令向量运算部件13，根据励磁电流Iγ及转矩电流Iδ对下次控制中使用的电压指令向量V^＊进行运算；PWM信号形成部件14，根据电压指令向量V^＊形成作为1个载波周期中的3相PWM信号的通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn；以及PWM信号发生部件15，根据通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn发生作为施加到半导体开关元件5a～5f上的3相PWM信号的驱动信号Up，Un，Vp，Vn，Wp，Wn。另外，下标的“p”意味着是正极侧，“n”意味着是负极侧。

下面，说明逆变器控制部2的动作。逆变器主电路1的半导体开关元件5a～5f或者是连接于正极侧的直流母线4a的半导体开关元件5a，5c，5e进行接通动作，或者是连接于负极侧的直流母线4b的半导体开关元件5b，5d，5f进行接通动作，有3相，所以总共存在8种(2³＝8)的开关模式或开关方式。这是对电动机7的输出状态。

因此，作为半导体开关元件的状态表述，将半导体开关元件的接通动作状态表述为逻辑值1，将截止动作状态表述为逻辑值0，并且如下所述使对电动机7的8种输出状态与V0～V7这8种电压向量(基本电压向量)相对应。在这8种电压向量中，V0～V6是对应于具有向量长度的6种开关方式的电压向量，剩下的V0，V7是对应于不具有向量长度的2种开关方式的电压向量。这里，电压向量V0，V7特别称为“零向量”。常常将电压向量V1～V6称为“基本电压向量”，从而与“零向量”相区别。

即，在电压向量V1～V6的对应关系中，在连接于直流母线4a(W相正极侧开关元件的逻辑状态、V相正极侧开关元件的逻辑状态、U相正极侧开关元件的逻辑状态)时，将(0，0，1)的情况设为电压向量V1，将(0，1，0)的情况设为电压向量V2，将(0，1，1)的情况设为电压向量V3，将(1，0，0)的情况设为电压向量V4，将(1，0，1)的情况设为电压向量V5，将(1，1，0)的情况设为电压向量V6。

另外，在2个零向量V0，V7的对应关系中，在连接于直流母线4a(W相正极侧开关元件的逻辑状态、V相正极侧开关元件的逻辑状态、U相正极侧开关元件的逻辑状态)时，将(0，0，0)的情况设为零向量V0，将(1，1，1)的情况设为零向量V7。

在6个电压向量V1～V6的发生过程中，由于在电动机7的线圈中流过的电流流向直流母线4a、4b，所以可由直流电流检测部件9检测出来，并且可以观测为直流母线电流Idc。另一方面，零向量V0，V7不能观测为直流母线电流Idc。

图37归纳表示出上述说明的8种电压向量(基本电压向量)、对应的开关方式以及可观测为直流母线电流Idc的相电流之间的关系。如图37所示，相电流在零向量V0，V7中不可观测，但在电压向量V1中观测为“Iu(U相电流)”，在电压向量V2中观测为“Iv(V相电流)”，在电压向量V3中观测为“-Iw(W相电流)”，在电压向量V4中观测为“Iw”，在电压向量V5中观测为“-Iv”，在电压向量V6中观测为“-Iu”。

为了使电动机7平滑地旋转，必须得到对应于期望的电压和频率的磁通量。这可以通过适当组合上述的8种电压向量来实现。图38是说明上述说明的8种电压向量(基本电压向量)的相位关系、逆变器转角和电压指令向量的关系的图。在图38中，在逆变器旋转方向是顺时针方向时，6个电压向量V1～V6在相位平面上沿顺时针方向按V1，V3，V2，V6，V4，V5的顺序具有60度相位差地配置，在原点位置示出2个零向量V0，V7。

另外，在图38中示出以电压向量V1(U相)的方向为初始相位的逆变器转角θ给出电压指令向量V^＊的相位。而且，将在逆变器旋转方向上产生的上述6个电压向量中的一个与电压指令向量V^＊之间的相位角称为空间向量转角θ^＊。另外，空间向量转角θ^＊的角度范围为0度≦θ^＊<60度。

各电压向量的发生比例由作为输出电压相对于母线电压的比例的调制率来确定。另外，各电压向量的发生时间由电压指令向量V^＊和空间向量转角θ^＊决定。因此，相电流判别部件11在各电压向量的发生过程中，按照图37示出的一览表，根据直流母线电流Idc求出相电流Iu，Iv，Iw。

接着，求出励磁电流及转矩电流的部件12例如使用如式(1)所示的3相-2相变换矩阵“C₁”以及如式(2)所示的旋转矩阵“C₂”，将相电流判别部件11求出的相电流Iu，Iv，Iw变换成励磁电流Iγ(γ轴电流)及转矩电流Iδ(δ轴电流)。另外，在式(2)中，θ是逆变器转角，表示旋转方向为顺时针的情况。

(式1)

$\left[C_1\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]---\left(1\right)$

(式2)

$\left[C_2\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;}& \sin \mathrm{\&theta;}\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& \cos \mathrm{\&theta;}\end{array}\right]---\left(2\right)$

这里，说明求出励磁电流及转矩电流的部件12所依据的座标系不是d-q轴、而是γ-δ轴这一点。即，在电动机7的转子上设N极侧为d轴，设沿旋转方向前进了90度(电气角)的相位为q轴。但是，在同步电动机的驱动中不使用脉冲编码器等检测转子位置的传感器时，逆变器控制部2不能正确捕捉转子的d-q轴座标，实际上是与d-q轴座标系偏移相位差Δθ地进行控制。该偏移了相位差Δθ的座标系一般称为γ-δ轴座标，使用该座标系是惯例。在本说明书中依据于此。

接着，电压指令向量运算部件13根据求出励磁电流及转矩电流的部件12所求出的励磁电流Iγ(γ轴电流)及转矩电流Iδ(δ轴电流)，进行包含速度控制的各种向量控制运算，求出用于下面的控制的电压指令向量V^＊的大小和相位。该相位角如上所述是逆变器转角θ。

PWM信号形成部件14利用后述的各种方式，根据电压指令向量，形成通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn。由此，PWM信号发生部件15根据通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn，发生作为施加在半导体开关元件5a～5f上的驱动信号的3相PWM信号Up，Un，Vp，Vn，Wp，Wn，控制半导体开关元件5a～5f，从而驱动电动机7。

作为在PWM信号形成部件14中发生PWM信号的方式，现在主要使用以下2种方式：即，使用具有60度相位差的2种基本电压向量和通过仅开关该2种基本电压向量的开关状态中的1相得到的不具有大小的2种零向量、合计4种基本电压向量来发生的方式(下面称为“3相调制方式”)；和使用具有60度相位差的2种基本电压向量和上述不具有大小的2种零向量中的一个、合计3种基本电压向量来发生的方式(下面称为“2相调制方式”)。

具体地说，这是如下方法：通过在对应的2个基本电压向量的方向上分解来自电压指令向量运算部件13的电压指令向量V^＊，形成各基本电压向量的发生时间比率，计算1个载波周期中各半导体开关元件的通电时间(或非通电时间)。在该方式中存在如下缺点。

即，如果将输出电压相对直流母线电压的比例称为调制率，则在上述的3相调制方式或2相调制方式中，在调制率低时，具有大小和60度相位差的2种基本电压向量的发生时间比率在两种向量的情况下都变小，并且开关方式的保持时间宽度变窄。另外，即便在调制率高到某种程度的情况下，当电压指令向量V^＊接近其中一个基本电压向量时，离电压指令向量V^＊远的另一个基本电压向量的发生时间比率变小，开关方式的保持时间宽度变窄。

在这两种情况下，由于在开关方式的保持时间宽度短的基本电压向量的发生区间内不能确保足够的直流电流检测时间，不能正确地进行电流检测，所以存在控制性显著劣化的问题。

因此，近年来，为了在上述情况下确保开关方式的保持时间宽度，有人提出利用与3相调制方式或2相调制方式不同的开关模式来发生PWM信号的方式(下面称为“扩展PWM方式”)(例如专利文献1)。

即，在专利文献1中，公开了一种3相PWM电压发生电路，该电路使用具有120度相位差的2种基本电压向量和通过仅开关这些基本电压向量的开关状态中的1相得到的不具有大小的零向量，合计3种基本电压向量来发生3相PWM电压信号，另外，还公开了一种使用分别具有60度相位差的3种基本电压向量来发生3相PWM电压信号的3相PWM电压发生电路。

在该扩展PWM方式中，利用下面2种方法作成通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn。

即，(1)作为1个载波周期中的开关模式，利用相互具有120度相位差的2种基本电压向量和通过从这2种基本电压向量中的一个的开关状态仅开关1相而得到的零向量、合计3种向量(将其称为“第1组合”)的时间比控制，形成通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn。

(2)另外，作为1个载波周期中的开关方式，利用分别具有60度相位差的3种基本电压向量(将其称为“第2组合”)的时间比控制，形成通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn。下面参照图39～图42来说明。

图39是表示用于第1组合的3种基本电压向量在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。图40是表示由第1组合控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

在第1组合的情况下，例如如果考虑将逆变器转角限定在30度～90度的区域，则如图39(a)所示，使用具有120度相位差的基本电压向量V1(0，0，1)，V2(0，1，0)和零向量V0(0，0，0)，如图39(b)所示，通过按照V0→V2→V0→V1→V0的顺序进行切换，可以形成通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn。这时的直流母线正极侧半导体开关元件5a，5c，5e的逻辑状态(开关模式)变成如图40所示。可知PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a，5c，5e的驱动信号Wp，Vp，Up对电动机7的输出状态按图39(b)所示的切换顺序变化。

图41是表示用于第2组合的3种基本电压向量在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。图42是表示由第2组合控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

在第2组合的情况下，例如如果考虑将逆变器转角限定在30度～90度的区域，则如图41(a)所示，使用具有60度相位差的基本电压向量V1(0，0，1)，V3(0，1，1)，V2(0，1，0)，如图41(b)所示，通过按照V3→V1→V3→V2→V3的顺序进行切换，可形成通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn。这时的直流母线正极侧半导体开关元件5a，5c，5e的逻辑状态(开关模式)变成如图42所示。可知PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a，5c，5e的驱动信号Wp，Vp，Up对电动机7的输出状态按图41(b)所示的切换顺序变化。

另外，例如在专利文献2中，公开了一种在直流母线电压难以检测时，通过进行脉宽调制，得到足够的脉冲宽度的3相PWM电压发生电路。另外，在专利文献3中，公开了一种在必须进行直流母线电压检测时，通过插入1个周期的载波，可以进行电流检测的逆变器装置等。另外，在专利文献4中，公开了一种通过事先准备变换表格，并使直流母线电流的脉冲宽度为规定值以上，可以进行电流检测的PWM逆变器装置。另外，在专利文献5中，公开了一种通过进行直流母线电流的检测定时，即便在廉价的微型计算机中也可以进行直流母线电流的采样的逆变器装置等。

专利文献1：特开平7-298631号公报

专利文献2：特许第3447366号公报

专利文献3：特开2003-224982号公报

专利文献4：特开2003-209976号公报

专利文献5：特开2002-95263号公报

但是，在现有的扩展PWM方式中，存在如下问题。即，在使用具有120度相位差的2种基本电压向量和通过仅开关这些基本电压向量的开关状态中的1相得到的不具有大小的零向量、合计3种基本电压向量来形成3相PWM信号的方式中，所要形成的通电时间信号的大小存在限制。即，对可产生的、用于下一次控制的电压指令向量的大小有限制，只能适用于调制率低的范围，使用上的限制大。

另外，在该方式中，由于不使用具有60度相位差的基本电压向量，所以流过超过需要的有效电流，从而使逆变器效率恶化，并且存在马达电流中高次谐波增加、噪音或振动增大的倾向。而且，在本方式中还存在的问题是，当零向量的保持时间宽度变窄时，产生接近于2相同时开关的区域，开关动作本身变得不稳定。

另一方面，在使用分别具有60度相位差的3种基本电压向量来产生3相PWM信号的方式中，由于不使用零向量，所以效率恶化大。另外，在该方式中，当1个基本电压向量的宽度变窄时，产生接近于2相同时开关的区域，开关动作本身变得不稳定，所以使用范围的限制大。除此之外，在该方式中，由于在实际使用上调制率或空间向量转角的限制多，所以存在软件中的负荷变大，结果必须有高性能的硬件的问题。

发明内容

本发明鉴于上述问题作出，其目的在于得到一种3相PWM信号发生装置，该装置在3相电压型逆变器装置中，不需要附加新的装置，就可以利用输出电压范围的制约小的简单方法来增加开关方式的保持时间宽度，并且可以缩小直流母线的电流检测制约范围。

为了实现上述目的，本发明提供一种3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，其特征在于，具备：

生成部件，根据电压指令向量并利用相邻的2个的相位差为60度的3种基本电压向量和1种零向量的组合，生成用于规定所述半导体开关元件的开关模式的3相PWM信号，

所述生成部件具备：

形成部件，根据所述电压指令向量来分配提供给夹着所述电压指令向量并具有60度相位差的2种所述基本电压向量的发生时间比率，从而形成具有60度相位差的2种所述基本电压向量；和

分配部件，对于所述电压指令向量，将长度相等且各具有120度相位差的3种向量作为虚拟电压向量来虚拟零向量，并且形成所述虚拟电压向量，使得3个所述虚拟电压向量中的2个所述虚拟电压向量与所述基本电压向量中的具有120度相位差的2个所述基本电压向量为相同方向，求出这样形成的所述3个虚拟电压向量与所分配的2种所述基本电压向量的和，

根据由所述分配部件求出的向量的所述和的所述基本电压向量分量，利用3种所述基本电压向量和所述1种零向量的组合，生成所述3相PWM信号。

本发明还提供一种3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，其特征在于，具备：

生成部件，根据电压指令向量并利用相邻的2个的相位差为60度的3种基本电压向量和2种零向量的组合，生成用于规定所述半导体开关元件的开关模式的3相PWM信号，

所述生成部件具备：

形成部件，根据所述电压指令向量来分配提供给夹着所述电压指令向量且具有60度相位差的2种所述基本电压向量的发生时间比率，从而形成具有60度相位差的2种所述基本电压向量；和

分配部件，对于所述电压指令向量，将长度相等且各具有120度相位差的3种向量作为虚拟电压向量来虚拟零向量，并且形成所述虚拟电压向量，使得3个所述虚拟电压向量中的2个所述虚拟电压向量与所述基本电压向量中的具有120度相位差的2个所述基本电压向量为相同方向，求出这样形成的所述3个虚拟电压向量与所分配的2种所述基本电压向量的和，

根据由所述分配部件求出的向量的所述和的所述基本电压向量分量，利用3种所述基本电压向量和所述2种零向量的组合，生成所述3相PWM信号。

本发明还提供一种3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，其特征在于，具备：

生成部件，根据电压指令向量并利用相邻的2个的相位差为60度的3种基本电压向量与2种零向量的组合，生成用于规定所述半导体开关元件的开关模式的3相PWM信号，

所述生成部件具备：

形成部件，根据所述电压指令向量来分配提供给夹着电压指令向量并具有60度相位差的2种所述基本电压向量的发生时间比率，从而形成具有60度相位差的2种所述基本电压向量；和

分配部件，对于所述电压指令向量，将长度相等且各具有120度相位差的3种向量作为虚拟电压向量来虚拟零向量，并且形成所述虚拟电压向量，使得3个所述虚拟电压向量中的2个所述虚拟电压向量与所述基本电压向量中的具有120度相位差的2个所述基本电压向量为相同方向，求出这样形成的所述3个虚拟电压向量与所分配的2种所述基本电压向量的和，

根据由所述分配部件求出的向量的所述和的所述基本电压向量分量，利用3种所述基本电压向量和所述2种零向量中的1种零向量的组合，生成所述3相PWM信号。

为了实现上述目的，本发明的3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，其特征在于，具备：生成部件，利用3种基本电压向量和1种零向量的组合，生成用于规定所述半导体开关元件的开关模式的3相PWM信号。

根据本发明，不需要附加特别的装置，通过使用3种基本电压向量和至少1种零向量这样的简单方法，可生成调制率的自由度高、且防止了效率极度恶化的PWM信号。

根据本发明，可取得的效果是，可以利用下述形式来发生3相PWM信号：不需要附加特别的装置，就可利用输出电压范围的制约小的简单方法来增加开关模式的保持时间宽度，并且可以缩小直流母线的电流检测制约范围。

附图说明

图1是表示具备本发明实施方式1的3相PWM信号发生装置的逆变器的结构的框图。

图2是说明在图1示出的PWM信号形成部件中使用3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号的动作图。

图3是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在60度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图4是表示利用图3示出的3种基本电压向量和1种零向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#1)。

图5是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在120度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图6是表示利用图3示出的3种基本电压向量和1种零向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#2)。

图7是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在180度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图8是表示利用图7示出的3种基本电压向量和1种零向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#3)。

图9是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在240度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图10是表示利用图9示出的3种基本电压向量和1种零向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#4)。

图11是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在300度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图12是表示利用图11示出的3种基本电压向量和1种零向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#5)。

图13是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在0度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图14是表示利用图13示出的3种基本电压向量和1种零向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#6)。

图15-1是归纳表示逆变器转角和模式#1～#6的关系的一览图。

图15-2是在相位平面上表示图15-1示出的逆变器转角和模式#1～#6的关系的图。

图16是表示在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在60度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图17是表示利用图16(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#21)。

图18是表示在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量发生PWM信号时，逆变器转角在120度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图19是表示利用图18(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#22)。

图20是表示在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在180度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图21是表示利用图20(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#23)。

图22是表示在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在240度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图23是表示利用图22(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#24)。

图24是表示在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在300度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图25是表示利用图24(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#25)。

图26是表示在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在0度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图27是表示利用图26(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图(模式#26)。

图28是说明在具备本发明实施方式3的3相PWM信号发生装置的逆变器装置中，该3相PWM信号发生装置中的PWM信号形成部件的动作的图。

图29-1是表示现有的3相调制方式或2相调制方式中的2种基本电压向量与零向量的发生时间比率的图。

图29-2表示实施方式3中的3种基本电压向量与零向量的发生时间比率的图。

图30是说明在具备本发明实施方式4的3相PWM信号发生装置的逆变器装置中，该3相PWM信号发生装置中的PWM信号形成部件的动作的图。

图31是表示在使用具有120相位差的3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在60度附近时在相位平面上的关系以及具有120度相位差的3种基本电压和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图32是表示利用图31(b)示出的具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的2种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的时间图(模式#31)。

图33是表示在使用具有120相位差的3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在120度附近时在相位平面上的关系以及具有120度相位差的3种基本电压和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。

图34是表示利用图33(b)示出的具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的2种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的时间图(模式#32)。

图35-1是说明作为本发明的实施方式5，实施方式1～4的发生PWM信号的方法和现有的3相调制方式或2相调制方式的发生PWM信号的方法合用时的构成方法的图(其1)。

图35-2是说明作为本发明的实施方式5，实施方式1～4的发生PWM信号的方法和现有的3相调制方式或2相调制方式的发生PWM信号的方法合用时的构成方法的图(其2)。

图35-3是说明作为本发明的实施方式5，实施方式1～4的发生PWM信号的方法和现有3相调制方式或2相调制方式的发生PWM信号的方法合用时的构成方法的图(其3)。

图36是表示现有的逆变器装置的结构例的框图。

图37是表示8种基本电压向量、对应的开关模式以及电流可观测为直流母线电流的相电流的关系的图。

图38是说明8种基本电压向量的相位关系、逆变器转角和电压指令向量的关系的图。

图39是表示用于图36示出的PWM信号形成部件的第1组合中的3种基本电压向量在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。

图40是表示利用第1组合来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

图41是表示用于图36示出的PWM信号形成部件的第2组合中的3种基本电压向量在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。

图42是表示利用第2组合控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

具体实施方式

下面参照附图详细地说明本发明的3相PWM信号发生装置的最佳实施方式。

实施方式1

图1是表示具备本发明实施方式1的3相PWM信号发生装置的逆变器装置的结构的框图。在图1中，对与图36(现有例)示出的构成要素相同或同等的构成要素附以相同符号。这里，以与实施方式1有关的部分为中心进行说明。

如图1所示，在实施方式1中，在图36(现有例)示出的结构中设置逆变器控制部20来代替逆变器控制部2。在逆变器控制部20中设置PWM信号形成部件21来代替图36(现有例)示出的PWM信号形成部件14。

PWM信号形成部件21由如下部件构成：从电压指令向量运算部件13接受电压指令向量V^＊的PWM信号负载形成部件22；和PWM信号负载再分配部件23，接受PWM信号负载形成部件22的输出，将通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn输出到PWM信号发生部件15中。

这里，说明本实施方式1的PWM信号形成部件21的动作。图2是说明PWM信号形成部件21的动作的图。图2(a)是说明PWM信号负载形成部件22的动作的图。图2(b)是说明PWM信号负载再分配部件23所使用的虚拟电压向量的图。图2(c)是说明PWM信号负载再分配部件23的动作的图。

PWM信号负载形成部件22通过在夹着来自电压指令向量运算部件13的电压指令向量V^＊的2个基本电压向量的方向上分解该电压指令向量V^＊，形成各基本电压向量的发生时间比率。即，形成以该发生时间比率为向量长度的、具有60度相位差的2种基本电压向量和至少1种零向量。这与现有的3相调制方式或2相调制方式相同。参照图2(a)来具体地说明。

在图2(a)中，在以基本电压向量V1的方向为初始相位的相位平面中，沿顺时针方向、以60度的间隔配置有基本电压向量V3、V2，并且示出逆变器转角θ在60度附近、即电压指令向量V^＊在基本电压向量V1和基本电压向量V3之间时(图2(a)中示出电压指令向量V^＊在基本电压向量V3附近的情况)的发生时间比率的形成情况。如图2(a)所示，电压指令向量V^＊在基本电压向量V1和基本电压向量V3之间时，通过在基本电压向量V1和基本电压向量V3这两个方向上对电压指令向量V^＊进行向量分解，形成基本电压向量V1的发生时间比率d1和基本电压向量V3的发生时间比率d3。虽然未图示，但同时还形成对应的零向量。

如图2(a)所示，电压指令向量V^＊在基本电压向量V3的附近时，基本电压向量V3的发生时间比率d3长，而基本电压向量V1的发生时间比率d1短。因此，在现有的3相调制方式或2相调制方式中，存在难以检测出基本电压向量V1发生时的电流的问题。

对于该问题，如果在1个载波控制周期中例如利用基本电压向量V1，V2，V3及零向量V0的组合来生成PWM信号，则即使在调制率低的情况下也可以容易地进行电流检测，并且还可适用于调制率为0.5以上的范围，从而防止了效率的极度恶化。

即，如果可以使用具有60度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的组合来生成PWM信号，则电压指令向量运算部件13可以形成容易进行电流检测、调制率的制约小、且效率恶化少的高自由度的电压指令向量V^＊。

但是，对于这样的由利用具有60度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的简单组合生成的PWM信号形成的电压指令向量，通过图2(a)示出的简单2方向分解进行的向量形成难以实现规则化，从而不能简单地进行PWM信号生成。这时，必须有在3方向上分解电压指令向量的新规则。

因此，在本实施方式1中，在通过图2(a)示出的2方向分解进行向量形成后，进一步通过使用零向量将电压指令向量分解成具有60度相位差的3个基本电压向量和1个零向量，实现向量形成的规则化。进行上述动作的是PWM信号负载再分配部件23。下面具体地说明。

零向量是根本不具有长度的向量，但在发生时间允许的范围内，可认为可以虚拟地将其置换为具有相等的发生时间比率的3个具有120度相位差的电压向量之和。下面，在此将该向量长相等的、具有120度相位差的3个电压向量称为虚拟电压向量。在图2(b)中，与图2(a)所示的具有60度相位差的3个基本电压向量V1，V3，V2重叠地示出具有相等的发生时间比率d’的3个具有120度相位差的虚拟电压向量25，26，27。如图2(b)所示，虚拟电压向量25与基本电压向量V1同相，虚拟电压向量26与基本电压向量V3反相，虚拟电压向量27与基本电压向量V2同相。

PWM信号负载再分配部件23分别在具有120度相位差的基本电压向量的方向上叠加3个虚拟电压向量，并使两者的发生时间比率相加，以便包含在利用图2(a)示出的现有2调制方式或3调制方式形成的2种基本电压向量中、发生时间比率短且电流检测困难的基本电压向量的方向。在图2(a)所示的例子中，由于基本电压向量V1的发生时间比率d1短，所以如图2(c)所示，PWM信号负载再分配部件23在基本电压向量V1、基本电压向量V2和基本电压向量V4(-V3)上叠加具有相等的发生时间比率d’的3个虚拟电压向量，并使其发生时间比率相加。

结果，基本电压向量V1，V2，V3方向的发生时间比率d1’、d2’、d3’变为d1’＝d1+d’、d2’＝d’、d3’＝d3-d’。这里，相加结果不超过值1。即d1’+d2’+d3’≦1是PWM信号负载再分配部件23中的制约条件。通过这样的简单处理，可以使在图2(a)所示的现有方式中只得到短的发生时间比率的基本电压向量V1的发生时间比率增大虚拟电压向量的部分，所以电流检测变得容易。PWM信号负载再分配部件23在相加结果为值1以内的条件下，使用零向量，对具有60度相位差的3种基本电压向量和1种零向量进行电压指令向量的发生时间比率的再分配。

下面，参照图3～图14具体地说明利用如上所述的简单方法形成的3相PWM信号。图3是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号的情况下，逆变器转角在60度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子的图。图4是表示利用图3示出的3种基本电压向量和1种零向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

在图3(a)中，示出以基本电压向量V1(0，0，1)为初始相位，逆变器转角θ在60度附近时相关的基本电压向量V3(0，1，1)、基本电压向量V2(0，1，0)和零向量V0(0，0，0)。逆变器转角θ在60度附近时，如图3(b)所示，通过按照V0→V1→V3→V2→V0→V1的顺序进行切换，可形成通电时间信号Tup，Tun，Tvp，Tvn，Twp，Twn。另外，与图3(b)相反，也可按照V0→V2→V3→V1→V0→V2的顺序进行切换。

如图3(b)所示切换后的直流母线正极侧半导体开关元件5a，5c，5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)变成如图4所示。设其为模式#1。可知，PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a，5c，5e的驱动信号Wp，Vp，Up对电动机7的输出状态按图3(b)示出的切换顺序变化。

这里，如果考虑将图2(c)的例子适用于图4，则U相的正极侧开关元件的通电时间比率是d1’+d3’。V相的正极侧开关元件的通电时间比率是d2’+d3’。W相的正极侧开关元件的通电时间比率是0。即，W相的正极侧开关元件处于始终截止的动作状态。而且，各相中的负极侧开关元件5b，5d，5f的通电时间比率是从值1减去正极侧开关元件5a，5c，5e的通电时间比率后的比率。通过使这些值乘以1个载波控制周期，可以确定各开关元件在1个载波控制周期中的通电时间。

这样，利用PWM信号负载再分配部件23得到U相、V相、W相的正极侧开关元件5a、5c、5e在1个载波控制周期中的通电时间Tup、Tvp、Twp以及负极侧开关元件5b、5d、5f在1个载波控制周期中的通电时间Tun、Tvn、Twn。基于此，从PWM信号发生部件15向开关元件5a、5c、5e、5b、5d、5f发出驱动信号Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn，从而可驱动电动机7。

同样地，也可示出以基本电压向量V1为初始相位，逆变器转角θ在120度附近(基本电压向量V2的方向)时(图5、图6)、逆变器转角θ在180度附近(基本电压向量V6的方向)时(图7、图8)、逆变器转角θ在240度附近(基本电压向量V4的方向)时(图9、图10)、逆变器转角θ在300度附近(基本电压向量V5的方向)时(图11、图12)、逆变器转角θ在0度附近(基本电压向量V1的方向)时(图13、图14)PWM信号的生成状态。

图5是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号的情况下，逆变器转角θ在120度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。图6是表示利用图5所示的3种基本电压向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

在图5(a)中示出以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在120度附近时相关的基本电压向量V3(0，1，1)、基本电压向量V2(0，1，0)、基本电压向量V6(1，1，0)和零向量V7(1，1，1)。在逆变器转角θ在120度附近时，如图5(b)所示，通过按照V7→V3→V2→V6→V7→V3的顺序进行切换，可以形成通电时间信号Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn。另外，与图5(b)相反，也可按照V7→V6→V2→V3→V7→V6的顺序进行切换。

如图5(b)所示切换后的直流母线正极侧半导体开关元件5a、5c、5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)如图6所示。设其为模式#2。可知，PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a、5c、5e的驱动信号Wp、Vp、Up对电动机7的输出状态按图5(b)示出的切换顺序变化。这种情况下，V相的正极侧半导体开关元件处于始终导通的动作状态。

图7是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号的情况下，逆变器转角θ在180度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。图8是表示利用图7示出的3种基本电压向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

图7(a)中示出以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在180度附近时相关的基本电压向量V2(0，1，0)、基本电压向量V6(1，1，0)、基本电压向量V4(1，0，0)和零向量V0(0，0，0)。在逆变器转角θ在180度附近时，如图7(b)所示，通过按照V0→V2→V6→V4→V0→V2的顺序进行切换，可形成通电时间信号Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn。另外，与图7(b)相反，也可按照V0→V4→V6→V2→V0→V4的顺序进行切换。

如图7(b)所示切换后的直流母线正极侧半导体开关元件5a，5c，5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)如图8所示。设其为模式#3。可知，PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a、5c、5e的驱动信号Wp、Vp、Up对电动机7的输出状态按图7(b)示出的切换顺序变化。这种情况下，U相的正极侧半导体开关元件处于始终截止的动作状态。

图9是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号的情况下，逆变器转角θ在240度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。图10是表示利用图9示出的3种基本电压向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

图9(a)中示出以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在240度附近时相关的基本电压向量V6(1，1，0)、基本电压向量V4(1，0，0)、基本电压向量V5(1，0，1)和零向量V7(1，1，1)。在逆变器转角θ在240度附近时，如图9(b)所示，通过按照V7→V6→V4→V5→V7→V6的顺序进行切换，可形成通电时间信号Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn。另外，与图9(b)相反，也可按照V7→V5→V4→V6→V7→V5的顺序进行切换。

如图9(b)所示切换后的直流母线正极侧半导体开关元件5a，5c，5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)如图10所示。设其为模式#4。可知，PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a、5c、5e的驱动信号Wp、Vp、Up向电动机7的输出状态按图9(b)示出的切换顺序变化。这种情况下，W相的正极侧半导体开关元件处于始终导通的动作状态。

图11是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号的情况下，逆变器转角θ在300度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。图12是表示利用图11示出的3种基本电压向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

图11(a)中示出以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在300度附近时相关的基本电压向量V4(1，0，0)、基本电压向量V5(1，0，1)、基本电压向量V1(0，0，1)和零向量V0(0，0，0)。在逆变器转角θ在300度附近时，如图11(b)所示，通过按照V0→V4→V5→V1→V0→V4的顺序进行切换，可形成通电时间信号Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn。另外，与图11(b)相反，也可按照V0→V1→V5→V4→V0→V1的顺序进行切换。

如图11(b)所示切换后的直流母线正极侧半导体开关元件5a，5c，5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)如图12所示。设其为模式#5。可知，PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a、5c、5e的驱动信号Wp、Vp、Up对电动机7的输出状态按图11(b)示出的切换顺序变化。这种情况下，V相的正极侧半导体开关元件处于始终截止的动作状态。

图13是表示在使用3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号的情况下，逆变器转角θ在0度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量的切换顺序的一个例子的图。图14是表示利用图13示出的3种基本电压向量的切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的一个例子的时间图。

图13(a)中示出以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在0度附近时相关的基本电压向量V5(1，0，1)、基本电压向量V1(0，0，1)、基本电压向量V3(0，1，1)和零向量V7(1，1，1)。在逆变器转角θ在0度附近时，如图13(b)所示，通过按照V7→V5→V1→V3→V7→V5的顺序进行切换，可形成通电时间信号Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn。另外，与图13(b)相反，也可按照V7→V3→V1→V5→V7→V3的顺序进行切换。

如图13(b)所示切换后的直流母线正极侧半导体开关元件5a，5c，5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)如图14所示。设其为模式#6。可知，PWM信号发生部件15提供给半导体开关元件5a、5c、5e的驱动信号Wp、Vp、Up对电动机7的输出状态按图13(b)示出的切换顺序变化。这种情况下，U相的正极侧半导体开关元件处于始终导通的动作状态。

这里，上述说明的使用具有60度相位差的3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号的方法在逆变器转角是60度的整数倍附近、即在基本电压向量V1～V6的附近尤其有效，所以上述的模式#1～#6的切换也可在具有60度相位差的2个基本电压向量的中间附近进行。用一般公式表示如下。

即，对于以基本电压向量V1的方向为初始相位的逆变器转角，如果设位于具有60度相位差的2个基本电压向量中间的逆变器转角为切换相位角度θα，则可以使用整数n表示为θα＝30+60×n。

图15-1是归纳表示逆变器转角与模式#1～#6的关系一览表。图15-2是在相位平面上表示逆变器转角与模式#1～#6的关系的图。如图15-1、图15-2所示，以基本电压向量V1的方向为初始相位的逆变器转角θ在0度≦θ<30度的范围内为图14示出的模式#6，在30度≦θ<90度的范围内为图4示出的模式#1，在90度≦θ<150度的范围内为图6示出的模式#2，在150度≦θ<210度的范围内为图8示出的模式#3，在210度≦θ<270度的范围内为图10示出的模式#4，在270度≦θ<310度的范围内为图12示出的模式#5，在330度≦θ<360度的范围内为图14示出的模式#6。另外，在图15-1中，将各模式的范围表示成“A度以上、不到B度”，但范围端点的包含方法是可在任意一侧。

这样，根据实施方式1，在不附加特别装置的情况下，利用使用具有60度相位差的3种基本电压向量和1种零向量这样的简单方法，可生成调制率的自由度高、且防止了效率极度恶化的PWM信号。

以上说明了利用具有60度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的组合生成PWM信号的情况，但对于零向量，即使使用2种，也可用同样的思路来生成PWM信号。将其作为实施方式2来具体地说明。

实施方式2

在具备本发明实施方式2的3相PWM信号发生装置的逆变器装置中，该3相PWM信号发生装置中的PWM信号形成部件对应于图1(实施方式1)所示结构中的PWM信号形成部件21。首先，对于PWM信号负载形成部件22的动作，虽然重复，但参照图1和图2(a)简单地说明。

PWM信号负载形成部件22如实施方式1说明的那样，通过在夹着来自电压指令向量运算部件13的电压指令向量V^＊的2个基本电压向量的方向上分解该电压指令向量V^＊，形成各基本电压向量的发生时间比率。即，形成以该发生时间比率为向量长的、具有60度相位差的2种基本电压向量和至少1种零向量。

就图2(a)所示的例子而言，在以基本电压向量V1的方向为初始相位的相位平面中，逆变器转角θ在60度附近时、即电压指令向量V^＊在基本电压向量V1和基本电压向量V3之间时(图2(a)中示出电压指令向量V^＊在基本电压向量V3附近的情况)，通过将电压指令向量V^＊在基本电压向量V1和基本电压向量V3这2个方向上进行向量分解，形成基本电压向量V1的发生时间比率d1、基本电压向量V3的发生时间比率d3和虽然无法图示但相对应的零向量的发生时间比率dzero。以dzero＝1-d1-d3的关系形成该零向量的发生时间比率dzero。

如实施方式1所说明的那样，在图2(a)示出的现有的3相调制方式或2相调制方式中，存在难以检测基本电压向量V1发生时的电流的问题。而且，在解决该问题的实施方式1中，由于存在3相半导体开关元件(5a、5b)(5c、5d)(5e、5f)中只有1组不进行开关的状态(参照图3、图6、图8、图10、图12、图14)，所以不能保持3相的开关平衡，在振动或噪声方面存在问题。

因此，在本实施方式2中，为了解决上述两个问题，在1个载波控制周期中，例如利用基本电压向量V1、V2、V3以及零向量V0、V7的组合来生成PWM信号。由此，电压指令向量运算部件13可以生成容易进行电流检测、调制率的制约小、效率恶化少、且具有降低振动、噪音效果的自由度高的电压指令向量V^＊。

在利用这样的3种基本电压向量和2种零向量的组合生成PWM信号时，也可利用在通过图2(a)示出的2方向分解进行的向量形成后，进一步执行利用零向量的向量再分配的方法。即，本实施方式2的PWM信号负载再分配部件23以与实施方式1中说明的思路同样的思路，对电压指令向量V^＊进行向3种基本电压向量和2种零向量再分配发生时间比率的动作。下面，使用图2(a)示出的3种基本电压向量V1、V2、V3来具体地说明。

即，如果设3种基本电压向量V1、V2、V3的发生时间比率为d1’、d2’、d3’，则再分配后的2种零向量的合计发生时间比率dzero’可表示为

dzero’＝1-d1’-d2’-d3’    …(3)

而且，如果设K为0～1范围内的任意值，则合计发生时间比率dzero’和一个零向量V0的发生时间比率d0’以及另一个零向量V7的发生时间比率d7’的关系可表示为

d0’＝k·dzero’             …(4)

d7’＝(1-k)·dzero’         …(5)

根据式(4)、(5)，关于2种零向量各自的发生时间比率，可按任意比率对合计发生时间比率dzero’进行2分割，使一个分割发生时间比率为零向量V0的发生时间比率d0’，另一个分割发生时间比率为零向量V7的发生时间比率d7’。这样，通过向2种零向量各自的发生时间比率分配合计发生时间比率dzero’，也可满足式(3)。

这样，消除了3相半导体开关元件(5a、5b)(5c、5d)(5e、5f)中只有1组不进行开关的状态(参照图17、图19、图21、图23、图25、图27)。结果，由于保持了3相的开关平衡，所以可以降低振动、噪声。另外，如果使进行2分割的零向量的比率时刻变化，则与不变化的情况相比，可进一步分散载波频率附近的峰值声音，得到听觉上降低噪声的效果。

下面，参照图16～图27具体地说明利用本实施方式2的方法形成的3相PWM信号。图16是表示在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量发生PWM信号的情况下，逆变器转角在60度附近时在相位平面上的关系以及3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子的图。图17是表示利用图16(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的时间图。

在图16(1)中示出以基本电压向量V1(0，0，1)为初始相位，逆变器转角θ在60度附近时相关的基本电压向量V3(0，1，1)、基本电压向量V2(0，1，0)和零向量V0(0，0，0)、V7(1，1，1)。逆变器转角θ在60度附近时的切换顺序如图16(2)所示，例如通过采用(a)V7→V3→V1→V0→V2、(b)V7→V3→V1→V0→V2→V3、(c)V7→V3→V2→V0→V1、(d)V7→V3→V2→V0→V1→V3中的任意一种，可形成通电时间信号Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn。设其为模式21。

图17(a)(b)(c)(d)表示在图16示出的切换顺序(a)(b)(c)(d)中，直流母线正极侧半导体开关元件5a、5c、5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)。如图17所示，可以在不存在1组都不进行开关的状态的情况下对3相半导体开关元件(5a，5b)(5c，5d)(5e，5f)进行导通·截止驱动。

另外，(a)～(d)示出的切换顺序也可以反过来。具体地就切换顺序(a)的例子而言，也可以是V2→V0→V1→V3→V7。并且，切换顺序也可以是在每个载波周期中使切换方向逆转。即，就切换顺序(a)的例子而言，在某个载波周期中为V7→V3→V1→V0→V2，在下一个载波控制周期中可以为V2→V0→V1→V3→V7。这在下面示出的图18(2)、图20(2)、图22(2)、图24(2)、图26(2)中也同样。

这里，如果考虑将图2(c)的例子适用于图17(a)，则U相的正极侧开关元件的通电时间比率是d1’+d3’+d7’。V相的正极侧开关元件的通电时间比率是d2’+d3’+d7’。W相的正极侧开关元件的通电时间比率是d7’。而且，各相中的负极侧开关元件的通电时间比率为从值1减去正极侧开关元件的通电时间比率后的比率。通过使这些值乘以1个载波控制周期，可确定各开关元件在1个载波控制周期中的通电时间。在实际的PWM信号输出时，考虑开关元件的短路防止时间来发生PWM信号。

这样，利用图1示出的PWM信号负载再分配部件23，得到U相、V相、W相的正极侧开关元件在1个载波控制周期中的通电时间Tup、Tvp、Twp以及负极侧开关元件在1个载波控制周期中的通电时间Tun、Tvn、Twn。基于此，从图1示出的PWM信号发生部件15向开关元件5a、5c、5e、5b、5d、5f发出驱动信号Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn，从而可驱动电动机7。

同样地，可以示出以基本电压向量V1为初始相位，逆变器转角θ在120度附近(基本电压向量V2的方向)时(图18、图19)、逆变器转角θ在180度附近(基本电压向量V6的方向)时(图20、图21)、逆变器转角θ在240度附近(基本电压向量V4的方向)时(图22、图23)、逆变器转角θ在300度附近(基本电压向量V5的方向)时(图24、图25)、逆变器转角θ在0度附近(基本电压向量V1的方向)时(图26、图27)的PWM信号的生成状态。就驱动信号的形成而言，由于利用与上述的模式#21相同的想法来进行，所以省略说明，仅示出概要情况。

在图18(1)中示出在利用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在120度附近时在相位平面上相关的基本电压向量V3(0，1，1)、基本电压向量V2(0，1，0)、基本电压向量V6(1，1，0)和零向量V0(0，0，0)、V7(1，1，1)。在图18(2)中，作为3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子，示出(a)V7→V3→V0→V2→V6、(b)V7→V3→V2→V0→V2→V6、(c)V7→V6→V0→V2→V3、(d)V7→V6→V2→V0→V2→V3这4种。图19中示出利用图18(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)。设其为模式#22。

在图20(1)中示出在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在180度附近时在相位平面上相关的基本电压向量V2(0，1，0)、基本电压向量V6(1，1，0)、基本电压向量V4(1，0，0)和零向量V0(0，0，0)、V7(1，1，1)。在图20(2)中，作为3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子，示出(a)V7→V6→V2→V0→V4、(b)V7→V6→V2→V0→V4→V6、(c)V7→V6→V4→V0→V2、(d)V7→V6→V4→V0→V2→V6这4种。图21中示出利用图20(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)。设其为模式#23。

在图22(1)中示出在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在240度附近时在相位平面上相关的基本电压向量V6(1，1，0)、基本电压向量V4(1，0，0)、基本电压向量V5(1，0，1)和零向量V0(0，0，0)、V7(1，1，1)。在图22(2)中，作为3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子，示出(a)V7→V6→V0→V4→V5、(b)V7→V6→V4→V0→V4→V5、(c)V7→V5→V0→V4→V6、(d)V7→V5→V4→V0→V4→V6这4种。图23中示出利用图22(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)。设其为模式#24。

在图24(1)中示出在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在300度附近时在相位平面上相关的基本电压向量V4(1，0，0)、基本电压向量V5(1，0，1)、基本电压向量V1(0，0，1)和零向量V0(0，0，0)、V7(1，1，1)。在图24(2)中，作为3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子，示出(a)V7→V5→V4→V0→V1、(b)V7→V5→V4→V0→V1→V5、(c)V7→V5→V1→V0→V4、(d)V7→V5→V1→V0→V4→V5这4种。图25中示出利用图24(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)。设其为模式#25。

在图26(1)中示出在使用本发明实施方式2的3种基本电压向量和2种零向量来发生PWM信号时，以基本电压向量V1为初始相位的逆变器转角θ在0度附近时在相位平面上相关的基本电压向量V5(1，0，1)、基本电压向量V1(0，0，1)、基本电压向量V3(0，1，1)和零向量V0(0，0，0)、V7(1，1，1)。在图26(2)中，作为3种基本电压向量和2种零向量的切换顺序的一个例子，示出(a)V7→V5→V0→V1→V3、(b)V7→V5→V1→V0→V1→V3、(c)V7→V3→V0→V1→V5、(d)V7→V3→V1→V0→V1→V5这4种。图27中示出利用图26(2)示出的3种基本电压向量和2种零向量的4种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)。设其为模式#26。

如上所述，在PWM信号生成中使用3种基本电压向量和2种零向量的情况下，逆变器转角θ在60度的整数倍附近(基本电压向量附近)时尤其有效，所以各模式的切换与实施方式1相同，可在具有60度相位差的2个基本电压向量的中间附近进行。

另外，如实施方式1说明的那样，例如通过将切换相位角度θα定义为θα＝30+60×n(n：整数)，并如图15-1、图15-2那样确定与模式#21～模式#26这6种模式相对应的逆变器转角范围，可以使用3种基本电压向量和2种零向量来生成调制率的自由度高、防止了效率的极度恶化、且具有降低噪声效果的PWM信号。

而且，除了这样的效果，在希望进一步提高PWM信号生成的自由度时，可通过设切换相位角度θα＝30×n(n：整数)，并且每隔30度区间切换图16(2)、图18(2)、图20(2)、图22(2)、图24(2)、图26(2)示出的切换顺序(开关模式)来实现。

具体地说明。在30度～60度的区间中使用图16(2)示出的(c)或(d)的开关模式，在60度～90度的区间中使用图16(2)示出的(a)或(b)的开关模式。同样地，在90度～120度的区间中使用图18(2)示出的(a)或(b)的开关模式，在120度～150度的区间中使用图18(2)示出的(c)或(d)的开关模式。在150度～180度的区间中使用图20(2)示出的(c)或(d)的开关模式，在180度～210度的区间中使用图20(2)示出的(a)或(b)的开关模式。在210度～240度的区间中使用图22(2)示出的(a)或(b)的开关模式，在240度～270度的区间中使用图22(2)示出的(c)或(d)的开关模式。在270度～300度的区间中使用图24(2)示出的(c)或(d)的开关模式，在300度～330度的区间中使用图24(2)示出的(a)或(b)的开关模式，在330度～360度的区间中使用图26(2)示出的(a)或(b)的开关模式，在0度～30度的区间中使用图26(2)示出的(c)或(d)的开关模式等。

这样，根据实施方式2，在不附加特别装置的情况下，利用使用具有60度相位差的3种基本电压向量和2种零向量的简单方法，就可与实施方式1相同，生成调制率的自由度高、且防止了效率的极度恶化的PWM信号。除此之外，与实施方式1相比，还可生成同时具有降低噪声效果的PWM信号。

另外，使用1种零向量的实施方式1的PWM信号生成方式、和使用2种零向量的实施方式2的PWM信号生成方法必要时可切换使用。这可以通过例如在逆变器转角的每个任意区间进行选择、或在PWM信号生成时的任意定时进行变更来实现。

实施方式3

图28是说明在具备本发明实施方式3的3相PWM信号发生装置的逆变器装置中、该3相PWM信号发生装置中的PWM信号形成部件的动作。在本实施方式3中示出利用与实施方式1、2相同的方法生成PWM信号、但确保电动机在低速侧的运转范围的情况下的结构例。这里，为了容易理解，说明用实施方式1的方法生成PWM信号的情况。

即，在本实施方式3中，在图1(实施方式1)示出的结构中的PWM信号形成部件21中，PWM信号负载形成部件22执行与实施方式1相同的动作，但PWM信号负载再分配部件23执行与实施方式1不同的动作。下面，参照图1来说明。

为了确保电动机7在低速侧的运转范围，必需进一步降低调制率，即进一步缩短电压指令向量V^＊的长度|V^＊|。为了可以进行这样的控制，必须确保进行电流检测的基本电压向量的发生时间比率。本来，基本电压向量的发生时间比率具有依赖于母线电压Vdc的大小或逆变器主电路1等硬件侧的制约的最小值。

因此，在本实施方式3中，由于3相电流的总和为0，所以如果利用该事实，则只要获得至少2相的电流信息，电动机7的控制就可建立，通过着眼于这一点，可确保电动机7在低速侧的运转范围。具体地说，如果使分配给具有60度相位差的3种基本电压向量中、中间的电压向量的发生时间比率为最小值等规定值，则可利用位于两侧的、具有120度相位差的2个基本电压向量来确保可进行电流检测的发生时间比率，所以即使在这样的特殊范围内，也可连续进行电动机7的控制。另外，在采用最小值作为规定值时，由于PWM的发生保持时间的下限由半导体开关元件或进行运算的CPU来决定，所以考虑到硬件的限制来决定发生时间比率的最小值。

参照图28来具体地说明。图28(a)示出与图2(a)相同的内容，是说明PWM信号负载形成部件22的动作的图。图28(b)对应于图2(b)，是说明本实施方式3的PWM信号负载再分配部件23所使用的虚拟电压向量的图。图28(c)对应于图2(c)，是说明本实施方式3的PWM信号负载再分配部件23的动作的图。

图28(a)中示出在以基本电压向量V1的方向为初始相位的相位平面中，沿顺时针方向以60度的间隔配置基本电压向量V3、V2，逆变器转角θ在60度附近时、即电压指令向量V^＊在基本电压向量V3附近时的发生时间比率的形成情况。如图28(a)所示，电压指令向量V^＊在基本电压向量V1和基本电压向量V3之间时，通过在基本电压向量V1和基本电压向量V3这2个方向上对电压指令向量V^＊进行向量分解，形成基本电压向量V1的发生时间比率d1和基本电压向量V3的发生时间比率d3。

图28(b)与图28(a)示出的3个基本电压向量V1、V3、V2重叠地示出具有相等的发生时间比率d’的3个具有120度相位差的虚拟电压向量30、31、32。如图28(b)所示，虚拟电压向量30与基本电压向量V1同相，虚拟电压向量31与基本电压向量V3反相，虚拟电压向量32与基本电压向量V2同相。

本实施方式3的PWM信号负载再分配部件23分别在具有120度相位差的基本电压向量的方向上重叠3个虚拟电压向量，并使其发生时间比率相加，以便包含发生时间比率短、电流检测困难的基本电压向量的方向，但中央的基本电压向量的发生时间比率给出上述最小值dmin。在图28(a)示出的例子中，由于基本电压向量V1、V2是两侧的2个基本电压向量，基本电压向量V3是中央的基本电压向量，所以如图28(c)所示，在具有相等的发生时间比率d’的3个虚拟电压向量中，在基本电压向量V1及基本电压向量V2和与其对应的虚拟电压向量之间，使其发生时间比率相加，但中央的基本电压向量V3的发生时间比率给出最小值dmin。

这里，最小值dmin与图28(a)中求出的基本电压向量V3的发生时间比率d3的关系为dmin＝d3-d’。因此，虚拟电压向量的发生时间比率d’、即虚拟电压向量的长度可以设定为d’＝d3-dmin，以满足该式。另外，基本电压向量V1、V2方向的发生时间比率d1’、d2’如图2(c)中说明的那样，为d1’＝d1+d’、d2’＝d’。

但是，再分配时提供给中间的基本电压向量的发生时间比率不必一定是最小值，也可根据所使用的电动机7的种类或负荷侧的条件来设定成规定值。另外，作为该中间的基本电压向量的发生时间比率而给出的规定值也可根据需要利用运转频率等使其可变。

下面，将本实施方式3的发生时间比率与现有方式进行比较说明，并示出存在优势差。图29-1是表示利用现有的3相调制方式或2相调制方式得到的、调制率为0.3时的2种基本电压向量和零向量的发生时间比率的图。图29-2是表示利用实施方式3得到的、调制率为0.3时的3种基本电压向量和零向量的发生时间比率的图。在图29-2中，设最小值dmin为4％。另外，在图29-1和图29-2中，按在逆变器旋转方向上出现的基本电压向量的顺序，设为基本电压向量1、基本电压向量2、基本电压向量3。

如同从图29-1和图29-2的比较可理解的那样，可知实施方式3的PWM信号发生方法可与逆变器转角无关地确保两侧的2种基本电压向量的发生时间比率的情况。在图29-1示出的现有方法中，调制率越低，电动机7的控制性越恶化，所以从该图还可看出实施方式3示出的方法是有效的。

以上是实施方式1的方法、即使用1种零向量的情况，但在实施方式2的方法、即使用2种零向量的情况下，由于零向量的合计发生时间比率是相同的，所以不影响运转性能，可生成振动、噪声的降低效果更高的PWM波形。

另外，即使在使用2种零向量的情况下，为了确保电动机7在低速侧的运转范围，在希望即使进一步降低调制率也可进行控制时，即希望即使进一步缩短电压指令向量V^＊的向量长|V^＊|也可进行控制时，如上所述，对于具有60度相位差的3种基本电压向量中、中间的向量，只要设发生时间比率为规定值(最小值dmin)即可。这样，由于可利用存在于电压指令向量V^＊两侧的、具有120度相位差的2个基本电压向量来确保可进行电流检测的发生时间比率，所以可连续进行电动机7的控制。另外，对于再分配时中间的向量的发生时间比率，不必一定取最小值dmin，可以根据所使用的电动机7的种类或负荷侧的条件将其设定成规定值。另外，也可以根据需要利用运转频率等使最小值dmin可变。

这样，根据实施方式3，使具有60度相位差的3种基本电压向量中、中间的基本电压向量的长度为规定值，并且可与逆变器转角无关地确保两侧的2种基本电压向量的发生时间比率，所以可扩大电动机在低速侧的运转范围。

实施方式4

图30是说明在具备本发明实施方式4的3相PWM信号发生装置的逆变器装置中，该3相PWM信号发生装置中的PWM信号形成部件的动作的图。在本实施方式4中，说明的是处理在低速侧的运转要求范围比实施方式3还严格的情况，清楚地说是处理调制率比实施方式3中处理的情况还低、并且将电压指令向量分解成了2方向的向量时，该2方向的向量的发生时间比率都短的的情况的结构例。

即，在本实施方式4中，在图1(实施方式1)示出的结构中的PWM信号形成部件21中，PWM信号负载形成部件22执行与实施方式1相同的动作，但PWM信号负载再分配部件23执行与实施方式3不同的动作。下面，参照图30来说明。

图30(a)表示与图2(a)和图16(a)相同的内容，是说明PWM信号负载形成部件22的动作的图。图30(b)对应于图2(b)和图16(b)，是说明本实施方式4的PWM信号负载再分配部件23所使用的虚拟电压向量的图。图30(c)对应于图2(c)和图16(c)，是说明本实施方式4的PWM信号负载再分配部件23的动作的图。

在图30(a)中，在以基本电压向量V1的方向为初始相位的相位平面中，按顺时针方向以60度的间隔配置基本电压向量V3、V2，并且示出逆变器转角θ在相位平面上的30～60度区域中，存在于基本电压向量V1、V3之间的电压指令向量V^＊的大小短时的发生时间比率的形成情况。这时，与图2(a)和图16(a)相同，通过在基本电压向量V1和基本电压向量V3这2个方向上对电压指令向量V^＊进行向量分解，形成基本电压向量V1的发生时间比率d1和基本电压向量V3的发生时间比率d3。

但是，在图30(a)示出的例子中，由于基本电压向量V1的发生时间比率d1和基本电感向量V3的发生时间比率d3都低，所以难以进行基本电压向量V1、V3发生时的电流检测。因此，与实施方式3相同，利用PWM信号负载再分配部件23实施虚拟电压向量的相加处理(图30(b)(c))。

在图30(b)中，与图30(a)示出的具有60度相位差的3个基本电压向量V1、V3、V2重叠地示出具有相等的发生时间比率d’的3个具有120度相位差的虚拟电压向量35、36、37。如图30(b)所示，虚拟电压向量35与基本电压向量V1同相，虚拟电压向量36与基本电压向量V3反相，虚拟电压向量37与基本电压向量V2同相。

在实施方式3(图16(c))中，基本电压向量V1、V2、V3的发生时间比率d1’、d2’、d3’变为d1’＝d1+d’、d2’＝d’、d3’＝d3-d’，表示发生时间比率d3’为正极性的情况。而在本实施方式4中，在具有120度相位差的基本电压向量V1、V2、V4(-V3)的方向上重叠具有相等的发生时间比率d’的3个虚拟电压向量，并使其发生时间比率相加，以使发生时间比率d3为负极性。结果得到的发生时间比率如图30(c)所示，变为d1’、d2’、d4’。这时的发生时间比率d1’、d2’、d4’为d1’＝d1+d’、d2’＝d’、d4’＝d’-d3。

这时的制约条件是相加结果不超过值1，即d1’+d2’+d4’≦1是PWM信号负载再分配部件23中的制约条件。在该范围内可进行向量再分配。即，在本实施方式4的控制方式中，与实施方式3不同，对电压指令向量V^＊执行向具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量再分配发生时间比率的操作。

但是，由于调制率是输出电压相对母线电压的比例，所以如果在更低速运转下，负荷进一步减轻，则母线电压变高，调制率变低。因此，在使虚拟向量的大小d’与实施方式3相同时，通过与虚拟向量的相加处理得到的发生时间比率d3’、d4’的极性对应于调制率的高低程度来决定，所以通过监视发生时间比率d3’、d4’的极性，来决定使用基本电压向量V3和基本电压向量V4中的哪一个。即，监视的结果，如果为正值的发生时间比率是d3’，则使用基本电压向量V3，采用实施方式3的控制方式，如果为正值的发生时间比率是d4’，则使用基本电压向量V4，采用本实施方式的控制方式。

换言之，通过管理虚拟向量的大小d’，可进行如下切换：在低速的运转要求范围不严格时，即使调制率低的程度为“大”时，也采用实施方式3的控制方式，在低速的运转要求范围严格时，即使调制率低的程度为“小”时，也采用实施方式4的控制方式。

具体而言，当低速的运转要求范围不严格时，管理虚拟电压向量的大小d’，以使发生时间比率d3’为正极性、或发生时间比率d4’为负极性，即在基本电压向量V4的方向上不产生基本电压向量。另一方面，在低速的运转要求范围严格时，如图30(c)所示，管理虚拟电压向量的大小d’，以使在基本电压向量V4的方向上产生基本电压向量。

下面，参照图31～图34具体地说明本发明实施方式4的、在调制率极低时形成的3相PWM信号。图31是表示在使用具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号时，逆变器转角在60度附近时在相位平面上的关系以及具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子(模式#31)的图。图32是表示利用图31(b)示出的具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的2种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的时间图。图33是表示在使用具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量发生PWM信号时，逆变器转角在120度附近时在相位平面上的关系以及具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的切换顺序的一个例子(模式#32)图。图34是表示利用图33(b)示出的具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的2种切换来控制的直流母线正极侧半导体开关元件的逻辑状态(开关模式)的时间图。

在图31(1)中示出以基本电压向量V1为初始相位，逆变器转角θ在60度附近(基本电压向量V6的方向)时相关的基本电压向量V1(0，0，1)、基本电压向量V2(0，1，0)、基本电压向量V4(1，0，0)和零向量V0(0，0，0)。在图31(2)中示出例如(a)V0→V1→V0→V2→V0→V4、(b)V0→V1→V0→V4→V0→V2这2种作为此时的切换顺序(模式#31)。另外，图31(2)示出的切换顺序(a)(b)也可反向。具体地以切换顺序(a)的例子而言，也可为V4→V0→V2→V0→V1→V0。图32(a)(b)示出在图31(2)示出的切换顺序(a)(b)中，直流母线正极侧半导体开关元件5a、5c、5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)。

这里示出的模式#31既适用于逆变器转角θ在100度附近(基本电压向量V2的方向)时，也适用于逆变器转角θ在300度附近(基本电压向量V5的方向)时。

这里，如果将图30(c)的例子适用于图32(a)(b)来考虑，则U相的正极侧开关元件的通电时间比率是d1’。另外，V相的正极侧开关元件的通电时间比率是d2’。W相的正极侧开关元件的通电时间比率是d4’。而且，各相中的负极侧开关元件的通电时间比率为从值1减去正极侧开关元件的通电时间比率后的值。通过使这些值乘以1个载波控制周期，来决定各开关元件在1个载波控制周期中的通电时间。在实际的PWM信号输出时，考虑开关元件的短路防止时间来发生PWM信号。

这样，利用图1示出的PWM信号负载再分配部件23得到U相、V相、W相的正极侧开关元件在1个载波周期中的通电时间Tup、Tvp、Twp和负极侧开关元件在1个载波控制周期中的通电时间Tun、Tvn、Twn。基于此，从图1示出的PWM信号发生部件15向开关元件5a、5c、5e、5b、5d、5f发出驱动信号Up、Vp、Wp、Un、Vn、Wn，从而可驱动电动机7。

然后，在图33(1)中示出以基本电压向量V1为初始相位，逆变器转角θ在120度附近(基本电压向量V2的方向)时相关的基本电压向量V3(0，1，1)、基本电压向量V6(1，1，0)、基本电压向量V5(1，0，1)和零向量V7(1，1，1)。在图33(2)中，示出例如(a)V7→V3→V7→V6→V7→V5、(b)V7→V3→V7→V5→V7→V6这2种，作为此时的切换顺序(模式#32)。另外，图33(2)示出的切换顺序(a)(b)也可反相。具体地以切换顺序(a)的例子而言，也可为V5→V7→V6→V7→V3→V7。图34(a)(b)示出在图33(2)示出的切换顺序(a)(b)中，直流母线正极侧半导体开关元件5a、5c、5e在1个载波控制周期中的逻辑状态(开关模式)。

与图30(c)的对应关系可与上述同样地说明，所以不再述，但这里示出的模式#32既适用于逆变器转角θ在240度附近(基本电压向量V4的方向)时、也适用于逆变器转角θ在0度附近(基本电压向量V1的方向)时。而且，可以利用实施方式1中说明的相同思路，使用切换相位角θα、与反向器转角θ相对应地切换PWM信号的发生方法。

这样，根据实施方式4，由于在电压指令向量比实施方式3中处理的情况还小时，使用具有120相位差的3种基本电压向量和1种零向量来发生PWM信号，所以即使调制率极低时也可以可靠地进行电流检测。

而且，可以根据低速侧的运转要求范围是否严格来切换适用实施方式3的控制方式和本实施方式4的控制方式，所以可以得到使用更方便的、优良的3相电压型逆变器装置。

在本实施方式4中，叙述了使用具有120度相位差的3种基本电压向量和1种零向量的情况，但这里也与实施方式2～3相同，也可以用同样的思路，使用2种零向量来形成PWM信号。关于将零向量分配成2个的方法，由于在实施方式2～3中已说明，所以这里省略说明。

实施方式5

图35-1～图35-3是说明作为本发明的实施方式5，合用基于上述说明的实施方式1～4的发生PWM信号的方法和基于现有的3相调制方式或2相调制方式的发生PWM信号的方法时的构成方法的图。由于图1示出的PWM信号形成部件21是向相当于图36示出的PWM信号形成部件14的PWM负载形成部件22追加PWM信号负载再分配部件23的结构，所以这种合用是可能的。

如图35-1所示，在电动机的运转频率和负荷转矩的关系特性中，例如可采用如下结构：将切换点41设定在移动到高速运转之前，在低速下由图1示出的PWM信号形成部件21发生基于实施方式1或实施方式2的PWM信号，在高速下由图36示出的PWM信号形成部件14发生基于现有的3相调制方式或2相调制方式的PWM信号。在按实际的运转频率进行切换时，通过使切换频率具有磁滞特性，可以防止摆动等坏影响。另外，运转频率可以是实际的运转频率，也可以是运转频率指令。根据该结构，可实现效率最优化，减轻在高速运转区域中的CPU等的处理负荷。

如图35-2所示，在电动机的运转频率和负荷转矩的关系特性中，例如可采用如下结构：将切换点42设定在加在电动机上的负荷转矩表示高负荷的规定值、或流到电动机的电流表示高电流的规定值，并在观测到轻负荷或低电流时，由图1示出的PWM信号形成部件21发生基于实施方式1或实施方式2的PWM信号，在观测到高负荷或高电流时，由图36示出的PWM信号形成部件14发生基于现有的3相调制方式或2相调制方式的PWM信号。这时，通过使阈值具有磁滞特性，可防止摆动等坏影响。根据本结构，可实现效率最优化、减轻高速运转区域中的CPU等的处理负荷。

在图35-3中示出根据逆变器转角来切换PWM信号的发生方法的例子。例如可采用在各个范围内设定切换点的结构，以使在相位平面上，在逆变器转角为15度～45度、75度～105度、135度～165度、195度～225度、255度～285度、315度～345度的各范围中，由图36示出的PWM信号形成部件14发生基于现有的3相调制方式或2相调制方式的PWM信号，在除此之外的0度～15度、45度～75度、105度～135度、165度～195度、225度～255度、285度～315度、345度～360度的各范围中，由图1示出的PWM信号形成部件21以实施方式1～4的方式发生PWM信号。这样，在电压指令向量通过各基本电压向量方向附近时、和通过除此之外的区域时，通过分开使用2种PWM信号发生方法，可以尤其实现在低速运转区域的效率最优化。

另外，图35-3示出的切换点可根据逆变器转角设为固定值，但也可以是根据逆变器开关元件的短路防止时间、由硬件决定的噪声发生量、由CPU决定的AD值检测时间、电动机运转时的调制率等确定的任意值。另外，可根据运转频率、负荷转矩的大小、调制率、电气角等来切换各调制方式。另外，必要时可以通过组合使用多个PWM信号生成法，实现效率的最优化，从而得到更高的振动、噪声降低效果。

如上述说明，根据实施方式1-5，由于使用3种实有向量和1种或2种零向量来发生3相PWM信号，所以即使在调制率低的区域、或例如以基本电压向量V1的方向为初始相位时逆变器转角为60度或30度的整数倍附近时，也可高精度地进行直流母线电流的检测。尤其是在轻负荷运转时或低速运转时也可提高控制性。

另外，也可以减小效率的恶化。另外，也可减轻对噪声或振动的影响。而且，即使在调制率高的范围内也可使用。除此之外，由于以现有的3种调制方式或2种调制方式为基础形成PWM信号，所以对软件负荷的影响少，即使在必须切换成3相调制方式或2相调制方式时也容易进行。另外，也可提高涉及起动的可靠性。可适用于3相感应电动机或同步电动机。

尤其是，使用3种实有向量和2种零向量发生3相PWM信号的情况与使用3种实有向量和1种零向量的情况相比，容易得到在载波频率附近的降噪效果。

产业上的可利用性

如上所述，本发明的3相PWM信号发生装置可用于扩大3相电压型逆变器装置的适用范围。

Claims (20)

1、一种3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，其特征在于，具备：

生成部件，根据电压指令向量并利用相邻的2个的相位差为60度的3种基本电压向量和1种零向量的组合，生成用于规定所述半导体开关元件的开关模式的3相PWM信号，

所述生成部件具备：

形成部件，根据所述电压指令向量来分配提供给夹着所述电压指令向量并具有60度相位差的2种所述基本电压向量的发生时间比率，从而形成具有60度相位差的2种所述基本电压向量；和

分配部件，对于所述电压指令向量，将长度相等且各具有120度相位差的3种向量作为虚拟电压向量来虚拟零向量，并且形成所述虚拟电压向量，使得3个所述虚拟电压向量中的2个所述虚拟电压向量与所述基本电压向量中的具有120度相位差的2个所述基本电压向量为相同方向，求出这样形成的所述3个虚拟电压向量与所分配的2种所述基本电压向量的和，

根据由所述分配部件求出的向量的所述和的所述基本电压向量分量，利用3种所述基本电压向量和所述1种零向量的组合，生成所述3相PWM信号。

2、根据权利要求1所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于：

所述分配部件提供并形成规定值来作为所分配的所述三个基本电压向量的中间的基本电压向量的发生时间比率。

3、根据权利要求1所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用由所述分配部件形成的、具有60度相位差的3种基本电压向量以及1种零向量来发生3相PWM信号的情况。

4、根据权利要求2所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用由所述分配部件形成的、具有60度相位差的3种基本电压向量以及1种零向量来发生3相PWM信号的情况。

5、根据权利要求1所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于：

所述形成部件将所述电压指令向量的发生时间比率分配给具有60度相位差的所述2种基本电压向量，

所述分配部件根据仅分配给相邻的所述2个基本电压向量的所述发生时间比率以及至少1种零向量来发生所述3相PWM信号。

6、根据权利要求5所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用所述3种基本电压向量以及至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况。

7、根据权利要求1所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于：

所述分配部件在对低速侧的运转要求范围不严格的情况下用具有60度相位差的2种所述基本电压向量和至少1种零向量来形成所述电压指令向量，

在对低速侧的运转要求范围严格的情况下用具有120度相位差的所述3种基本电压向量和至少1种零向量来形成所述电压指令向量。

8、根据权利要求7所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况；和切换地使用由所述分配部件形成的所述具有120度相位差的3种基本电压向量以及至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况。

9、一种3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，其特征在于，具备：

生成部件，根据电压指令向量并利用相邻的2个的相位差为60度的3种基本电压向量和2种零向量的组合，生成用于规定所述半导体开关元件的开关模式的3相PWM信号，

所述生成部件具备：

形成部件，根据所述电压指令向量来分配提供给夹着所述电压指令向量且具有60度相位差的2种所述基本电压向量的发生时间比率，从而形成具有60度相位差的2种所述基本电压向量；和

分配部件，对于所述电压指令向量，将长度相等且各具有120度相位差的3种向量作为虚拟电压向量来虚拟零向量，并且形成所述虚拟电压向量，使得3个所述虚拟电压向量中的2个所述虚拟电压向量与所述基本电压向量中的具有120度相位差的2个所述基本电压向量为相同方向，求出这样形成的所述3个虚拟电压向量与所分配的2种所述基本电压向量的和，

根据由所述分配部件求出的向量的所述和的所述基本电压向量分量，利用3种所述基本电压向量和所述2种零向量的组合，生成所述3相PWM信号。

10、根据权利要求9所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于：

所述分配部件根据所分配的所述发生时间比率，向所述3个基本电压向量以及所述2个零向量分配，并且一边按规定的比例变更一边形成提供给所述2个零向量的发生时间比率。

11、根据权利要求9所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于：

所述分配部件提供并形成规定值来作为所述3个基本电压向量的中间的基本电压向量的发生时间比率。

12、根据权利要求11所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于：

所述分配部件一边按规定的比例变更一边形成提供给所述2个零向量的发生时间比率。

13、根据权利要求9所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少2种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用所述3种基本电压向量以及所述2种零向量来发生3相PWM信号的情况。

14、根据权利要求10所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少2种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用所述3种基本电压向量以及所述2种零向量来发生3相PWM信号的情况。

15、根据权利要求11所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少2种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用所述3种基本电压向量以及所述2种零向量来发生3相PWM信号的情况。

16、根据权利要求12所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及至少2种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用所述3种基本电压向量以及所述2种零向量来发生3相PWM信号的情况。

17、一种3相PWM信号发生装置，用于使用半导体开关元件的3相电压型逆变器装置中，其特征在于，具备：

生成部件，根据电压指令向量并利用相邻的2个的相位差为60度的3种基本电压向量与2种零向量的组合，生成用于规定所述半导体开关元件的开关模式的3相PWM信号，

所述生成部件具备：

形成部件，根据所述电压指令向量来分配提供给夹着电压指令向量并具有60度相位差的2种所述基本电压向量的发生时间比率，从而形成具有60度相位差的2种所述基本电压向量；和

分配部件，对于所述电压指令向量，将长度相等且各具有120度相位差的3种向量作为虚拟电压向量来虚拟零向量，并且形成所述虚拟电压向量，使得3个所述虚拟电压向量中的2个所述虚拟电压向量与所述基本电压向量中的具有120度相位差的2个所述基本电压向量为相同方向，求出这样形成的所述3个虚拟电压向量与所分配的2种所述基本电压向量的和，

根据由所述分配部件求出的向量的所述和的所述基本电压向量分量，利用3种所述基本电压向量和所述2种零向量中的1种零向量的组合，生成所述3相PWM信号。

18、根据权利要求17所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于：

所述分配部件一边按规定的比例变更一边形成提供给所述2种零向量的发生时间比率。

19、根据权利要求17所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，根据由所述3相电压型逆变器装置驱动的电动机的负荷状态、运转频率、逆变器转角的角度范围中的至少一个，切换如下两种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压向量以及所述2种零向量中的至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况；和使用所述3种基本电压向量以及所述2种零向量来发生3相PWM信号的情况。

20、根据权利要求18所述的3相PWM信号发生装置，其特征在于，还具备：

切换部件，切换如下三种情况：使用由所述形成部件形成的、具有60度相位差的2种基本电压以及所述2种零向量中的至少1种零向量来发生3相PWM信号的情况；使用所述3种基本电压向量以及所述2种零向量中的1种零向量来发生3相PWM信号的情况；和切换地使用具有60度相位差的3种基本电压向量以及所述2种零向量来发生3相PWM信号的情况。

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