JP5834396B2 - パワー半導体デバイスの電流検出回路 - Google Patents

Description

この発明は、IGBT（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等を含む、パワー半導体デバイスに流れる電流を検出する電流検出回路に関する。

IGBTとフライホイールダイオード（以下、FWDとも記す）を搭載したIGBTモジュールは、インバータやDCチョッパ等の電力変換装置に多用されている。これらの電力変換装置を制御するためには、通常その出力電流の検出を必要とすることが多い。その電流検出方法としては、（１）カレントトランス（CT）や直流カレントトランス（DC-CT）などの電流検出器を使用する方法。
（２）電流検出用の抵抗（シャント抵抗と呼ばれる）を使用する方法。
の２つの方法が一般的である。

図１０に、例えば特許文献１に従来例として記載されている、３相インバータでDC-CTを用いる例を示す。
ここで使用されるDC-CT105は、環状のコアと磁気センサであるホール素子を利用したもので、配線をコアに貫通させ電流を通じたときに発生する磁気を検出することで、電流を検出する。こうして検出した電流値を制御回路102に入力し、その出力に基づきインバータ101を制御する。

図１１に、例えば特許文献２に従来例として記載されている、３相インバータでシャント抵抗を用いる例を示す。
ここでは、インバータ101の下アームにシャント抵抗Rsを接続している。下アームのIGBT201がオンするタイミングでは出力電流は下アームに通流するので、このときのシャント抵抗Rsでの電圧降下を検出することで、出力電流を検出する。
また、図１２にチョッパ回路でシャント抵抗を用いる例を示す。
ここでは、接地ライン（GND）にシャント抵抗を接続し、抵抗の電圧降下によって出力電流を検出する。

以上の電流検出方法には、下記のような問題がある。
DC-CTを用いる場合：ホールセンサやコアを必要とし、一般的に高価であること、温度特性が大きいため、周囲温度の変動が激しいところでは、精度が低下する。また、コアを用いることから大型化し、電力変換装置の小型化に逆行する。
シャント抵抗の場合：抵抗による電力損失が発生し、電力変換装置の変換効率が低下する。また、大きな損失を許容するため抵抗器自体のサイズが大型化し、電力変換装置の小型化に反する。

ところで、電力変換装置を構成しているIGBTやFWDには、例えば図１３に示す"センスIGBT"や"センスFWD "などのように、電流検出機能を有するものがある。同図の203がセンスIGBT、204がセンスFWDで、そのうちのセンスIGBTについて以下に説明する。
IGBTは通常、同一構造からなる数千〜数万個のセルから構成されており、そのうちの一部を電流検出セルとして利用する（電流検出用セル領域をセンスIGBT、その他の領域を主IGBTと呼ぶ）。なお、主IGBTのセル数Nmと、センスIGBTのセル数Nsとの比（Nm/Ns）は数千倍に設定していることが多い。

主IGBTとセンスIGBTのコレクタ端子は共通であるが、エミッタ端子は主エミッタ端子と電流検出用エミッタ端子（以下、センス端子という）に分離されている。これを示すのが図１４で、同図（a）は回路記号図、同図（b）は等価回路図である。なお、センスFWDも同様に、チップの一部を電流検出用として分離し、先の図１３のようにアノード端子を主アノード端子と電流検出用アノード端子（センス端子）に分離する。

現状のIPM（インテリジェント・パワー・モジュール）では、このセンスIGBTの機能を専ら過電流検出に使用している（特許文献３参照）。すなわち、センスIGBTに流れる電流が所定値を超えたとき、主IGBTに過電流が流れているものと判断する。なお、このセンスIGBTを用いて電流検出をするというアイデアは、先の特許文献１，２に開示されており、この点について、以下に考察する。

図１３，１４から、センス端子には原理的にセル数の比に応じた電流が流れるものと考えられる。つまり、次の（１）式が成立する。
Ic/Is=( Nm+Ns) / Ns≒Nm/Ns…（１）
ここに、Ic：コレクタ電流
Is：センス電流（センスIGBTに流れる電流）
Nm：主IGBTのセル数
Ns：センスIGBTのセル数を示す。

そこで、図１３のように、センス端子にシャント抵抗を接続してセンス電流Isを検出し、これから次の（２）式に基づきコレクタ電流Icを求める。
Ic＝( Nm/Ns)・Is＝( Nm/Ns)・(Vs/Rs)…（２）
主電流をシャント抵抗で検出する場合には、抵抗の損失が大きくなるという問題があったが、この方法ではシャント抵抗損失は小さく、従って効率の低下や大型化の問題はなくなる。

特開２０００−１３４９５５号公報 特開２００３−２７４６６７号公報 特開平１０−０３２４７６号公報

しかし、上記のような方法には下記のような問題がある。
一般に、インバータ制御では１〜２％の電流検出精度が求められるが、上記の方法は精度が悪いことから、実用に至っていないのが現状である。その理由として、次の２点が挙げられる。
（１）電流比がセル数比に比例するという考えは、主IGBTとセンスIGBTの各セルの特性が同じという前提に立っている。しかし、実際には特性のばらつきがあるため、主電流とセンス電流との電流比は一定にはならない。この関係を説明するのが図１５で、主電流とセンス電流の関係は、同図に点線で示すようにリニアにはなっていない。

（２）センス端子に接続したシャント抵抗に電流が流れるとき、電圧降下が発生する。
このため、センスIGBTのコレクタ−エミッタ間の電圧が低下し、センスIGBTに流れる電流が減少する。
従って、この発明の課題は、上記２つの課題を解決すること、すなわち、電流検出器の大型化や損失の増大を招くことなく、検出精度を向上させることにある。

上記のような課題を解決するため、請求項１の発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、ゲイン調整の可能な可変電圧出力回路とを備え、前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第１入力端子を前記センス端子に接続し、前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第２入力端子を前記可変電圧出力回路の出力に接続し、前記電流‐電圧変換回路の出力を前記可変電圧出力回路の入力に接続して構成し、
前記可変電圧出力回路のゲインを調整し、前記電流−電圧変換回路の出力に前記調整したゲインを乗じた出力をこの可変電圧出力回路から前記オペアンプの第２入力端子に加えることにより、前記パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。

さらに、請求項２発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、増幅率の切り替え機能を備えた増幅回路と、前記増幅率を切り替えるための信号を発生するコンパレータとからなり、
前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第１入力端子は前記センス端子に接続され、前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第２入力端子は前記増幅回路の出力に接続され、電流−電圧変換回路の出力は増幅回路の入力とコンパレータの入力とに接続され、
前記センス端子に流れた電流に応じて前記増幅器の増幅率を段階的に切り替えることにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。

この発明によれば、IGBTやFWDを含む半導体デバイスのセンス特性を補正することができ、精度の良い主電流の算出が可能になる。また、センスIGBTやセンスFWDを用いて電流検出をしているため、主電流検出用としてDC-CTやシャント抵抗を用いる従来のものと比較して、電流検出器の小型化と低損失化を実現できる。

この発明の第１の原理説明図。 この発明の第２の原理説明図。 図１に対応する実施例を示す回路構成図。 図２に対応する実施例を示す回路構成図。 この発明をインバータに適用した例を示す構成図。 この発明をチョッパ回路に適用した例を示す構成図。 主IGBTおよびセンスIGBTの電流−電圧特性の相違を説明する特性図。 この発明の別の実施例を示す構成図。 この発明における電流検出誤差説明図。 DC-CTを用いるインバータ装置の従来例を示す構成図。 シャント抵抗を用いるインバータ装置の従来例を示す構成図。 シャント抵抗を用いるチョッパ回路の従来例を示す構成図。 センスIGBTを用いたインバータ例を示す構成図。 センスIGBTの回路記号および等価回路図。 主電流とセンス電流の電流比の関係を示す説明図。

図１はこの発明の第１の原理構成図である。同図において、１はIGBT素子、２は電流−電圧変換回路２１，可変電圧出力回路２２，出力レベル調整器２３およびゲイン調整器２５などからなる電流検出回路である。
図示のように、オペアンプからなる電流−電圧変換回路２１の入力を、IGBT１のセンス端子Sに接続し、可変電圧出力回路２２を電流−電圧変換回路２１の基準電圧端子（オペアンプの（＋）端子）に接続し、電流−電圧変換回路２１の出力に出力レベル調整器２３を接続する。

上記のようにすることにより、センス端子Sの電位は、可変電圧出力回路２２の電圧に固定される（オペアンプの（−）端子と（＋）端子が、イマジナリショートとなるため）。例えば、可変電圧出力回路２２の出力が０Vであれば、流れる電流の大小によらずセンス端子Sの電位はGND（接地）電位に固定される。つまり、シャント抵抗による電圧降下の影響を排除することができる。

また、可変電圧出力回路２２の出力が検出した電流に応じて変化するように、ゲイン調整器２５により設定する。こうすると、センス端子Sの電圧Vsは流れた電流に応じて、
Vs＝K×Is…（３）のように変化する。なお、Kはゲインで、擬似的な抵抗のように機能するため、Rm0を主IGBT の内部抵抗、Rs0をセンスIGBTの内部抵抗として、
Rm0≒Rs0＋K…（４）の関係を満たすようにゲインKを調整することにより、両IGBT の特性の差を補正することができる。なお、ゲインKは正負両極性に設定可能である。電流−電圧変換回路２１の出力は、出力レベル調整器２３により所定値に調整され、制御回路へと出力される。

図２は、この発明の第２の原理構成図である。同図に示すように、電流検出回路２は、ここでは電流−電圧変換回路２１，出力レベル調整器２３および可変抵抗器２４などから構成され、図１から可変電圧出力回路２２が省略されたものとなっている。
いま、可変抵抗器２４の抵抗値をRcとし、
Rm0≒Rs0＋Rc …（５）となるように調整することにより、両IGBT の特性の差を補正することができる。なお、この方法は、Rm0＞Rs0の場合に限り有効である。また、電流−電圧変換回路２１の出力は次式のように表わされ（R1は電流−電圧変換回路２１の抵抗を示す）、
V＝R1×Is…（６）特性補正用の可変抵抗Rcの値には依存しない。

図３は図１の具体例を示す回路図である。図示のように、可変電圧出力回路２２を２つの反転増幅器およびゲインの極性切り替え用スイッチ２６から構成し、出力レベル調整器２３を加算回路で構成し、ゲインとオフセットを調整する以外は図１と同様である。動作原理も同じであるが、以下に補足する。
まず、主IGBT の内部抵抗Rm0とセンスIGBTの内部抵抗Rs0とを比較し、
Rm0＞Rs0のときは、スイッチ２６を"１"側にする。

このとき、可変電圧出力回路２２の出力（＝センス端子の電位）は、
Vs＝Rc×Is…（７）となり、電流の増加に比例してセンス端子電圧が上昇する。そこで、先の（５）式と同様の下式（５'）が成立するように、可変抵抗Rcを調整する。
Rm0≒Rs0＋Rc …（５'）

一方、Rm0＜Rs0のときは、スイッチ２６を"２"側にする。
このとき、可変電圧出力回路２２の出力（＝センス端子の電位）は、
Vs＝−Rc×Is…（８）となり、電流の増加に比例してセンス端子電圧が上昇する。そこで、先の（５）式と同様の下式（５"）が成立するように、可変抵抗Rcを調整する。
Rm0≒Rs0−Rc …（５"）
以上により、２つのIGBT の特性差を補正することで、Ic−Is特性を図１５の実線のように、ほぼリニアな関係にすることができる。

図４は図２の具体例を示す回路図である。図示のように、出力レベル調整器２３を加算回路で構成し、ゲインとオフセットを調整する以外は図２と同様である。動作原理も同じなので、説明は省略する。
図５に、この発明を適用したインバータ装置の例を示す。ここでは、センス機能付きIGBT203およびFWD204を用いた例である。電流検出器２は図１，３または図２，４のいずれを用いても良い。これにより、３相の下アーム電流を検出でき、インバータ装置を制御することができる。

図６に、この発明を適用したチョッパ回路の例を示す。ここでも、センス機能付きIGBT203およびFWD204を用い、電流検出器２も図１，３または図２，４のいずれかを用いている。これにより、チョッパ回路の下アーム電流を検出することができ、チョッパ回路を制御することが可能となる。

以上の実施例は、主IGBTとセンスIGBTの特性差を、その内部抵抗の差として近似した考え方に基づいている。ところが、IGBTの特性差は実際には、例えば図７に示すようにＩＶカーブの曲率が異なっているため、これを内部抵抗の差として近似的に補正するだけでは、十分な電流検出精度が得られない場合が多いということになる。そこで、図８に主IGBTとセンスIGBTの特性差を補正し、より精度の高い電流検出回路の例を示す

図示のように、この場合の電流検出回路は、電流−電圧変換回路２１、コンパレータ２８、ゲイン切替スイッチ２６を持つ反転増幅器２９等から構成され、先の図１，３や図２，４と同様にIGBT1素子のセンス端子Sに接続される。なお、２７は基準電圧を示す。
その動作原理は以下の通りである。
電流−電圧変換回路２１はセンス電流に比例した電圧を出力するが、その出力は反転増幅器２９に入力されているので、電流−電圧変換回路２１の出力電圧に増幅率を乗じた電圧が出力される。この反転増幅器２９の出力は、電流−電圧変換回路２１のオペアンプの（＋）端子に入力され（その入力電圧をここでは"補正電圧"と呼ぶ）るので、センス電流に比例した補正電圧がセンス端子に印加されることになり、等価的に抵抗を挿入したのと同等の作用をする。ここまでは、上記図１，３や図２，４の場合と同様である。

ここで、センス電流が一定値を超えると、コンパレータ２８が動作してスイッチ２６の切り替えが行なわれ、これにより反転増幅器２９の増幅率が切り替えられる。つまり、センス電流に応じて増幅率が切り替わることになり、精度の高い電流検出が可能となる。以上により、「補正電圧」＝「センス電流」×「ゲイン」となる補正電圧を、オペアンプ２１を介してIGBT電流センサ端子に印加できることになる。
なお、切り替え動作付近でスイッチがチャタリングするのを防止するため、コンパレータにヒステリシスを設けることもできる（そのためには、コンパレータの出力を、抵抗を介してコンパレータの（＋）端子にフィードバックすれば良い）。

図８のようにすれば、図１５に示すIc−Is特性が、図１，３や図２，４に示すものよりもさらに直線に近付き、リニアリティが改善されることになる。
図９に、この発明における検出誤差例を示す。つまり、電流検出精度が悪化してきたら、上記のようにゲインを切り替えることにより、精度を改善できることになる。また、図８のような電流検出回路は、図５や図６に適用可能なのは言うまでも無い。

１，201…IGBT（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、２…電流検出回路、２１…電圧−電流変換回路、２２…可変電圧出力回路、２３…出力レベル調整器、２４…可変抵抗、２５…ゲイン調整器、２６…スイッチ、２８…コンパレータ、２９…反転増幅器、10１…インバータ、102…制御回路、103…直流電源、107…チョッパ回路、108…リアクトル、109…アルミ電解コンデンサ、202…FWD、203…センス付きIGBT、204…センス付きFWD。

Claims (2)

1. パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
   前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、ゲイン調整の可能な可変電圧出力回路とを備え、前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第１入力端子を前記センス端子に接続し、前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第２入力端子を前記可変電圧出力回路の出力に接続し、前記電流‐電圧変換回路の出力を前記可変電圧出力回路の入力に接続して構成し、
   前記可変電圧出力回路のゲインを調整し、前記電流−電圧変換回路の出力に前記調整したゲインを乗じた出力をこの可変電圧出力回路から前記オペアンプの第２入力端子に加えることにより、前記パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。
2. パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
   前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、増幅率の切り替え機能を備えた増幅回路と、前記増幅率を切り替えるための信号を発生するコンパレータとからなり、
   前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第１入力端子は前記センス端子に接続され、前記電流−電圧変換回路のオペアンプの第２入力端子は前記増幅回路の出力に接続され、電流−電圧変換回路の出力は増幅回路の入力とコンパレータの入力とに接続され、
   前記センス端子に流れた電流に応じて前記増幅器の増幅率を段階的に切り替えることにより、前記パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。

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