JPH08213890A - 電圧駆動形トランジスタの駆動回路 - Google Patents
電圧駆動形トランジスタの駆動回路Info
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- JPH08213890A JPH08213890A JP7015203A JP1520395A JPH08213890A JP H08213890 A JPH08213890 A JP H08213890A JP 7015203 A JP7015203 A JP 7015203A JP 1520395 A JP1520395 A JP 1520395A JP H08213890 A JPH08213890 A JP H08213890A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電圧駆動形トランジスタのオン電圧Ｖ
CE(sat) にバラツキがあっても、並列接続されるトラン
ジスタ間の電流の不平衡を未然に防止することのできる
電圧駆動形トランジスタの駆動回路を得る。 【構成】 主電流を流すＩＧＢＴ、このＩＧＢＴに同期
してオン、オフ制御されるパイロットＩＧＢＴ及びこの
パロットＩＧＢＴの電流を検出する電流検出回路を含ん
でなるパイロット素子付ＩＧＢＴが複数個並列接続さ
れ、これらのパイロット素子付ＩＧＢＴを同期させて駆
動するに当たり、パイロット素子付ＩＧＢＴのうち、少
なくとも２個のパイロット素子付ＩＧＢＴの各電流検出
回路の検出電流に対応した電圧を発生する二つの電圧発
生手段を含み、抵抗素子を介して二つの電圧検出手段を
逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発生させる並
列制御手段と、抵抗素子に発生した電圧に応じて電流の
少ない一方のパイロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動回
路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他方のパイ
ロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動回路のインピーダン
スを増大させるゲート電圧制御手段とを備える。
CE(sat) にバラツキがあっても、並列接続されるトラン
ジスタ間の電流の不平衡を未然に防止することのできる
電圧駆動形トランジスタの駆動回路を得る。 【構成】 主電流を流すＩＧＢＴ、このＩＧＢＴに同期
してオン、オフ制御されるパイロットＩＧＢＴ及びこの
パロットＩＧＢＴの電流を検出する電流検出回路を含ん
でなるパイロット素子付ＩＧＢＴが複数個並列接続さ
れ、これらのパイロット素子付ＩＧＢＴを同期させて駆
動するに当たり、パイロット素子付ＩＧＢＴのうち、少
なくとも２個のパイロット素子付ＩＧＢＴの各電流検出
回路の検出電流に対応した電圧を発生する二つの電圧発
生手段を含み、抵抗素子を介して二つの電圧検出手段を
逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発生させる並
列制御手段と、抵抗素子に発生した電圧に応じて電流の
少ない一方のパイロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動回
路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他方のパイ
ロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動回路のインピーダン
スを増大させるゲート電圧制御手段とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧駆動形トランジス
タ、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトラン
ジスタ）の駆動回路に係り、特に、これらのトランジス
タを２個以上並列接続して駆動する際、各トランジスタ
の特性のバラツキによるコレクタ電流の不平衡状態を解
消する電圧駆動形トランジスタの駆動回路に関する。
タ、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトラン
ジスタ）の駆動回路に係り、特に、これらのトランジス
タを２個以上並列接続して駆動する際、各トランジスタ
の特性のバラツキによるコレクタ電流の不平衡状態を解
消する電圧駆動形トランジスタの駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧駆動形トランジスタの一種であるＩ
ＧＢＴは、オン電圧ＶCE(sat) が低く、ＭＯＳゲート構
造を有しているために駆動電力が少なくて済み、しかも
比較的高速でスイッチングできることから、急速に応用
分野が広がっている。一般に、オン電圧とスイッチング
速度とは背反の関係にあり、トレードオフの改良によっ
て、より高性能な素子が得られるように日夜研究が重ね
られている。
ＧＢＴは、オン電圧ＶCE(sat) が低く、ＭＯＳゲート構
造を有しているために駆動電力が少なくて済み、しかも
比較的高速でスイッチングできることから、急速に応用
分野が広がっている。一般に、オン電圧とスイッチング
速度とは背反の関係にあり、トレードオフの改良によっ
て、より高性能な素子が得られるように日夜研究が重ね
られている。
【０００３】これらの研究から第３世代のＩＧＢＴのオ
ン電圧を約２〜３Ｖまで低くすることが可能となり、こ
れによって、ＩＧＢＴの導通損失を減らすことができ、
ＩＧＢＴを使用する電力変換回路も多数実用化されてい
る。また、オン電圧を低くするようにＩＧＢＴの特性改
善を図った場合、電力変換回路でのＩＧＢＴの短絡電流
が従来のＩＧＢＴに比べて数倍多く流れるようになっ
た。これにより、主電流を流すＩＧＢＴと同期してオン
・オフ制御されるパイロットＩＧＢＴと、このパイロッ
トＩＧＢＴの電流を検出する電流検出回路とを内蔵した
パロット素子付ＩＧＢＴなどが実用化され、ＩＧＢＴの
短絡電流を高速で検出できるようになった。
ン電圧を約２〜３Ｖまで低くすることが可能となり、こ
れによって、ＩＧＢＴの導通損失を減らすことができ、
ＩＧＢＴを使用する電力変換回路も多数実用化されてい
る。また、オン電圧を低くするようにＩＧＢＴの特性改
善を図った場合、電力変換回路でのＩＧＢＴの短絡電流
が従来のＩＧＢＴに比べて数倍多く流れるようになっ
た。これにより、主電流を流すＩＧＢＴと同期してオン
・オフ制御されるパイロットＩＧＢＴと、このパイロッ
トＩＧＢＴの電流を検出する電流検出回路とを内蔵した
パロット素子付ＩＧＢＴなどが実用化され、ＩＧＢＴの
短絡電流を高速で検出できるようになった。
【０００４】図８はＩＧＢＴを用いた一般的な電力変換
装置の主回路構成を示す回路図である。図中、１は直流
回路であり、これに接続されたブリッジ形電力変換装置
２が直流を交流に逆変換して交流回路３に供給したり、
あるいは、交流回路３の交流を順変換して直流回路１に
供給したりする。すなわち、直流回路１が直流電源で、
交流回路３が電動機であるとき、電力変換装置２は直流
電源の直流電圧を交流に逆変換し、図示省略のフィルタ
を介して、正弦波の交流電圧を電動機に供給する。一
方、直流回路１が蓄電池で、交流回路３が交流電源であ
るとき、電力変換装置２は交流電源の交流電圧を直流に
順変換して蓄電池に供給する。
装置の主回路構成を示す回路図である。図中、１は直流
回路であり、これに接続されたブリッジ形電力変換装置
２が直流を交流に逆変換して交流回路３に供給したり、
あるいは、交流回路３の交流を順変換して直流回路１に
供給したりする。すなわち、直流回路１が直流電源で、
交流回路３が電動機であるとき、電力変換装置２は直流
電源の直流電圧を交流に逆変換し、図示省略のフィルタ
を介して、正弦波の交流電圧を電動機に供給する。一
方、直流回路１が蓄電池で、交流回路３が交流電源であ
るとき、電力変換装置２は交流電源の交流電圧を直流に
順変換して蓄電池に供給する。
【０００５】ここで、電力変換装置２はＩＧＢＴ21〜26
を三相ブリッジ接続したものでなり、これらのＩＧＢＴ
21〜26はそれぞれ駆動回路11〜16を備え、かつ、ＩＧＢ
Ｔ21〜26の各コレクタ・エミッタ間に還流ダイオードが
接続されている。このうち、駆動回路11〜16は全て同一
に構成されているため、駆動回路11のみを詳細に示し、
他を一点鎖線枠で示している。駆動回路11は抵抗器31、
トランジスタ32及び33で構成されている。この場合、抵
抗器31の一端はＩＧＢＴ11のゲートに接続されている。
ＮＰＮ形のトランジスタ32のエミッタとＰＮＰ形のトラ
ンジスタ33のエミッタとが相互に接続され、その相互接
続点に抵抗器31の他端が接続されている。また、トラン
ジスタ32のコレクタには正極のゲート電源34が、トラン
ジスタ33のコレクタには負極のゲート電源35がそれぞれ
接続され、さらに、トランジスタ32のベースとトランジ
スタ33のベースとが共通接続され、その共通接続点にゲ
ート信号36を加えるようになっている。なお、ゲート電
源34及び35はＩＧＢＴ21のエミッタをコモン点37として
それぞれ正及び負の電圧を印加し、ゲート信号36はコモ
ン点37を基準として正、負に変化するものである。
を三相ブリッジ接続したものでなり、これらのＩＧＢＴ
21〜26はそれぞれ駆動回路11〜16を備え、かつ、ＩＧＢ
Ｔ21〜26の各コレクタ・エミッタ間に還流ダイオードが
接続されている。このうち、駆動回路11〜16は全て同一
に構成されているため、駆動回路11のみを詳細に示し、
他を一点鎖線枠で示している。駆動回路11は抵抗器31、
トランジスタ32及び33で構成されている。この場合、抵
抗器31の一端はＩＧＢＴ11のゲートに接続されている。
ＮＰＮ形のトランジスタ32のエミッタとＰＮＰ形のトラ
ンジスタ33のエミッタとが相互に接続され、その相互接
続点に抵抗器31の他端が接続されている。また、トラン
ジスタ32のコレクタには正極のゲート電源34が、トラン
ジスタ33のコレクタには負極のゲート電源35がそれぞれ
接続され、さらに、トランジスタ32のベースとトランジ
スタ33のベースとが共通接続され、その共通接続点にゲ
ート信号36を加えるようになっている。なお、ゲート電
源34及び35はＩＧＢＴ21のエミッタをコモン点37として
それぞれ正及び負の電圧を印加し、ゲート信号36はコモ
ン点37を基準として正、負に変化するものである。
【０００６】図８に示した電力変換装置２がインバータ
として動作しているとき、駆動回路11は次のように動作
する。図示省略の制御回路がコモン点37を基準にして正
のオンゲート信号36を加えると、トランジスタ32がオン
動作する。これにより、ゲート電源34から、抵抗器31を
介して、ＩＧＢＴ21のゲートに正極の電圧が供給され
る。ＩＧＢＴ21のゲート・エミッタ間電圧ＶGEが正の一
定値を越えるとＩＧＢＴ21はオン状態となり、直流回路
１から交流回路３に電流が流れる。これとは、反対に、
コモン点37を基準にして負のオフゲート信号36を加える
と、トランジスタ33がオン動作する。これにより、ゲー
ト電源35から、抵抗器31を介して、ＩＧＢＴ21のゲート
に負極の電圧が供給される。ＩＧＢＴ21のゲート・エミ
ッタ間電圧ＶGEが負の一定値を越えるとＩＧＢＴ21はオ
フ状態となり、直流回路１から交流回路３へ流れている
電流が遮断される。なお、インバータ全体の動作につい
ては良く知られているのでその説明を省略するが、これ
以外の駆動回路12〜16においても、駆動回路11と同様
に、オン、オフの動作が繰返される。また、電力変換装
置２がコンバータとして動作する場合も、駆動回路11は
上述したと同様に動作する。
として動作しているとき、駆動回路11は次のように動作
する。図示省略の制御回路がコモン点37を基準にして正
のオンゲート信号36を加えると、トランジスタ32がオン
動作する。これにより、ゲート電源34から、抵抗器31を
介して、ＩＧＢＴ21のゲートに正極の電圧が供給され
る。ＩＧＢＴ21のゲート・エミッタ間電圧ＶGEが正の一
定値を越えるとＩＧＢＴ21はオン状態となり、直流回路
１から交流回路３に電流が流れる。これとは、反対に、
コモン点37を基準にして負のオフゲート信号36を加える
と、トランジスタ33がオン動作する。これにより、ゲー
ト電源35から、抵抗器31を介して、ＩＧＢＴ21のゲート
に負極の電圧が供給される。ＩＧＢＴ21のゲート・エミ
ッタ間電圧ＶGEが負の一定値を越えるとＩＧＢＴ21はオ
フ状態となり、直流回路１から交流回路３へ流れている
電流が遮断される。なお、インバータ全体の動作につい
ては良く知られているのでその説明を省略するが、これ
以外の駆動回路12〜16においても、駆動回路11と同様
に、オン、オフの動作が繰返される。また、電力変換装
置２がコンバータとして動作する場合も、駆動回路11は
上述したと同様に動作する。
【０００７】図９は図８に示す電力変換装置２の電流容
量を増加する目的で、内部構成が同一の電力変換装置2a
を追設し、これらを並列接続することによって、電力変
換装置２の電流ＩC1と、電力変換装置2aの電流ＩC2との
合成電流を交流回路３に供給するように構成したもので
ある。このように、電力変換装置２及び2aを並列接続し
た場合、電力変換装置２を構成するＩＧＢＴ21〜26は、
それぞれ対応するもう一つの電力変換装置2aを構成する
ＩＧＢＴと並列接続される。従って、一つのＩＧＢＴの
定格電流が１００Ａであれば、２個を並列接続したこと
によって２００Ａの電流を流すことができる。ここで
は、２個の電力変換装置を並列接続しているが、通電電
流を増加するために並列接続数を３以上にする構成が、
大容量電力変換装置では一般によく用いられている。一
方、前述したパイロット素子付ＩＧＢＴを電力変換装置
２に使用した場合、上下のＩＧＢＴ、例えば、ＩＧＢＴ
21，24のアーム短絡等の過電流を検出してオフゲート信
号を加え、これを保護する構成が採用される。
量を増加する目的で、内部構成が同一の電力変換装置2a
を追設し、これらを並列接続することによって、電力変
換装置２の電流ＩC1と、電力変換装置2aの電流ＩC2との
合成電流を交流回路３に供給するように構成したもので
ある。このように、電力変換装置２及び2aを並列接続し
た場合、電力変換装置２を構成するＩＧＢＴ21〜26は、
それぞれ対応するもう一つの電力変換装置2aを構成する
ＩＧＢＴと並列接続される。従って、一つのＩＧＢＴの
定格電流が１００Ａであれば、２個を並列接続したこと
によって２００Ａの電流を流すことができる。ここで
は、２個の電力変換装置を並列接続しているが、通電電
流を増加するために並列接続数を３以上にする構成が、
大容量電力変換装置では一般によく用いられている。一
方、前述したパイロット素子付ＩＧＢＴを電力変換装置
２に使用した場合、上下のＩＧＢＴ、例えば、ＩＧＢＴ
21，24のアーム短絡等の過電流を検出してオフゲート信
号を加え、これを保護する構成が採用される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】近年におけるＩＧＢＴ
の特性改善への努力によって、そのオン電圧ＶCE(sat)
の低下は目覚ましいものがある。現在実用に供されてい
る第３世代のＩＧＢＴでは、ＤＲＡＭと同程度のミクロ
ン［μｍ］オーダーのパターンによる微細加工や、ライ
フタイムキラー等の各種の改良を加えることにより、オ
ン電圧ＶCE(sat)の低下が達成されている。
の特性改善への努力によって、そのオン電圧ＶCE(sat)
の低下は目覚ましいものがある。現在実用に供されてい
る第３世代のＩＧＢＴでは、ＤＲＡＭと同程度のミクロ
ン［μｍ］オーダーのパターンによる微細加工や、ライ
フタイムキラー等の各種の改良を加えることにより、オ
ン電圧ＶCE(sat)の低下が達成されている。
【０００９】ところで、これらの製造プロセスによって
作り出されるＩＧＢＴには、必ず特性のバラツキが発生
する。図10はＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE
とコレクタ電流ＩC との関係を示した線図である。同図
において、４はサンプルＡの特性曲線、５はサンプルＢ
の特性曲線、６はサンプルＣの特性曲線をそれぞれ示
す。ここで、サンプルＡのＶGEをＶGE4 としたとき、１
００％のコレクタ電流ＩC が流れるものとする。これに
対応する特性曲線４上の点をａ1 とすると、ａ1点のコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEは２．４Ｖである。この電
圧をオン電圧ＶCE (sat) と呼んでいる。同様に、サンプ
ルＢのＶGEをＶGE4 としたとき、１００％のコレクタ電
流ＩC が流れる特性曲線５上の点をｂ1 とすると、ｂ1
点のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEは３．０Ｖである。
また、サンプルＣのＶGEをＶGE4 としたとき、１００％
のコレクタ電流ＩC が流れる特性曲線６上の点をｃ1 と
すると、ｃ1 点のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEは３．
５Ｖである。
作り出されるＩＧＢＴには、必ず特性のバラツキが発生
する。図10はＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE
とコレクタ電流ＩC との関係を示した線図である。同図
において、４はサンプルＡの特性曲線、５はサンプルＢ
の特性曲線、６はサンプルＣの特性曲線をそれぞれ示
す。ここで、サンプルＡのＶGEをＶGE4 としたとき、１
００％のコレクタ電流ＩC が流れるものとする。これに
対応する特性曲線４上の点をａ1 とすると、ａ1点のコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEは２．４Ｖである。この電
圧をオン電圧ＶCE (sat) と呼んでいる。同様に、サンプ
ルＢのＶGEをＶGE4 としたとき、１００％のコレクタ電
流ＩC が流れる特性曲線５上の点をｂ1 とすると、ｂ1
点のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEは３．０Ｖである。
また、サンプルＣのＶGEをＶGE4 としたとき、１００％
のコレクタ電流ＩC が流れる特性曲線６上の点をｃ1 と
すると、ｃ1 点のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEは３．
５Ｖである。
【００１０】いま、図９に示す電力変換装置２にサンプ
ルＢを使用し、電力変換装置2aにサンプルＣを使用し、
これらのＩＧＢＴが互いに並列された状態で、一つのＩ
ＧＢＴの負荷率を５０％とすれば、サンプルＢには特性
曲線５のｂ2 点に示す電流、すなわち、６０％のコレク
タ電流ＩC が流れ、サンプルＣには特性曲線６のｃ2点
に示す電流、すなわち、４０％のコレクタ電流ＩC が流
れる。この結果、電流の不平衡分は２０％となる。
ルＢを使用し、電力変換装置2aにサンプルＣを使用し、
これらのＩＧＢＴが互いに並列された状態で、一つのＩ
ＧＢＴの負荷率を５０％とすれば、サンプルＢには特性
曲線５のｂ2 点に示す電流、すなわち、６０％のコレク
タ電流ＩC が流れ、サンプルＣには特性曲線６のｃ2点
に示す電流、すなわち、４０％のコレクタ電流ＩC が流
れる。この結果、電流の不平衡分は２０％となる。
【００１１】さらに、サンプルＢの代わりにサンプルＡ
を使用して、一つのＩＧＢＴの負荷率を５０％とすれ
ば、サンプルＡには特性曲線４のａ3 点に示す電流、す
なわち、７５％のコレクタ電流ＩC が流れ、サンプルＣ
には特性曲線６のｃ3 点に示す電流、すなわち、２５％
のコレクタ電流ＩC が流れる。この結果、電流の不平衡
分が５０％にも達する。かくして、サンプルＡとサンプ
ルＣとを使用すると共に、これらのＩＧＢＴの定格電流
が１００Ａであったとすれば、その並列接続回路には２
００Ａの電流を流すことができる。そこで、この電力変
換装置を５０％負荷にて駆動すると、サンプルＡには７
５Ａもの電流が流れ、サンプルＣには２５Ａの電流しか
流れないことになる。
を使用して、一つのＩＧＢＴの負荷率を５０％とすれ
ば、サンプルＡには特性曲線４のａ3 点に示す電流、す
なわち、７５％のコレクタ電流ＩC が流れ、サンプルＣ
には特性曲線６のｃ3 点に示す電流、すなわち、２５％
のコレクタ電流ＩC が流れる。この結果、電流の不平衡
分が５０％にも達する。かくして、サンプルＡとサンプ
ルＣとを使用すると共に、これらのＩＧＢＴの定格電流
が１００Ａであったとすれば、その並列接続回路には２
００Ａの電流を流すことができる。そこで、この電力変
換装置を５０％負荷にて駆動すると、サンプルＡには７
５Ａもの電流が流れ、サンプルＣには２５Ａの電流しか
流れないことになる。
【００１２】このような電流の不平衡に対応する措置と
して、従来は次の方法を採用していた。 （ａ）定格電流の大きいＩＧＢＴを用いる。例えば、定
格電流が１００ＡのＩＧＢＴに替えて定格電流が１５０
Ａ又は２００Ａのものを使用する。 （ｂ）ＩＧＢＴの並列接続数を増加する。例えば、並列
接続数が２個のものを３個にする。 （ｃ）オン電圧ＶCE(sat) のほぼ等しいものを選択し、
これらを並列接続する。例えば、サンプルＢとほぼ等し
い特性曲線を持つものを選択、使用する。
して、従来は次の方法を採用していた。 （ａ）定格電流の大きいＩＧＢＴを用いる。例えば、定
格電流が１００ＡのＩＧＢＴに替えて定格電流が１５０
Ａ又は２００Ａのものを使用する。 （ｂ）ＩＧＢＴの並列接続数を増加する。例えば、並列
接続数が２個のものを３個にする。 （ｃ）オン電圧ＶCE(sat) のほぼ等しいものを選択し、
これらを並列接続する。例えば、サンプルＢとほぼ等し
い特性曲線を持つものを選択、使用する。
【００１３】かくして、従来の電力変換装置ではＩＧＢ
Ｔのオン電圧ＶCE(sat) のバラツキを考慮してその構成
及び組合わせをしなければならないという問題があっ
た。
Ｔのオン電圧ＶCE(sat) のバラツキを考慮してその構成
及び組合わせをしなければならないという問題があっ
た。
【００１４】本発明は上記の問題点を解決するためにな
されたもので、電圧駆動形トランジスタのオン電圧Ｖ
CE(sat) にバラツキがあっても、並列接続されたトラン
ジスタ間の電流の不平衡を未然に防止することのできる
電圧駆動形トランジスタの駆動回路を得ることを目的と
する。
されたもので、電圧駆動形トランジスタのオン電圧Ｖ
CE(sat) にバラツキがあっても、並列接続されたトラン
ジスタ間の電流の不平衡を未然に防止することのできる
電圧駆動形トランジスタの駆動回路を得ることを目的と
する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の電圧駆
動形トランジスタの駆動回路は、並列接続された複数の
電圧駆動形のトランジスタを同期させて駆動するに当た
り、トランジスタのうち、少なくとも２個のトランジス
タのコレクタ電流又はエミッタ電流をそれぞれ検出する
電流検手段と、これらの電流検出手段の検出電流に対応
した電圧を発生する二つの電圧発生手段を含み、抵抗素
子を介して二つの電圧検出手段を逆向きに接続して抵抗
素子の両端に電圧を発生させる並列制御手段と、抵抗素
子に発生した電圧に応じて電流の少ない一方のトランジ
スタのゲート駆動回路インピーダンスを減少させ、電流
の多い他方のトランジスタのゲート駆動回路のインピー
ダンスを増大させるゲート電圧制御手段とを備える。
動形トランジスタの駆動回路は、並列接続された複数の
電圧駆動形のトランジスタを同期させて駆動するに当た
り、トランジスタのうち、少なくとも２個のトランジス
タのコレクタ電流又はエミッタ電流をそれぞれ検出する
電流検手段と、これらの電流検出手段の検出電流に対応
した電圧を発生する二つの電圧発生手段を含み、抵抗素
子を介して二つの電圧検出手段を逆向きに接続して抵抗
素子の両端に電圧を発生させる並列制御手段と、抵抗素
子に発生した電圧に応じて電流の少ない一方のトランジ
スタのゲート駆動回路インピーダンスを減少させ、電流
の多い他方のトランジスタのゲート駆動回路のインピー
ダンスを増大させるゲート電圧制御手段とを備える。
【００１６】請求項２に記載の電圧駆動形トランジスタ
の駆動回路は、主電流を流すＩＧＢＴ、このＩＧＢＴに
同期してオン、オフ制御されるパイロットＩＧＢＴ及び
このパロットＩＧＢＴの電流を検出する電流検出回路を
含んでなるパイロット素子付ＩＧＢＴが複数個並列接続
され、これらのパイロット素子付ＩＧＢＴを同期させて
駆動するに当たり、パイロット素子付ＩＧＢＴのうち、
少なくとも２個のパイロット素子付ＩＧＢＴの各電流検
出回路の検出電流に対応した電圧を発生する二つの電圧
発生手段を含み、抵抗素子を介して二つの電圧検出手段
を逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発生させる
並列制御手段と、抵抗素子に発生した電圧に応じて電流
の少ない一方のパイロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動
回路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他方のパ
イロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動回路のインピーダ
ンスを増大させるゲート電圧制御手段とを備える。
の駆動回路は、主電流を流すＩＧＢＴ、このＩＧＢＴに
同期してオン、オフ制御されるパイロットＩＧＢＴ及び
このパロットＩＧＢＴの電流を検出する電流検出回路を
含んでなるパイロット素子付ＩＧＢＴが複数個並列接続
され、これらのパイロット素子付ＩＧＢＴを同期させて
駆動するに当たり、パイロット素子付ＩＧＢＴのうち、
少なくとも２個のパイロット素子付ＩＧＢＴの各電流検
出回路の検出電流に対応した電圧を発生する二つの電圧
発生手段を含み、抵抗素子を介して二つの電圧検出手段
を逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発生させる
並列制御手段と、抵抗素子に発生した電圧に応じて電流
の少ない一方のパイロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動
回路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他方のパ
イロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動回路のインピーダ
ンスを増大させるゲート電圧制御手段とを備える。
【００１７】請求項３に記載の電圧駆動形トランジスタ
の駆動回路は、電圧駆動形のトランジスタがブリッジ接
続された電力変換装置が複数個並列接続され、これら電
力変換装置の互いに対応するアームの各トランジスタを
同期させて駆動するに当たり、各電力変換装置の相電流
をそれぞれ検出する電流検出手段と、相が同一の各電流
検出手段の検出電流に対応した電圧を発生する二つの電
圧発生手段を含み、抵抗素子を介して二つの電圧検出手
段を逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発生させ
る並列制御手段と、抵抗素子に発生した電圧に応じて対
応するアームの電流の少ない一方のトランジスタのゲー
ト駆動回路インピーダンスを減少させ、電流の多い他方
のトランジスタのゲート駆動回路のインピーダンスを増
大させるゲート電圧制御手段とを備える。
の駆動回路は、電圧駆動形のトランジスタがブリッジ接
続された電力変換装置が複数個並列接続され、これら電
力変換装置の互いに対応するアームの各トランジスタを
同期させて駆動するに当たり、各電力変換装置の相電流
をそれぞれ検出する電流検出手段と、相が同一の各電流
検出手段の検出電流に対応した電圧を発生する二つの電
圧発生手段を含み、抵抗素子を介して二つの電圧検出手
段を逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発生させ
る並列制御手段と、抵抗素子に発生した電圧に応じて対
応するアームの電流の少ない一方のトランジスタのゲー
ト駆動回路インピーダンスを減少させ、電流の多い他方
のトランジスタのゲート駆動回路のインピーダンスを増
大させるゲート電圧制御手段とを備える。
【００１８】請求項４に記載の電圧駆動形トランジスタ
の駆動回路は、さらに、電流検出手段から見て電力変換
装置側に、高周波成分を除去するフイルタを接続したも
のである。
の駆動回路は、さらに、電流検出手段から見て電力変換
装置側に、高周波成分を除去するフイルタを接続したも
のである。
【００１９】
【作用】請求項１に記載の電圧駆動形トランジスタの駆
動回路においては、２個のトランジスタのコレクタ電流
又はエミッタ電流が不平衡であるとき、各検出電流に対
応した電圧を発生する二つの電圧発生手段を、抵抗素子
を介して、逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発
生させ、この電圧に応じて電流の少ない一方のトランジ
スタのゲート駆動回路インピーダンスを減少させ、電流
の多い他方のトランジスタのゲート駆動回路のインピー
ダンスを増大させるので、電圧駆動形トランジスタのオ
ン電圧ＶCE(sat) にバラツキがあっても、並列接続され
るトランジスタ間の電流の不平衡を未然に防止すること
ができる。
動回路においては、２個のトランジスタのコレクタ電流
又はエミッタ電流が不平衡であるとき、各検出電流に対
応した電圧を発生する二つの電圧発生手段を、抵抗素子
を介して、逆向きに接続して抵抗素子の両端に電圧を発
生させ、この電圧に応じて電流の少ない一方のトランジ
スタのゲート駆動回路インピーダンスを減少させ、電流
の多い他方のトランジスタのゲート駆動回路のインピー
ダンスを増大させるので、電圧駆動形トランジスタのオ
ン電圧ＶCE(sat) にバラツキがあっても、並列接続され
るトランジスタ間の電流の不平衡を未然に防止すること
ができる。
【００２０】請求項２に記載の電圧駆動形トランジスタ
の駆動回路においては、請求項１に記載のものと同様に
して抵抗素子の両端に電圧を発生させ、この電圧に応じ
て電流の少ない一方のパイロット素子付ＩＧＢＴのゲー
ト駆動回路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他
方のパイロット素子付ＩＧＢＴの駆動回路のインピーダ
ンスを増大させるので、ＩＧＢＴのオン電圧ＶCE(sat)
にバラツキがあっても、並列接続されるＩＧＢＴ間の電
流の不平衡を未然に防止することができる。
の駆動回路においては、請求項１に記載のものと同様に
して抵抗素子の両端に電圧を発生させ、この電圧に応じ
て電流の少ない一方のパイロット素子付ＩＧＢＴのゲー
ト駆動回路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他
方のパイロット素子付ＩＧＢＴの駆動回路のインピーダ
ンスを増大させるので、ＩＧＢＴのオン電圧ＶCE(sat)
にバラツキがあっても、並列接続されるＩＧＢＴ間の電
流の不平衡を未然に防止することができる。
【００２１】請求項３に記載の電圧駆動形トランジスタ
の駆動回路においては、並列接続された電力変換装置の
相電流をそれぞれ検出し、各検出電流に対応した電圧を
発生する二つの電圧発生手段を、抵抗素子を介して、逆
向きに接続して電圧を発生させ、この電圧に応じて対応
するアームの電流の少ない一方のトランジスタのゲート
駆動回路インピーダンスを減少させ、電流の多い他方の
トランジスタのゲート駆動回路のインピーダンスを増大
させるようにしたので、オン電圧ＶCE(sat) にバラツキ
があっても並列接続されるトランジスタ間の電流の不平
衡を未然に防止することができ、さらに、相電流の検出
によって、一つのアームの正極側及び負極側の各トラン
ジスタの電流の不平衡が防止される。
の駆動回路においては、並列接続された電力変換装置の
相電流をそれぞれ検出し、各検出電流に対応した電圧を
発生する二つの電圧発生手段を、抵抗素子を介して、逆
向きに接続して電圧を発生させ、この電圧に応じて対応
するアームの電流の少ない一方のトランジスタのゲート
駆動回路インピーダンスを減少させ、電流の多い他方の
トランジスタのゲート駆動回路のインピーダンスを増大
させるようにしたので、オン電圧ＶCE(sat) にバラツキ
があっても並列接続されるトランジスタ間の電流の不平
衡を未然に防止することができ、さらに、相電流の検出
によって、一つのアームの正極側及び負極側の各トラン
ジスタの電流の不平衡が防止される。
【００２２】請求項４に記載の電圧駆動形トランジスタ
の駆動回路においては、高周波成分を除去するフイルタ
を備えているので、コレクタ電流ＩC の過渡的な不平衡
をも抑え込むことができる。
の駆動回路においては、高周波成分を除去するフイルタ
を備えているので、コレクタ電流ＩC の過渡的な不平衡
をも抑え込むことができる。
【００２３】
【実施例】以下、本発明を図面に示す実施例によって詳
細に説明する。図１は本発明の第１実施例の構成を示す
ブロック図である。図中、従来装置を示す図９と同一の
符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示している。
図中、411 は主電流を流すＩＧＢＴ（以下、主ＩＧＢＴ
と言う）で、この主ＩＧＢＴ411 には、これと同期して
オン、オフ動作するパイロットＩＧＢＴ412 と、このパ
イロットＩＧＢＴ412 の電流を検出する電流検出回路42
とが付加され、これらがパイロット素子付ＩＧＢＴ41を
構成している。パイロット素子付ＩＧＢＴ41は、主ＩＧ
ＢＴのコレクタが接続されたＣ端子、ゲートが接続され
たＧ端子、エミッタが接続されたＥ端子、及び電流検出
回路42の信号出力用のＢ端子をそれぞれ備えている。パ
イロット素子付ＩＧＢＴ41には、もう一つのパイロット
素子付ＩＧＢＴ41a が並列接続されている。すなわち、
パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＣ端子とパイロット素子
付ＩＧＢＴ41a のＣ端子とが相互に接続されると共に、
パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＥ端子とパイロット素子
付ＩＧＢＴ41a のＥ端子とが相互に接続されている。
細に説明する。図１は本発明の第１実施例の構成を示す
ブロック図である。図中、従来装置を示す図９と同一の
符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示している。
図中、411 は主電流を流すＩＧＢＴ（以下、主ＩＧＢＴ
と言う）で、この主ＩＧＢＴ411 には、これと同期して
オン、オフ動作するパイロットＩＧＢＴ412 と、このパ
イロットＩＧＢＴ412 の電流を検出する電流検出回路42
とが付加され、これらがパイロット素子付ＩＧＢＴ41を
構成している。パイロット素子付ＩＧＢＴ41は、主ＩＧ
ＢＴのコレクタが接続されたＣ端子、ゲートが接続され
たＧ端子、エミッタが接続されたＥ端子、及び電流検出
回路42の信号出力用のＢ端子をそれぞれ備えている。パ
イロット素子付ＩＧＢＴ41には、もう一つのパイロット
素子付ＩＧＢＴ41a が並列接続されている。すなわち、
パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＣ端子とパイロット素子
付ＩＧＢＴ41a のＣ端子とが相互に接続されると共に、
パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＥ端子とパイロット素子
付ＩＧＢＴ41a のＥ端子とが相互に接続されている。
【００２４】パイロット素子付ＩＧＢＴ41を駆動するべ
く、抵抗器31、トランジスタ32，33、並列制御回路43、
抵抗器44及びトランジスタ45でなる駆動回路を備えてい
る。ここで、抵抗器31の一端はパイロット素子付ＩＧＢ
Ｔ41のＧ端子に接続されている。ＮＰＮ形のトランジス
タ32のエミッタとＰＮＰ形のトランジスタ33のエミッタ
とが相互に接続され、その相互接続点に抵抗器31の他端
が接続されている。また、トランジスタ32のコレクタに
は正極のゲート電源34が、トランジスタ33のコレクタに
は負極のゲート電源35がそれぞれ接続され、さらに、ト
ランジスタ32のベースとトランジスタ33のベースとが共
通接続され、その共通接続点にゲート信号36を加えるよ
うになっている。なお、ゲート電源34及び35はパイロッ
ト素子付ＩＧＢＴ41のＥ端子をコモン点37としてそれぞ
れ正及び負の電圧を印加し、ゲート信号36はコモン点37
を基準として正、負に変化するものである。また、トラ
ンジスタ32，33のベースの相互接続点にトランジスタ45
のコレクタが接続され、このトランジスタ45のエミッタ
がコモン点37に接続されている。そして、トランジスタ
45のベースに抵抗器44の一端が接続され、この抵抗器44
の他端がゲート電源34に接続されている。さらに、詳細
を後述する並列制御回路43は、パイロット素子付ＩＧＢ
Ｔ41のＢ端子、Ｅ端子、ゲート電源34、及びトランジス
タ45のベースにそれぞれ接続されている。なお、抵抗器
44およびトランジスタ45によって本発明のゲート電圧制
御手段を構成している。
く、抵抗器31、トランジスタ32，33、並列制御回路43、
抵抗器44及びトランジスタ45でなる駆動回路を備えてい
る。ここで、抵抗器31の一端はパイロット素子付ＩＧＢ
Ｔ41のＧ端子に接続されている。ＮＰＮ形のトランジス
タ32のエミッタとＰＮＰ形のトランジスタ33のエミッタ
とが相互に接続され、その相互接続点に抵抗器31の他端
が接続されている。また、トランジスタ32のコレクタに
は正極のゲート電源34が、トランジスタ33のコレクタに
は負極のゲート電源35がそれぞれ接続され、さらに、ト
ランジスタ32のベースとトランジスタ33のベースとが共
通接続され、その共通接続点にゲート信号36を加えるよ
うになっている。なお、ゲート電源34及び35はパイロッ
ト素子付ＩＧＢＴ41のＥ端子をコモン点37としてそれぞ
れ正及び負の電圧を印加し、ゲート信号36はコモン点37
を基準として正、負に変化するものである。また、トラ
ンジスタ32，33のベースの相互接続点にトランジスタ45
のコレクタが接続され、このトランジスタ45のエミッタ
がコモン点37に接続されている。そして、トランジスタ
45のベースに抵抗器44の一端が接続され、この抵抗器44
の他端がゲート電源34に接続されている。さらに、詳細
を後述する並列制御回路43は、パイロット素子付ＩＧＢ
Ｔ41のＢ端子、Ｅ端子、ゲート電源34、及びトランジス
タ45のベースにそれぞれ接続されている。なお、抵抗器
44およびトランジスタ45によって本発明のゲート電圧制
御手段を構成している。
【００２５】一方、パイロット素子付ＩＧＢＴ41a を駆
動するべく、トランジスタ32a ，33a 、並列制御回路43
a 、抵抗器44a 及びトランジスタ45a でなる駆動回路を
備えている。ここで、抵抗器31a の一端はパイロット素
子付ＩＧＢＴ41a のＧ端子に接続されている。トランジ
スタ32a のエミッタとトランジスタ33a のエミッタとが
相互に接続され、その相互接続点に抵抗器31a の他端が
接続されている。また、トランジスタ32a のコレクタに
は正極のゲート電源34a が、トランジスタ33aのコレク
タには負極のゲート電源35a がそれぞれ接続され、さら
に、トランジスタ32a のベースとトランジスタ33a のベ
ースとが共通接続され、その共通接続点にゲート信号36
a を加えるようになっている。なお、ゲート電源34a 及
び35a はパイロット素子付ＩＧＢＴ41a のＥ端子をコモ
ン点37a としてそれぞれ正及び負の電圧を印加し、ゲー
ト信号36a はコモン点37a を基準として正、負に変化す
るものである。また、トランジスタ32a ，33a のベース
の相互接続点にトランジスタ45a のコレクタが接続さ
れ、このトランジスタ45a のエミッタがコモン点37aに
接続されている。また、トランジスタ45a のベースに抵
抗器44a の一端が接続され、この抵抗器44a の他端がゲ
ート電源34a に接続されている。さらに、詳細を後述す
る並列制御回路43a は、パイロット素子付ＩＧＢＴ41a
のＢ端子、Ｅ端子、ゲート電源34a 、及びトランジスタ
45a のベースにそれぞれ接続されている。なお、抵抗器
44a およびトランジスタ45a によって本発明のゲート電
圧制御手段を構成している。
動するべく、トランジスタ32a ，33a 、並列制御回路43
a 、抵抗器44a 及びトランジスタ45a でなる駆動回路を
備えている。ここで、抵抗器31a の一端はパイロット素
子付ＩＧＢＴ41a のＧ端子に接続されている。トランジ
スタ32a のエミッタとトランジスタ33a のエミッタとが
相互に接続され、その相互接続点に抵抗器31a の他端が
接続されている。また、トランジスタ32a のコレクタに
は正極のゲート電源34a が、トランジスタ33aのコレク
タには負極のゲート電源35a がそれぞれ接続され、さら
に、トランジスタ32a のベースとトランジスタ33a のベ
ースとが共通接続され、その共通接続点にゲート信号36
a を加えるようになっている。なお、ゲート電源34a 及
び35a はパイロット素子付ＩＧＢＴ41a のＥ端子をコモ
ン点37a としてそれぞれ正及び負の電圧を印加し、ゲー
ト信号36a はコモン点37a を基準として正、負に変化す
るものである。また、トランジスタ32a ，33a のベース
の相互接続点にトランジスタ45a のコレクタが接続さ
れ、このトランジスタ45a のエミッタがコモン点37aに
接続されている。また、トランジスタ45a のベースに抵
抗器44a の一端が接続され、この抵抗器44a の他端がゲ
ート電源34a に接続されている。さらに、詳細を後述す
る並列制御回路43a は、パイロット素子付ＩＧＢＴ41a
のＢ端子、Ｅ端子、ゲート電源34a 、及びトランジスタ
45a のベースにそれぞれ接続されている。なお、抵抗器
44a およびトランジスタ45a によって本発明のゲート電
圧制御手段を構成している。
【００２６】図２は図１に示した回路の詳細を示したも
ので、電流検出回路42，42a は同一に構成され、また、
並列制御回路43，43a も同一に構成されているので、電
流検出回路42及び並列制御回路43についてその詳細を示
し、他を一点鎖線のブロックで示したものである。ここ
で、電流検出回路42は抵抗器421 ，423 及びトランジス
タ422 で構成されている。このうち、抵抗器421 の一端
はパイロットＩＧＢＴのエミッタに接続され、その他端
は主ＩＧＢＴのエミッタ、すなわち、Ｅ端子に接続され
ている。また、トランジスタ422 のベースはパイロット
ＩＧＢＴのエミッタに接続され、コレクタはパイロット
素子付ＩＧＢＴ41のＢ端子に接続され、エミッタは、抵
抗器423 を介して、パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＥ端
子に接続されている。一方、並列制御回路43は抵抗器43
1 、増幅器432 及び抵抗器433 ，434 で構成されてい
る。この場合、抵抗器431 の一端はパイロット素子付Ｉ
ＧＢＴ41のＢ端子に接続され、その他端はゲート電源34
に接続されている。抵抗器433 及び434 の一端は相互に
接続されると共に、パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＥ端
子に接続されている。増幅器432 の入力端はパイロット
素子付ＩＧＢＴ41のＢ端子に接続され、その出力端は抵
抗器433 の他端に接続されている。抵抗器434の他端は
前述のトランジスタ45のベースに接続されている。な
お、抵抗器433 、434 の各他端はもう一つの並列制御回
路43a の同等な位置にそれぞれ並列接続線435 によって
接続されている。すなわち、並列制御回路43及び43a は
図３に示したように接続される。
ので、電流検出回路42，42a は同一に構成され、また、
並列制御回路43，43a も同一に構成されているので、電
流検出回路42及び並列制御回路43についてその詳細を示
し、他を一点鎖線のブロックで示したものである。ここ
で、電流検出回路42は抵抗器421 ，423 及びトランジス
タ422 で構成されている。このうち、抵抗器421 の一端
はパイロットＩＧＢＴのエミッタに接続され、その他端
は主ＩＧＢＴのエミッタ、すなわち、Ｅ端子に接続され
ている。また、トランジスタ422 のベースはパイロット
ＩＧＢＴのエミッタに接続され、コレクタはパイロット
素子付ＩＧＢＴ41のＢ端子に接続され、エミッタは、抵
抗器423 を介して、パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＥ端
子に接続されている。一方、並列制御回路43は抵抗器43
1 、増幅器432 及び抵抗器433 ，434 で構成されてい
る。この場合、抵抗器431 の一端はパイロット素子付Ｉ
ＧＢＴ41のＢ端子に接続され、その他端はゲート電源34
に接続されている。抵抗器433 及び434 の一端は相互に
接続されると共に、パイロット素子付ＩＧＢＴ41のＥ端
子に接続されている。増幅器432 の入力端はパイロット
素子付ＩＧＢＴ41のＢ端子に接続され、その出力端は抵
抗器433 の他端に接続されている。抵抗器434の他端は
前述のトランジスタ45のベースに接続されている。な
お、抵抗器433 、434 の各他端はもう一つの並列制御回
路43a の同等な位置にそれぞれ並列接続線435 によって
接続されている。すなわち、並列制御回路43及び43a は
図３に示したように接続される。
【００２７】上記のように構成された本実施例の動作に
ついて、並列制御回路43及び43a の関係を示す、図４の
等価回路をも参照して以下に説明する。先ず、パイロッ
ト素子付ＩＧＢＴ41として図10を用いて説明したサンプ
ルＡが使用され、パイロット素子付ＩＧＢＴ41a として
図10を用いて説明したサンプルＣが使用されるものと
し、１素子当たり定格電流の５０％の電流が流れる場合
について説明する。
ついて、並列制御回路43及び43a の関係を示す、図４の
等価回路をも参照して以下に説明する。先ず、パイロッ
ト素子付ＩＧＢＴ41として図10を用いて説明したサンプ
ルＡが使用され、パイロット素子付ＩＧＢＴ41a として
図10を用いて説明したサンプルＣが使用されるものと
し、１素子当たり定格電流の５０％の電流が流れる場合
について説明する。
【００２８】１素子当たり定格電流の５０％の電流を流
した場合、前述したとおり、主ＩＧＢＴ411 のコレクタ
電流ＩC1は７５％となり、主ＩＧＢＴ411aのコレクタ電
流ＩC2は２５％となる。また、パイロットＩＧＢＴ412
及び413aには、これらの電流の数百分の一の電流が流れ
る。パイロット素子付ＩＧＢＴ41に着目すれば、パイロ
ットＩＧＢＴ412 に流れた電流によって抵抗器421 の両
端に電圧が発生し、この電圧に応じた電流がトランジス
タ422 及び抵抗器431 に流れ、パイロット素子付ＩＧＢ
Ｔ41のＢ端子に電圧を発生させる。この電圧は増幅器43
2 によって増幅され、抵抗器433 の両端にコレクタ電流
ＩC1に比例した電圧が発生する。同様に、パイロット素
子付ＩＧＢＴ41a 側の並列制御回路43a の抵抗器433aに
もコレクタ電流ＩC2に比例した電圧が発生する。
した場合、前述したとおり、主ＩＧＢＴ411 のコレクタ
電流ＩC1は７５％となり、主ＩＧＢＴ411aのコレクタ電
流ＩC2は２５％となる。また、パイロットＩＧＢＴ412
及び413aには、これらの電流の数百分の一の電流が流れ
る。パイロット素子付ＩＧＢＴ41に着目すれば、パイロ
ットＩＧＢＴ412 に流れた電流によって抵抗器421 の両
端に電圧が発生し、この電圧に応じた電流がトランジス
タ422 及び抵抗器431 に流れ、パイロット素子付ＩＧＢ
Ｔ41のＢ端子に電圧を発生させる。この電圧は増幅器43
2 によって増幅され、抵抗器433 の両端にコレクタ電流
ＩC1に比例した電圧が発生する。同様に、パイロット素
子付ＩＧＢＴ41a 側の並列制御回路43a の抵抗器433aに
もコレクタ電流ＩC2に比例した電圧が発生する。
【００２９】ここで、電圧が発生する抵抗器433 を等価
可変電源436 とし、同じく抵抗器433aを等価可変電源43
6aとすると、並列制御回路43及び43a は図４の等価回路
で表わされる。例えば、ＩＧＢＴ41に７５％の電流が流
れているとき、等価可変電源436 には７５％相当の電圧
が発生する。同様に、ＩＧＢＴ41a に２５％の電流が流
れているとき、等価可変電源436aには２５％相当の電圧
が発生する。これらの等価可変電源436 及び436aは抵抗
器434 及び434aと共に直列接続回路を構成し、並列制御
回路43及び43a を接続する接続線435 には、次式に示す
不平衡電流ΔＩが流れる。
可変電源436 とし、同じく抵抗器433aを等価可変電源43
6aとすると、並列制御回路43及び43a は図４の等価回路
で表わされる。例えば、ＩＧＢＴ41に７５％の電流が流
れているとき、等価可変電源436 には７５％相当の電圧
が発生する。同様に、ＩＧＢＴ41a に２５％の電流が流
れているとき、等価可変電源436aには２５％相当の電圧
が発生する。これらの等価可変電源436 及び436aは抵抗
器434 及び434aと共に直列接続回路を構成し、並列制御
回路43及び43a を接続する接続線435 には、次式に示す
不平衡電流ΔＩが流れる。
【００３０】
【数１】 ただし Ｖ436 ：抵抗器436 に発生する電圧 Ｖ436a：抵抗器436aに発生する電圧 Ｒ433 ：抵抗器433 の抵抗値 Ｒ434 ：抵抗器434 の抵抗値 Ｒ433a：抵抗器433aの抵抗値 Ｒ434a：抵抗器434aの抵抗値 だある。
【００３１】(1) 式中のＲ433 ，Ｒ433aはＲ434 ，Ｒ
434aに比較して非常に小さいものとすれば、(1) 式は次
式のように表される。
434aに比較して非常に小さいものとすれば、(1) 式は次
式のように表される。
【００３２】
【数２】 さらに、Ｒ434 ＝Ｒ434aとすると(2) 式は次式のように
表される。
表される。
【００３３】
【数３】 ただし Ｒ：電流検出器や増幅器等によって決まる係数 である。
【００３４】つまり、電流ＩC1と電流ＩC2との差（ＩC1
−ＩC2）の二分の一に相当する電流、換言すれば（７５
％−２５％）／２＝２５％分の電流が不平衡電流ΔＩと
して流れる。このように不平衡電流ΔＩが流れると、並
列制御回路43の出力端、すなわち、抵抗器434 の他端に
はコモン点(COM) を基準にして大きさがΔＩ×Ｒ
434 で、正極性の電圧が発生し、並列制御回路43a の出
力端、すなわち、抵抗器434aの他端にはコモン点を基準
にして大きさがΔＩ×Ｒ434 で、負極性の電圧が発生す
る。
−ＩC2）の二分の一に相当する電流、換言すれば（７５
％−２５％）／２＝２５％分の電流が不平衡電流ΔＩと
して流れる。このように不平衡電流ΔＩが流れると、並
列制御回路43の出力端、すなわち、抵抗器434 の他端に
はコモン点(COM) を基準にして大きさがΔＩ×Ｒ
434 で、正極性の電圧が発生し、並列制御回路43a の出
力端、すなわち、抵抗器434aの他端にはコモン点を基準
にして大きさがΔＩ×Ｒ434 で、負極性の電圧が発生す
る。
【００３５】このうち、正極性の電圧（＋ΔＩ×
Ｒ434 ）はトランジスタ45のベースに印加される。これ
によって、トランジスタ45のコレクタ・エミッタ間が低
インピーダンスとなってゲート信号36を所定値より低く
する。
Ｒ434 ）はトランジスタ45のベースに印加される。これ
によって、トランジスタ45のコレクタ・エミッタ間が低
インピーダンスとなってゲート信号36を所定値より低く
する。
【００３６】因みに、ＩＧＢＴ41のゲート・エミッタ間
電圧ＶGEをパラメータとしてコレクタ電流ＩC とコレク
タ・エミッタ間電圧ＶCEとの関係を示すと図５のように
なる。この特性図に従って説明すると、当初、曲線Ｃ４
で示すＶGE＝ＶGE4 で駆動していたが、不平衡電流ΔＩ
によってゲート信号36がこれよりも低くなって、トラン
ジスタ32を介して加えられるゲート・エミッタ間電圧Ｖ
CEが、曲線Ｃ２で示すＶGE＝ＶGE2 で駆動されるように
なる。この結果、ＩＧＢＴ41のコレクタ・エミッタ間電
圧ＶCEが２．５Ｖに上昇する。一方、電流の少ないＩＧ
ＢＴ41a 側のトランジスタ45a のベースには、負極性の
電圧（−ΔＩ×Ｒ434 ）が印加され、そのコレクタ・エ
ミッタ間を高インピーダンス状態、すなわち、オフ状態
にする。これによって、ゲート信号36a は、そのままト
ランジスタ32a を介してＩＧＢＴ41a のゲートに印加す
る。上述した動作が一瞬のうちに行われてＩＧＢＴ41及
び41a のゲート・エミッタ間電圧ＶCEは約２Ｖから２．
５Ｖに上昇し、コレクタ電流ＩC1及びＩC2は等しく、負
荷電流を５０％ずつ流すようになる。
電圧ＶGEをパラメータとしてコレクタ電流ＩC とコレク
タ・エミッタ間電圧ＶCEとの関係を示すと図５のように
なる。この特性図に従って説明すると、当初、曲線Ｃ４
で示すＶGE＝ＶGE4 で駆動していたが、不平衡電流ΔＩ
によってゲート信号36がこれよりも低くなって、トラン
ジスタ32を介して加えられるゲート・エミッタ間電圧Ｖ
CEが、曲線Ｃ２で示すＶGE＝ＶGE2 で駆動されるように
なる。この結果、ＩＧＢＴ41のコレクタ・エミッタ間電
圧ＶCEが２．５Ｖに上昇する。一方、電流の少ないＩＧ
ＢＴ41a 側のトランジスタ45a のベースには、負極性の
電圧（−ΔＩ×Ｒ434 ）が印加され、そのコレクタ・エ
ミッタ間を高インピーダンス状態、すなわち、オフ状態
にする。これによって、ゲート信号36a は、そのままト
ランジスタ32a を介してＩＧＢＴ41a のゲートに印加す
る。上述した動作が一瞬のうちに行われてＩＧＢＴ41及
び41a のゲート・エミッタ間電圧ＶCEは約２Ｖから２．
５Ｖに上昇し、コレクタ電流ＩC1及びＩC2は等しく、負
荷電流を５０％ずつ流すようになる。
【００３７】すなわち、並列制御回路43及び43a 間に微
少な不平衡電流ΔＩが流れてパイロット素子付ＩＧＢＴ
41の電流ＩC1及びパイロット素子付ＩＧＢＴ41a の電流
ＩC2を均等にするように各ゲート電圧を制御する。
少な不平衡電流ΔＩが流れてパイロット素子付ＩＧＢＴ
41の電流ＩC1及びパイロット素子付ＩＧＢＴ41a の電流
ＩC2を均等にするように各ゲート電圧を制御する。
【００３８】かくして、第１実施例によれば、パイロッ
ト素子付ＩＧＢＴ41及び41a のオン電圧ＶCE(sat) にバ
ラツキがあっても、両トランジスタ間の電流の不平衡を
未然に防止することができる。
ト素子付ＩＧＢＴ41及び41a のオン電圧ＶCE(sat) にバ
ラツキがあっても、両トランジスタ間の電流の不平衡を
未然に防止することができる。
【００３９】図６は本発明の第２実施例の構成を示す回
路図である。図中、第１実施例を示す図１と同一の要素
には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施
例は前述のパイロット素子付ＩＧＢＴ41及び41a の代わ
り一般的なＩＧＢＴ21及び21a を使用したものである。
このＩＧＢＴ21及び21a は電流検出要素を備えていない
ため、それぞれコレクタ回路に電流検出器51及び51a を
設け、電流値に応じた電圧を並列制御回路43，43a の抵
抗器431 ，431a（図２又は図３参照）に印加するように
したものである。なお、電流検出器51及び51a をコレク
タ回路に設ける代わりにエミッタ回路に設けてもよい。
路図である。図中、第１実施例を示す図１と同一の要素
には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施
例は前述のパイロット素子付ＩＧＢＴ41及び41a の代わ
り一般的なＩＧＢＴ21及び21a を使用したものである。
このＩＧＢＴ21及び21a は電流検出要素を備えていない
ため、それぞれコレクタ回路に電流検出器51及び51a を
設け、電流値に応じた電圧を並列制御回路43，43a の抵
抗器431 ，431a（図２又は図３参照）に印加するように
したものである。なお、電流検出器51及び51a をコレク
タ回路に設ける代わりにエミッタ回路に設けてもよい。
【００４０】図６において、ＩＧＢＴ21及び21a の各コ
レクタ電流ＩC1，ＩC2が不平衡になったとすると、これ
らの電流が電流検出器51，51a でそれぞれ検出され、電
流値に応じた電圧が並列制御回路43，43a に印加され
る。並列制御回路43，43a においては、これらの電圧が
抵抗器431 ，431aにそれぞれ印加され、パイロットＩＧ
ＢＴ412 ，412a（図１参照）の電流によって生じたと同
様な不平衡電流ΔＩを並列接続線435 に発生させる。
レクタ電流ＩC1，ＩC2が不平衡になったとすると、これ
らの電流が電流検出器51，51a でそれぞれ検出され、電
流値に応じた電圧が並列制御回路43，43a に印加され
る。並列制御回路43，43a においては、これらの電圧が
抵抗器431 ，431aにそれぞれ印加され、パイロットＩＧ
ＢＴ412 ，412a（図１参照）の電流によって生じたと同
様な不平衡電流ΔＩを並列接続線435 に発生させる。
【００４１】かくして、第２実施例によれば、パイロッ
ト素子を持たない一般的なＩＧＢＴ21及び21a のオン電
圧ＶCE(sat) にバラツキがあっても、両トランジスタ間
の電流の不平衡を未然に防止することができる。
ト素子を持たない一般的なＩＧＢＴ21及び21a のオン電
圧ＶCE(sat) にバラツキがあっても、両トランジスタ間
の電流の不平衡を未然に防止することができる。
【００４２】図７は本発明の第３実施例の構成を示す回
路図である。図中、第２実施例を示す図６と同一の要素
には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施
例は電力変換装置60及び60a を並列接続して交流回路３
に三相交流電力を供給するとき、各相の電流を検出する
電流検出器の出力によって電力変換装置を構成する上ア
ーム及び下アームの両方の電流を平衡させるようにした
もので、図面の簡単化のためにＵ相分についてのみ示し
てある。
路図である。図中、第２実施例を示す図６と同一の要素
には同一の符号を付してその説明を省略する。この実施
例は電力変換装置60及び60a を並列接続して交流回路３
に三相交流電力を供給するとき、各相の電流を検出する
電流検出器の出力によって電力変換装置を構成する上ア
ーム及び下アームの両方の電流を平衡させるようにした
もので、図面の簡単化のためにＵ相分についてのみ示し
てある。
【００４３】ここで、電力変換装置60はＩＧＢＴ21が上
アームを、ＩＧＢＴ26が下アームを構成しており、電力
変換装置60a はＩＧＢＴ21a が上アームを、ＩＧＢＴ26
a が下アームを構成している。これら上下アームの接続
点が交流出力端子として交流回路のＵ相の端子に接続さ
れている。一方、ＩＧＢＴ21に対応して並列制御回路43
が設けられ、ＩＧＢＴ21a に対応して並列制御回路43a
が設けられ、これらの並列制御回路が上述したと同様に
互いに並列接続されている。ＩＧＢＴ26に対応して並列
制御回路46が設けられ、ＩＧＢＴ26a に対応して並列制
御回路46a が設けられ、これらの並列制御回路が上述し
たと同様に互いに並列接続されている。電力変換装置60
のＵ相の出力経路に電流検出器61が設けられ、その検出
信号がそれぞれ並列制御回路43及び46の電流信号入力端
（図２の抵抗器431 の両端）に接続されている。同様に
して、電力変換装置60a のＵ相の出力経路に電流検出器
61a が設けられ、その検出信号がそれぞれ並列制御回路
43a 及び46a の電流信号入力端に接続されている。な
お、ＩＧＢＴ21，21a のゲートにそれぞれ抵抗器31，31
a が接続されているのと同様に、ＩＧＢＴ24，24a のゲ
ートにそれぞれ抵抗器38，31a が接続されている。
アームを、ＩＧＢＴ26が下アームを構成しており、電力
変換装置60a はＩＧＢＴ21a が上アームを、ＩＧＢＴ26
a が下アームを構成している。これら上下アームの接続
点が交流出力端子として交流回路のＵ相の端子に接続さ
れている。一方、ＩＧＢＴ21に対応して並列制御回路43
が設けられ、ＩＧＢＴ21a に対応して並列制御回路43a
が設けられ、これらの並列制御回路が上述したと同様に
互いに並列接続されている。ＩＧＢＴ26に対応して並列
制御回路46が設けられ、ＩＧＢＴ26a に対応して並列制
御回路46a が設けられ、これらの並列制御回路が上述し
たと同様に互いに並列接続されている。電力変換装置60
のＵ相の出力経路に電流検出器61が設けられ、その検出
信号がそれぞれ並列制御回路43及び46の電流信号入力端
（図２の抵抗器431 の両端）に接続されている。同様に
して、電力変換装置60a のＵ相の出力経路に電流検出器
61a が設けられ、その検出信号がそれぞれ並列制御回路
43a 及び46a の電流信号入力端に接続されている。な
お、ＩＧＢＴ21，21a のゲートにそれぞれ抵抗器31，31
a が接続されているのと同様に、ＩＧＢＴ24，24a のゲ
ートにそれぞれ抵抗器38，31a が接続されている。
【００４４】上記のように構成された本実施例の動作に
ついて以下に説明する。電力変換装置60，60a のＵ相の
電流が不平衡になった場合、電流検出器61の出力信号が
並列制御回路43及び46に加えられ、電流検出器61a の出
力信号が並列制御回路43a 及び46a に加えられる。ここ
で、Ｕ相の上下アームのうち、上側のアームが導通状態
であるときは、前述したように、並列制御回路43，43a
の相互作用によりＩＧＢＴ21及び21a のコレクタ電流を
平衡させる。このとき、Ｕ相下側のアーム、すなわち、
ＩＧＢＴ24，24a はオフ状態であるので、電流検出信号
がそれぞれ並列制御回路46，46a に加えられたとしても
何等の影響を受けない。一方、Ｕ相の下側のアームが導
通状態であるときは、前述したように、並列制御回路4
6，46a の相互作用によりＩＧＢＴ24及び24a のコレク
タ電流を平衡させる。このとき、Ｕ相上側のアーム、す
なわち、ＩＧＢＴ21，21a はオフ状態であるので、電流
検出信号がそれぞれ並列制御回路43，43a に加えられた
としても何等の影響を受けない。また、図示しないＶ
相、Ｗ相の上下アームの電流もこれと同様にして、交流
出力経路に設けた電流検出器によって平衡させることが
できる。
ついて以下に説明する。電力変換装置60，60a のＵ相の
電流が不平衡になった場合、電流検出器61の出力信号が
並列制御回路43及び46に加えられ、電流検出器61a の出
力信号が並列制御回路43a 及び46a に加えられる。ここ
で、Ｕ相の上下アームのうち、上側のアームが導通状態
であるときは、前述したように、並列制御回路43，43a
の相互作用によりＩＧＢＴ21及び21a のコレクタ電流を
平衡させる。このとき、Ｕ相下側のアーム、すなわち、
ＩＧＢＴ24，24a はオフ状態であるので、電流検出信号
がそれぞれ並列制御回路46，46a に加えられたとしても
何等の影響を受けない。一方、Ｕ相の下側のアームが導
通状態であるときは、前述したように、並列制御回路4
6，46a の相互作用によりＩＧＢＴ24及び24a のコレク
タ電流を平衡させる。このとき、Ｕ相上側のアーム、す
なわち、ＩＧＢＴ21，21a はオフ状態であるので、電流
検出信号がそれぞれ並列制御回路43，43a に加えられた
としても何等の影響を受けない。また、図示しないＶ
相、Ｗ相の上下アームの電流もこれと同様にして、交流
出力経路に設けた電流検出器によって平衡させることが
できる。
【００４５】かくして、本実施例によれば、相毎に設け
た電流検出器によって、上側のアームどうしのトランジ
スタ間の電流の不平衡を防止すると同時に、下側のアー
ムどうしのトランジスタ間の電流の不平衡を防止するこ
とができる。
た電流検出器によって、上側のアームどうしのトランジ
スタ間の電流の不平衡を防止すると同時に、下側のアー
ムどうしのトランジスタ間の電流の不平衡を防止するこ
とができる。
【００４６】なお、電力変換装置ではＩＧＢＴが導通し
た瞬間に、コレクタ電流Ｉc の過渡的な不平衡状態が発
生する。この不平衡状態を除去するためには電流検出器
61，61a から見て、電力変換装置側に高周波除去フィル
タを接続することによって、スイッチングによる過渡的
な電流の不平衡状態をも抑え込むことができる。
た瞬間に、コレクタ電流Ｉc の過渡的な不平衡状態が発
生する。この不平衡状態を除去するためには電流検出器
61，61a から見て、電力変換装置側に高周波除去フィル
タを接続することによって、スイッチングによる過渡的
な電流の不平衡状態をも抑え込むことができる。
【００４７】なお、上記各実施例はいずれもＩＧＢＴの
並列接続回路に適用する駆動回路を説明したが、本発明
はこれに適用を限定されるものではなく、ＩＧＢＴと同
等な特性を有する電圧駆動形トランジスタの並列接続回
路にも適用することができる。また、上記実施例では並
列接続された２個のＩＧＢＴの電流の不平衡を除去する
ものについて説明したが、３個以上の素子の並列接続回
路であっても、どれか一つの素子を基準にして上述した
と同様の駆動回路を複数個設けることによって全素子の
電流を平衡させることができる。なおまた、上記各実施
例はいずれもＩＧＢＴの外部に駆動回路を設けたが、こ
の駆動回路又は並列制御回路をＩＧＢＴのパッケージに
組込むようにしてもよく、さらに、ＩＧＢＴ素子を上下
アーム対の２ｉｎ１パッケージとしたもの、三相ブリッ
ジパッケージ等に上述した駆動回路又は並列制御回路を
組込むようにしてもよい。
並列接続回路に適用する駆動回路を説明したが、本発明
はこれに適用を限定されるものではなく、ＩＧＢＴと同
等な特性を有する電圧駆動形トランジスタの並列接続回
路にも適用することができる。また、上記実施例では並
列接続された２個のＩＧＢＴの電流の不平衡を除去する
ものについて説明したが、３個以上の素子の並列接続回
路であっても、どれか一つの素子を基準にして上述した
と同様の駆動回路を複数個設けることによって全素子の
電流を平衡させることができる。なおまた、上記各実施
例はいずれもＩＧＢＴの外部に駆動回路を設けたが、こ
の駆動回路又は並列制御回路をＩＧＢＴのパッケージに
組込むようにしてもよく、さらに、ＩＧＢＴ素子を上下
アーム対の２ｉｎ１パッケージとしたもの、三相ブリッ
ジパッケージ等に上述した駆動回路又は並列制御回路を
組込むようにしてもよい。
【００４８】
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように本発
明によれば、電圧駆動形トランジスタのオン電圧Ｖ
CE(sat) にバラツキがあっても、並列接続される複数の
トランジスタ間の電流の不平衡を未然に防止することが
できる。
明によれば、電圧駆動形トランジスタのオン電圧Ｖ
CE(sat) にバラツキがあっても、並列接続される複数の
トランジスタ間の電流の不平衡を未然に防止することが
できる。
【図１】本発明の第１実施例の構成を示す回路図。
【図２】本発明の第１実施例のより詳細な構成を示す回
路図。
路図。
【図３】本発明の第１実施例の主要部の構成を示す回路
図。
図。
【図４】図３に示した回路の動作を説明するための等価
回路図。
回路図。
【図５】本発明の第１実施例の動作を説明するために、
ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレククタ・エミッタ間電圧
との関係を示した線図。
ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレククタ・エミッタ間電圧
との関係を示した線図。
【図６】本発明の第２実施例の構成を示す回路図。
【図７】本発明の第３実施例の構成を示す回路図。
【図８】電力変換装置に適用した従来のＩＧＢＴの駆動
回路を示す回路図。
回路を示す回路図。
【図９】ＩＧＢＴの駆動回路を適用する電力変換装置の
他の構成例を示すブロック図。
他の構成例を示すブロック図。
【図１０】図９に示した装置の動作を説明するために、
ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレククタ・エミッタ間電圧
との関係を示した線図。
ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレククタ・エミッタ間電圧
との関係を示した線図。
１ 直流回路 ２，２ａ，６０，６０ａ 電力変換装置 ３ 交流回路 ２１〜２６，２１ａ，２４ａ ＩＧＢＴ １１〜１６ 駆動回路 ４１，４１ａ パイロット素子付ＩＧＢＴ ４２，４３ａ 電流検出回路 ４３，４３ａ 並列制御回路 ５１，５１ａ，６１，６１ａ 電流検出器
Claims (4)
- 【請求項１】並列接続された複数の電圧駆動形のトラン
ジスタを同期させて駆動する電圧駆動形トランジスタの
駆動回路において、前記トランジスタのうち、少なくと
も２個のトランジスタのコレクタ電流又はエミッタ電流
をそれぞれ検出する電流検手段と、これらの電流検出手
段の検出電流に対応した電圧を発生する二つの電圧発生
手段を含み、抵抗素子を介して前記二つの電圧検出手段
を逆向きに接続して前記抵抗素子の両端に電圧を発生さ
せる並列制御手段と、前記抵抗素子に発生した電圧に応
じて電流の少ない一方の前記トランジスタのゲート駆動
回路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他方の前
記トランジスタのゲート駆動回路のインピーダンスを増
大させるゲート電圧制御手段とを備えたことを特徴とす
る電圧駆動形トランジスタの駆動回路。 - 【請求項２】主電流を流すＩＧＢＴ、このＩＧＢＴに同
期してオン、オフ制御されるパイロットＩＧＢＴ及びこ
のパロットＩＧＢＴの電流を検出する電流検出回路を含
んでなるパイロット素子付ＩＧＢＴが複数個並列接続さ
れ、これらのパイロット素子付ＩＧＢＴを同期させて駆
動する電圧駆動形トランジスタの駆動回路において、前
記パイロット素子付ＩＧＢＴのうち、少なくとも２個の
パイロット素子付ＩＧＢＴの各電流検出回路の検出電流
に対応した電圧を発生する二つの電圧発生手段を含み、
抵抗素子を介して前記二つの電圧検出手段を逆向きに接
続して前記抵抗素子の両端に電圧を発生させる並列制御
手段と、前記抵抗素子に発生した電圧に応じて電流の少
ない一方の前記パイロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動
回路のインピーダンスを減少させ、電流の多い他方の前
記パイロット素子付ＩＧＢＴのゲート駆動回路のインピ
ーダンスを増大させるゲート電圧制御手段とを備えたこ
とを特徴とする電圧駆動形トランジスタの駆動回路。 - 【請求項３】電圧駆動形のトランジスタがブリッジ接続
された電力変換装置が複数個並列接続され、これら電力
変換装置の互いに対応するアームの各トランジスタを同
期させて駆動する電圧駆動形トランジスタの駆動回路に
おいて、前記各電力変換装置の相電流をそれぞれ検出す
る電流検出手段と、相が同一の前記各電流検出手段の検
出電流に対応した電圧を発生する二つの電圧発生手段を
含み、抵抗素子を介して前記二つの電圧検出手段を逆向
きに接続して前記抵抗素子の両端に電圧を発生させる並
列制御手段と、前記抵抗素子に発生した電圧に応じて対
応するアームの電流の少ない一方の前記トランジスタの
ゲート駆動電圧を減少させ、電流の多い他方の前記トラ
ンジスタのゲート駆動回路のインピーダンスを増大させ
るゲート電圧制御手段とを備えたことを特徴とする電圧
駆動形トランジスタの駆動回路。 - 【請求項４】前記電流検出手段から見て電力変換装置側
に、高周波成分を除去するフイルタを接続したことを特
徴とする請求項３に記載の電圧駆動形トランジスタの駆
動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7015203A JPH08213890A (ja) | 1995-02-01 | 1995-02-01 | 電圧駆動形トランジスタの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7015203A JPH08213890A (ja) | 1995-02-01 | 1995-02-01 | 電圧駆動形トランジスタの駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08213890A true JPH08213890A (ja) | 1996-08-20 |
Family
ID=11882318
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7015203A Pending JPH08213890A (ja) | 1995-02-01 | 1995-02-01 | 電圧駆動形トランジスタの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08213890A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6208041B1 (en) | 1998-09-11 | 2001-03-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Drive control device, module and combined module |
| WO2001089090A1 (fr) * | 2000-05-18 | 2001-11-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Composant a semiconducteur de puissance |
| JP2002369497A (ja) * | 2001-06-05 | 2002-12-20 | Fuji Electric Co Ltd | Ｉｐｍ回路 |
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| WO2013145792A1 (ja) * | 2012-03-30 | 2013-10-03 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2017099098A (ja) * | 2015-11-20 | 2017-06-01 | トヨタ自動車株式会社 | スイッチング回路 |
| EP3226393A1 (fr) * | 2016-04-01 | 2017-10-04 | ALSTOM Transport Technologies | Convertisseur d'énergie électrique, chaîne de traction comportant un tel convertisseur et véhicule électrique de transport associé |
| JP2018078533A (ja) * | 2016-11-11 | 2018-05-17 | 新電元工業株式会社 | パワーモジュール |
-
1995
- 1995-02-01 JP JP7015203A patent/JPH08213890A/ja active Pending
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