KR20160086344A - 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 제어하는 보상 회로, 커뮤테이션 셀 및 전력 변환기 - Google Patents

전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 제어하는 보상 회로, 커뮤테이션 셀 및 전력 변환기 Download PDF

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Abstract

본 개시는 게이트 드라이버를 통해 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 개별적으로 제어하는 보상 회로에 관한 것이다. 보상 회로는 턴-온시에 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 1 부분을 샘플링하는 회로 경로를 포함한다. 다른 회로 경로는 턴-오프시에 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 2 부분을 샘플링한다. 보상 회로는 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프 동안에 전압의 샘플링된 부분을 각각 공급하도록 구성된 게이트 드라이버 기준 접속을 추가로 포함한다. 또한, 제 2 전력 전자 스위치와 병렬인 제 1 전력 전자 스위치와, 커뮤테이션 셀과, 한 쌍의 병렬 레그를 가진 전력 변환기를 제어하는 보상 회로가 개시되며, 각 전력 전자 스위치는 보상 회로를 구비한다.

Description

전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 제어하는 보상 회로, 커뮤테이션 셀 및 전력 변환기{COMPENSATION CIRCUIT, COMMUTATION CELL AND POWER CONVERTER CONTROLLING TURN-ON AND TURN-OFF OF A POWER ELECTRONIC SWITCH}
본 개시는 전력 전자 분야에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 개시는 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 제어하는 보상 회로, 커뮤테이션 셀 및 전력 변환기에 관한 것이다.
커뮤테이션 셀(commutation cell)은, 통상적으로, 가끔 인버터라고도 불리우는, DC-DC 변환기 및 DC-AC 변환기를 포함하는 전압원의 변환을 요구하는 전자 시스템에 이용된다. 예를 들어, 전기 및/또는 전기 하이브리드 자동차 응용에서 이용되는 것들과 같은 전력 변환기 회로에 대해 허용되는 제한된 공간 때문에 및 반도체의 고비용을 고려하여, 이들 커뮤테이션 셀의 집적화에 대한 요구가 증가한다.
전력 변환기 회로에 있어서 반도체가 차지하는 공간을 줄이는 알려진 방식은 냉각 표면의 크기가 줄어들도록 그들의 효율을 증가시키는 것이다.
통상적인 전력 변환기 회로에 존재하는 전력 전자 스위치들에 있어서의 손실은 주로 2가지 소오스들, 즉, 전도성 손실 및 스위칭 손실에 의해 유발된다. 스위칭 손실을 줄이는 한가지 방식은 통상적으로 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 가속시키는 것이다. 그러나, 전력 전자 스위치의 고속 턴-오프는 그들의 고주파 루프의 기생(스트레이(stray)) 인덕턴스에 과전압을 생성한다. 따라서, 전력 전자 스위치를 과전압으로부터 보호하기 위해서, 전력 전자 스위치의 턴-오프를 늦추는 것이 요구되는 경우가 있다. 이것은, 통상적인 전력 변환기 회로의 전체적인 효율에 심각한 영향을 미칠 수 있다.
도 1은 통상적인 전력 변환기 회로에 이용되는 것들과 같은 통상적인 커뮤테이션 셀의 이상적인 회로도이다. 커뮤테이션 셀(10)은 전압원(12)(또는 커패시터)으로부터의 DC 전압(Vbus)을 전류원(Iout)(또는 인덕턴스)으로 변환하며, 이 전류원(Iout)은 저항성 부하, 전기 모터 등일 수 있는 부하(14)에 적당한 전압(Vout)을 생성한다. 커뮤테이션 셀(10)은 프리휠 다이오드(freewheel diode)(16)와 제어형 전력 전자 스위치(18), 예를 들어, 게이트 절연형 바이폴라 트랜지스터(isolated gate bipolar transistor; IGBT)를 구비한다. 커패시터(Cin)는 전압원(120)의 전압(Vbus)의 변동을 제한하는데 이용되고, 인덕턴스(32)는 출력 전류(Iout)의 변동을 제한하는데 이용된다. 게이트 드라이버(도 1에는 도시되지 않지만, 그 다음 도면들에는 도시됨)는 전력 전자 스위치(18)의 턴-온 및 턴-오프를 제어한다. 도 1에는 커뮤테이션 셀(10), 부하(14) 및 전압원(12)의 구성이 도시되며, 거기에서는 에너지가 전압원(12)에서 부하(14)로, 즉, 도면상에서 좌측으로 우측으로 흐른다. 또한, 커뮤테이션 셀(10)은 에너지가 반대 방향으로 흐르는 반전 구성에 이용될 수 있다.
턴 온 시에, 전력 전자 스위치(18)에 의해 전류는 그의 콜렉터(22)에서 에미터(24)를 통과할 수 있게 되며, 그 시점에, 전력 전자 스위치(18)는 폐 회로(closed circuit)와 유사하게 될 수 있다. 턴 오프 시에, 전력 전자 스위치(18)는 전류가 그를 통과하지 않게 하며 개 회로(open circuit)로 된다.
게이트 드라이버는 전력 전자 스위치(18)의 게이트(26)와 에미터(24) 사이에 가변 제어 전압을 인가한다. 바이폴라 트랜지스터와 같은, 일부 유형의 전력 전자 스위치의 경우, 게이트 드라이버는 전압원 대신에 전류원으로서 작용할 수 있다. 일반적으로, 게이트(26)와 에미터(24)간에 인가된 전압이 "하이"일 경우, 전력 전자 스위치(18)는 콜렉터(22)에서 에미터(24)로 전류가 흐를 수 있게 한다. 게이트(26)와 에미터(24)간에 인가된 전압이 "로우"일 경우, 전력 전자 스위치(18)는 그를 통한 전류의 통과를 차단한다. 보다 구체적으로, Vge로 표시된 게이트(26)와 에미터(24)간의 전압차는 게이트 드라이버에 의해 제어된다. Vge가 전력 전자 스위치(18)에 대한 임계치(Vge ( th ))보다 높으면, 스위치(18)는 턴 온되고, 콜렉터(22)와 에미터(24)간의 전압(Vce)은 거의 0으로 된다. Vge가 Vge(th)보다 낮으면, 전력 전자 스위치(18)는 턴 오프되고, Vce는 결국 Vbus에 도달한다.
전력 전자 스위치(18)가 턴 온되면, 전류(Iout)는 전압원(12)(및 일시적으로 커패시터(20))으로 부터 부하(14)를 통해 및 콜렉터(22)와 에미터(24)를 통해 흐른다. 전력 전자 스위치(18)가 턴 오프되면, 전류(Iout)는 부하(14)로부터 순환하여 프리휠 다이오드(16)에서 지나간다. 따라서, 전력 전자 스위치(18) 및 프리휠 다이오드(16)는 서로 협력하여 동작함을 알 수 있을 것이다. 높은 빈도로 전력 전자 스위치(18)를 턴 온 및 턴 오프하면 출력 인덕턴스(Lout)(32)에서의 전류(Iout)는 아주 일정하게 유지된다.
예를 들어, 바이폴라 트랜지스터와 같은, 다른 전력 전자 스위치 유형의 경우, 용어 "게이트"는 "베이스"로 대체될 수 있고, 그 베이스는 전압에 의해 제어되는 게이트와 반대로, 전류에 의해 제어됨을 알아야 한다. 이러한 차이가 커뮤테이션 셀(10)의 전체적인 동작 원리를 변경하는 것은 아니다.
도 2는 도 1의 통상적인 커뮤테이션 셀의 다른 회로도로서, 기생(스트레이) 인덕턴스를 보여준다. 도 1의 이상적인 모델과 대조적으로, 실제 커뮤테이션 셀의 부품들간의 접속은 기생 인덕턴스를 정의한다. 비록 기생 인덕턴스들은 커뮤테이션 셀(10)내의 여러 장소에 분산되지만, 도 2에 안출된 적당한 모델은, 전력 전자 스위치(18)의 에미터 인덕턴스(30)와, 프리휠 다이오드(16), 전력 전자 스위치(18) 및 커패시터(20)에 의해 형성되는 고주파 루프(36)의 주위의 (에미터 인덕턴스(30)과는 다른) 모든 다른 기생 인덕턴스를 나타내는 인덕턴스(34)를 포함하는 전체 기생 인덕턴스를 나타내는 2개의 개별적인 인덕턴스를 보여준다. 고주파 루프(36)는 전력 전자 스위치(18)의 스위칭시에 전류가 크게 변경되는 경로이다. 출력 인덕턴스(Lout)(32)는 고주파 루프의 일부가 아닌데, 이는 그의 전류가 커뮤테이션 기간에 걸쳐 아주 일정하게 유지되기 때문임을 알아야 한다.
도 3은 게이트 드라이버(40)를 추가로 나타내는 통상적인 커뮤테이션 셀의 회로도이다. 커뮤테이션 셀(10)의 일부 소자들은, 도시를 간략화하기 위해, 도 3에 도시되지 않았다. 도 3에는, 포지티브 공급 전압(42)과 네거티브 공급 전압(44)을 가진 게이트 드라이버(40)가 추가로 도시되며, 게이트 드라이버(40)의 출력(46)은 게이트 저항(Rg)을 통해 전력 전자 스위치(18)의 게이트(26)에 접속된다. 게이트 드라이버(40)의 포지티브 공급 전압(42)은, +Vcc로 표시된 값을 가지며, 네거티브 공급 전압(44)은, -Vcc로 표시된 값을 가진다. 게이트 드라이버(40)의 입력(48)은, 당해 기술 분야에 잘 알려진 바와 같이, 커뮤테이션 셀(10)의 제어기(도시되지 않음)에 접속된다. 게이트 드라이버(40)의 출력(46)에서의 전압은, 게이트(26)에서의 전압을 제어하기 위해, +Vcc로 상승하고 -Vdd로 하강한다. 에미터에 대한 게이트(26)의 입력 저항은 특히 IGBT의 경우에 매우 높을 수 있다. 그러나, 게이트(26)와 에미터(24)사이에 존재하는, 기생 밀러 커패시턴스는, 게이트 드라이버(40)가 +Vcc와 -Vdd 간에 교번할 때, 일부 전류가 출력(46)으로부터 흐를 수 있게 한다. 게이트 트랜지스터의 값(Rg)은 전력 전자 스위치(18)의 원하는 스위칭 속도와 기생 밀러 커패시턴스의 함수로서 선택되며, 그에 따라 게이트(26)에서의 전압은 원하는 스위칭 속도에 적당한 비율로 변경된다.
도 3에 있어서, 전력 전자 스위치(18)와 에미터 기생 인덕턴스(30)를 통해 흐르는 전류(Iigpt)는, 전력 전자 스위치(18)가 턴-온될 때에는, Iout와 필연적으로 동일하게 되며, 전력 전자 스위치(18)가 턴 오프될 때에는, (실질적으로) 0이 되도록 신속하게 감소하게 된다.
전력 전자 스위치(18)가 턴 온 또는 턴 오프되면, 그를 통해 흐르는 전류(Iigbt)는 고속으로 증가하거나 감소한다. di/dt로 표시된 Iigbt의 이러한 변동은, 잘 알려진 수학식 (1)에 따라, 인덕턴스(30,34)에 걸쳐 전압을 생성한다.
Figure pct00001
여기에서, VL은 인덕턴스 양단에 유도된 전압이고, L은 인덕턴스 값이다.
기생 인덕턴스(34) 양단에 전압(VLs)이 생성되고, 에미터 기생 인덕턴스(30) 양단에 전압(VLe)이 생성된다. 도 2 및 도 3에 있어서, 에미터 인덕턴스(30)를 포함하는 고주파 루프 인덕턴스(34) 양단에 도시된 극성들은, 전류(Iigbt)가 매우 급격하게 줄어들어서, di/dt가 네거티브 값을 취할 때, 전력 전자 스위치(18)의 턴-오프시에 획득된 전압을 반영한다. 전력 전자 스위치(18)의 턴 온시에는, 에미터 인덕턴스(30)를 포함하는 고주파 루프 인덕턴스(34) 양단의 전압이 반대 방향으로 된다.
이들 전압(VLs 및 VLe)은 전압원(12)으로부터의 전압(Vbus)과 직렬이다. 전력 전자 스위치(18)가 턴 오프되면, 콜렉터(22)와 에미터(24)간 전압은, 프리휠 다이오드(16)가 턴 온될 때 까지 증가한다. 이 시점에 있어서, Vbus, VLs 및 VLe가 추가되면 전력 전자 스위치(18)의 콜렉터(22)와 에미터(24)간에 중요한 과전압이 인가되게 된다. 전력 전자 스위치는 어느 정도 레벨의 동작 정격 전압을 가지지만, 극도의 과전압은 임의 전력 전자 스위치의 수명을 줄일 수 있으며, 그에 따라 그의 너무 이른 고장을 일으키거나 심지어 디바이스를 고장나게 한다.
도 4는 2개의 통상적인 커뮤테이션 셀들로 형성된 통상적인 IGBT 레그(leg)의 회로도이다. 도 1 내지 3의 상술한 설명에서 소개된 2개의 커뮤테이션 셀(10)은 단일 루프로 접속되어 전력 변환기(50)의 IGBT 레그(70)를 형성하며, 도 1 내지 3의 IGBT는 도 4의 예시에서는 전력 전자 스위치(18)로서 이용된다. 제 1 전력 전자 스위치(하부의 IGBT(Q1))는 제 1 프리휠 다이오드(상부 프리휠 다이오드(D2))와 협력하여 동작하며, 제 1 전력 전자 스위치(상부의 IGBT(Q2))는 또 다른 프리휠 다이오드(하부의 프리휠 다이오드(D1))와 협력하여 동작한다. 각 IGBT는 그 자신의 게이트 드라이버(40)를 가진다. 전압원(12)은 기생 인덕턴스(Lc)를 통해 IGBT 레그(70)에 접속된 입력 커패시턴스(20)(Cin)에 병렬로 전압(Vbus)을 제공한다. 전력 변환기의 무선, 접속, 결합 해제 커패시터 및 회로 보드 트레이스들(traces)에 본질적으로 제공되는 기생 인덕턴스들이 도 4에 도시되었다. 참조번호 12와 같은 배터리로부터 3상 전기 모터(도시되지 않음)에 전력을 공급하는데 이용되는 3상 전력 변환기는 도 4에 도시된 바와 같이 3개의 IGBT 레그(70)들을 구비한다. 그러한 전력 변환기는 잘 알려져 있다고 생각되기 때문에, 본 명세서에서는 그에 대한 추가적으로 설명하지 않겠다.
도 4로부터 알 수 있겠지만, 각 게이트 드라이버의 기준은 전형적으로 IGBT들(Q1, Q2)의 로직 핀들로 알려진 IGBT들(Q1, Q2)의 에미터에 접속된다. 간결성을 위해, 도 4의 설명은 하부의 IGBT(Q1)를 포함하는 그의 하부 부분에 집중된다.
도 2 및 도 3의 상술한 설명에서 논의된 전력 전자 스위치(18)에 대한 과전압 영향은 IGBT(Q1, Q2)에도 적용된다.
하부 IGBT(Q1)가 턴 오프되면, 과전압 기간동안, 전류는 하부 IGBT(Q1)에서 상부의 프리휠 다이오드(D2)로 운송된다. 적절하게 선택된 IGBT는 IGBT 레그(70)에 존재하는 여러 기생 인덕턴스(Lc, L+ Vbus, Lc -high, Le-high, Lc -low, Le-low 및 L- Vbus)에 걸쳐 전류 변동(di/dt)에 의해 생성된 과전압을 공급할 수 있다. 실제로, 인덕턴스들이 거기에서의 전류의 변경을 억제하기 때문에, 도 4에 도시된 기생 인덕턴스의 극성들에 의해 나타난 바와 같이, IGBT 레그(70)에 추가적인 전압들이 전개된다. 소오스의 전압(Vbus)에 추가된 이들 전압으로 인해 하부의 IGBT(Q1)의 최대 콜렉터-에미터간 전압(Vce) 정격을 초과하는 전압이 유발된다. 상부 IGBT(Q2)도 이러한 문제를 겪는다.
게이트-에미터 전압의 경사를 완만하게 함에 의해, 전력 전자 스위치에 있어서의 과전압을 제한하고자 하는 해법이 존재한다. 그러나, 과전압의 과도한 제한은 전류의 보다 긴 스위칭 시간을 의미할 수 있으며, 이는 커뮤테이션 셀 성능을 줄이게 된다.
또한, 커뮤테이션 셀(10)과 전력 변환기(50)는, 높은 버스 전압(Vbus)에서 동작할 때, 그들의 최대 전력을 전달할 수 있다. 고주파 루프(36)의 기생 인덕턴스들의 양단에 생성된 과전압을 제한하기 위한 오늘날의 해법은 전력 전자 스위치(18)의 최대 전압 정격에 근접한 버스 전압들을 이용할 수 있게 한다. 그러나, 버스 전압들은 시간에 걸쳐 가변하거나 다른 응용들간에 가변할 수 있다. 이러한 이유 때문에, 통상적인 커뮤테이션 셀에 있어서의 과전압 보호는 통상적으로 안전 조치로서 과설계(overdesign)될 필요가 있다. 그 경우, 통상적인 커뮤테이션 셀은 그들의 최대 달성 가능 전력 출력 미만에서 작동한다.
특히, IGBT 레그들이 병렬로 배치될 때 커뮤테이션 셀의 병렬화로부터 동적 전류 공유와 관련된 수많은 추가적인 문제가 발생한다. 예를 들어, 병렬화된 한 쌍의 전력 전자 스위치들 중 하나의 천이가 동일한 쌍 중 다른 것보다 빠른 상태일 때, 이러한 가장 빠른 스위치가 다른 것들보다 많은 전류를 지원하고, 그에 따라 보다 많은 열을 생성한다. 이것은, 일부 병렬화된 전력 전자 스위치들의 조속한 노화를 빈번하게 유도하고, 그에 따라 전력 변환기의 수명이 조기에 끝나게 된다.
통상적으로, 그러한 동적 불균형 문제를 극복하기 위하여, 몇 가지 규칙이 뒤따른다. 제 1 규칙은, 동일한 게이트 저항 및 게이트 루프 인덕턴스를 가진 게이트 드라이버가 모든 전력 전자 스위치의 스위칭 시간들간의 지연을 최소화하는데 이용되는 매칭 게이트 드라이버 회로를 각 전력 전자 스위치마다 이용하는 것이다. 제 2 규칙에 따르면, 병렬로 배치될 전력 전자 스위치들은, 그들이 기생 커패시턴스, 임계 전압 및 이득과 같은 본질적 파라메타와 매칭되도록 선택된다. 매칭된 전력 전자 스위치의 선택은, 동일 배치(batch)에서 제조된 스위치들을 이용하여 이루어질 수 있다. 마지막으로, 제 3 규칙은 모든 전력 전자 스위치를 위한 고주파수 루프에 동일한 회로 레이아웃(layout)을 이용하는 것이다. 많은 애플리케이션에 있어서 이러한 제 3 규칙을 충족시키기가 특히 어려운 경우가 빈번한데, 그 이유는 공통 전력 전자 스위치는 그들 자신의 전력 회로 경로를 가지기 때문이다. 또한, 이산 스위치들을 병렬로 배치할 경우, 기계적 및 패키징 필요성 때문에 그들 전력 회로 브렌치들의 각각을 매칭시키는 것이 항상 가능한 것은 아니다.
그러므로, 전력 전자 스위치의 가변 특성을 보상할 수 있는 회로가 필요하다.
본 개시에 따르면, 게이트 드라이버를 통해 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 개별적으로 제어하는 보상 회로가 제공된다. 보상 회로는 전력 전자 스위치의 턴-오프시에 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 1 부분을 샘플링하도록 구성된 제 1 회로 경로를 포함한다. 또한, 보상 회로는 전력 전자 스위치의 턴-오프시에 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 2 부분을 샘플링하도록 구성된 제 2 회로 경로를 포함한다. 보상 회로는, 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프동안 전압의 제 1 부분과 제 2 부분을 각각 공급하도록 구성된 게이트 드라이버 기준 접속을 추가로 포함한다.
본 개시는, 또한, 제 2 전력 전자 스위치와 병렬로 배치된 제 1 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 개별적으로 제어하는 보상 회로와 관련되며, 그 제어는 게이트 드라이버를 통해 이루어진다. 보상 회로는 제 1 전력 전자 스위치의 턴-온시에 제 1 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 1 부분을 샘플링하도록 구성된 제 1 회로 경로를 포함한다. 보상 회로는 제 1 전력 전자 스위치의 턴-오프시에 제 1 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 2 부분을 샘플링하도록 구성된 제 2 회로 경로를 포함한다. 보상 회로는 제 1 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프동안에 전압의 제 1 부분과 제 2 부분을 각각 공급하도록 구성된 게이트 드라이버 기준 접속을 추가로 포함한다.
본 개시에 따르면, 스위칭 과전압을 제한하는 구성으로 된 커뮤테이션 셀이 제공된다. 커뮤테이션 셀은, 기생 인덕턴스를 가진 전력 전자 스위치와, 기생 인덕턴스에 접속된 보상 회로를 구비하며, 기생 인덕턴스를 통해 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프시에 전압이 생성된다.
본 개시는, 추가로, 한 쌍의 병렬 레그들을 구비한 전력 변환기와 관련되는데, 각 레그는 직렬로 접속된 한 쌍의 전력 전자 스위치들을 가지며, 각 전력 전자 스위치는 보상 회로들 중 하나를 구비한다.
본 개시는 한 쌍의 병렬 레그들을 구비한 전력 변환기와 관련되며, 각 레그는 보상 회로를 포함하는 한 쌍의 커뮤테이션 셀을 직렬로 접속시킨다.
상술한 특징 및 다른 특징은 첨부된 도면을 참조하여 예시적으로 주어진, 예시적인 실시 예의 이하의 비제한적 설명을 읽으면 더욱 명확해질 것이다.
본 개시의 실시 예들은 단지 이하의 첨부된 도면을 참조하여 설명될 것이다.
도 1은 통상적인 전력 변환기 회로에 이용되는 통상적인 커뮤테이션 셀의 이상적인 회로도;
도 2는 기생(스트레이) 인덕턴스가 도시된, 도 1의 통상적인 커뮤테이션 셀의 다른 회로도;
도 3은 게이트 드라이버가 추가로 도시된 통상적인 커뮤테이션 셀의 회로도;
도 4는 2개의 통상적인 커뮤테이션 셀로 형성된 통상적인 IGBT 레그의 회로도;
도 5는 5개의 병렬화된 IGBT 레그들을 포함하는 전력 변환기의 회로도;
도 6은 제 1 예시적인 실시 예에 따른 보상 회로를 도시한 도 5의 일부의 상세도;
도 7은 제 2 예시적인 실시 예에 따른 보상 회로를 도시한 도 5의 일부의 상세도이다.
여러 도면에서 유사한 번호는 유사한 특징을 나타낸다.
본 개시의 여러 측면은 전반적으로 스위칭 시에 전력 변환기에 존재하는 하나 이상의 과전압 문제를 다룬다.
특히, IGBT의 턴 오프시에 커뮤테이션 셀에서의 과전압을 제한하도록 동작할 수 있는 회로들은, Jean-Marc Cyr 등에 의한, 국제특허공개번호 WO 2013/082705 A1, 국제특허출원번호 PCT/CA2013/000805, 미국가출원번호 61/808,254, 61/898,502, 61/904,038, 61/905,045 및 61/904,050 및 http://www.advbe.com/docs/DeciElec2013-Jean Marc Cyr - TM4.pdf에서 입수할 수 있는 “Reducing switching losses and increasing IGBT drive efficiency with ReflexTM gate driver technology”에 설명되어 있으며, 이들 개시는 본 명세서에서 참조로서 수록된다.
본 기술은 커뮤테이션 셀의 전력 전자 스위치의 턴 오프 및 턴 온시의 과전압 및 스위칭 손실의 제어를 제공한다. 본 명세서에 안출된 회로 및 방법들은 전반적으로 병렬화된 전력 전자 스위치의 턴 온 및/또는 턴 오프시에 과전압을 제한하기 위한 다른 해법과 호환 가능하다. 제한 없이, 개시된 기술은 단일 커뮤테이션 셀, 2개의 캐스케이드형(cascaded) 커뮤테이션 셀을 가진 레그 및 병렬화된 레그에 이용될 수 있다.
커뮤테이션 셀에 있어서, 전력 전자 스위치의 턴-오프시의 di/dt는 커뮤테이션 셀의 고주파 루프의 기생(스트레이) 인덕턴스 양단에 전압을 생성한다. 이 전압은 커뮤테이션 셀에 전력을 제공하는 버스 전압에 추가하여 전력 전자 스위치 양단에 인가된다. 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버에 전력 전자 스위치 양단에 존재하는 과전압의 샘플을 주입하는 것에 기초한 해법이 제안되었다. 본 개시에 따라 구축된 커뮤테이션 셀은 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프시에 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 다른 부분을 각각 선택하여, 이들 부분들이 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 제어하기 위해 선택적으로 인가되도록 하는 한 쌍의 회로 경로를 구비한다.
본 명세서에 개시된 기술은 IGBT 레그들을 형성하는 커뮤테이션 셀의 쌍들(pairs)을 포함하는 전력 변환기와 관련하여 주로 설명되며, 한 쌍의 IGBT 레그들은 고전력 애플리케이션을 위해 추가로 병렬 배치된다. 그러나, 단일 커뮤테이션 셀 또는 단일 IGBT 레그에도 동일한 교시가 적용될 수 있다. 추가적으로, 이하의 설명은 게이트 절연형 바이폴라 트랜지스터(IGBT)의 이용과 주로 연관될 것이다. 이하의 설명에서 IGBT에 대한 언급은 예시적인 것으로 본 개시를 제한하고자 하는 것은 아니다. 동일한 기술이 금속-산화물-반도체 필드-효과 트랜지스터(MOSFET), 바이폴라 트랜지스터 및 그와 유사한 전력 전자 스위치를 이용하여 구성된 커뮤테이션 셀에 동일하게 적용될 수 있다.
일반적으로, 개시된 보상 회로는 독특한 특성을 가진 병렬화된 전력 전자 스위치들간의 동적 불균형의 감소에 의해 본 명세서에서 설명한 전력 전자 스위치의 병렬 동작을 도모한다. 이것은, 턴-온 및 턴-오프시의 스위칭된 전류의 균형화에 의해 달성된다. 각각의 개별적인 전력 전자 스위치의 고주파 루프의 기생 인덕턴스 양단의 강하 전압(drop voltage)의 피드백을 그의 각각의 게이트 드라이버 회로에 주입하기 위해 보상 회로가 제공된다. 이에 따라 병렬화된 스위치의 턴-온 및 턴-오프시의 속도를 선택적으로 조정할 수 있게 된다. 이 보상 회로는 턴-온 동안에 전력 전자 스위치의 게이트에 인가된 전압을 동적으로 감소시키고, 턴-오프동안에 그것을 증가시킴에 의해 커뮤테이션 셀에 있어서의 전류 변동(di/dt)을 개별적으로 조정한다. 물론, 개시된 보상 회로는, 그것이 스위칭 동안의 과전압 제어의 전반적인 문제에 대한 대안적인 해법을 제공함으로써, 단일 전력 전자 스위치 구성 또는 단일 레그 구성에 이용될 수 있다.
도 5는 2개의 병렬화된 IGBT 레그를 포함하는 전력 변환기의 회로도이다. 또한 도 5에는 각 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버에 대한 개별적 피드백 루프 및 부품 상호 접속에 의해 유발된 기생 인덕턴스가 도시된다. 도 5의 예시에 있어서, 2개의 레그는 동일 모듈 또는 다른 모듈의 스위치들로부터 또는 이산 부분들로부터 구성될 수 있다. 본 개시의 문맥에 있어서, '모듈'은 공통 웨이퍼로부터 제조된 여러 IGBT들 및 다이오드들을 포함하는 칩을 포함하는 패키지이다. 또한, 2개의 병렬화된 스위치들은 출력에서 이용 가능한 상 전류(phase current)를 증가시키기 위한 병렬화된 이산 부분들일 수 있다.
제 1 레그(100)는 하부 IGBT(Q1), 그와 연관된 프리휠 다이오드(D2) 및 기생 인덕턴스(Lc1-low 및 Le1 -low), 상부 IGBT(Q2), 그와 연관된 프리휠 다이오드(D1) 및 기생 인덕턴스(Lc2-high 및 Le2-high)를 포함한다. 제 1 및 제 2 게이트 드라이버(GD1 및 GD2)는 각각 하부 및 상부 IGBT(Q1 및 Q2)의 게이트와 연관된다. 게이트 드라이버(GD1 및 GD2)는 제어기(도시되지 않음)로부터 신호들을 수신하고 그들과 접속된 IGBT(Q1 및 Q2)를 턴-온 또는 턴-오프시킨다. 각 게이트 드라이버(GD1 및 GD2)의 게이트 드라이버 기준(복귀 경로)은 각각 보상 회로(112,114)에 접속되고, 각 보상 회로는 또한 그들 각각의 IGBT(Q1, Q2)의 기생 에미터 인덕턴스(Le1-low, Le2-high) 양단에 접속된다.
제 2 레그(200)는 하부 및 상부 IGBT(Q3, Q4)와 대응하는 프리휠 다이오드(D3, D4)를 포함한다. 상부 IGBT(Q2, Q4)는 각 보상 회로(114, 118)에 접속된 각 게이트 드라이버(GD2, GD4)에 의해 (동시에) 병렬로 턴 온되어, 포지티브 Vbus 탭에서 포트(300)에 접속된 부하로 전류를 제공하는데, 그 부하는 예를 들어 3상(three-phase) 모터의 단상(one phase)이다. 상부 IGBT(Q2, Q4)는 병렬로 턴 오프되는 반면, 하부 IGBT(Q1, Q3)는 각 게이트 드라이버(GD1, GD3)에 의해 턴 온되어, 부하로부터 네거티브 Vbus 탭으로 전류 경로를 제공한다.
제 2 레그(200)는 제 1 레그(100)와 동일하며, 여기에서는 추가로 설명하지 않겠다. 포트(300)에 접속된 부하에 더 많은 전력을 제공하기를 원할 경우, 제 1 및 제 2 레그(100, 200)에 대해 병렬로 추가적인 레그가 이용될 수 있음을 알 것이다. 부하의 전력 요건에 따라 및 전력 변환기에 있어서의 IGBT의 전력 정격에 따라 다수의 병렬 레그들이 선택될 것이다.
IGBT들(Q2, Q4)이 턴-온 또는 턴-오프되면, IGBT(Q2, Q4)의 각 게이트 회로가 최소 지연 및 유사 게이트 회로 파라메타들의 견지에서 유사한 타이밍을 제공할 경우, 전류의 변경 레이트(di/dt)는 레그들(100 또는 200) 중 보다 낮은 전체 기생 인덕턴스를 가진 레그(100 또는 200)에서 더 높게 된다. 예를 들어, 합 Le1 -low + Lc1 -low + Le2 -high + Lc2 -high이 합 Le3 -low + Lc3 -low + Le4 -high + Lc4 -high보다 작으면, 레그(100)에서의 보다 낮은 전체 인덕턴스가 di/dt에 대해 보다 작은 저항을 대립시킨다. 그 경우, IGBT(Q2)는 IGBT(Q4)보다 높은 전류를 커뮤테이트(commutate)하여, 턴-온시에 보다 많은 손실을 낭비하게 한다. 그 경우, IGBT(Q2)는 IGBT(Q4)보다 높은 열적 스트레스를 겪을 것으로 예상된다.
IGBT(Q2, Q4)가 턴 오프되면, 그들은, 전력 변환기의 레그(100, 200)에 각각 존재하는 Q2에 대한 L- Vbus, Le1 -low, Lc1 -low, Le2 -high, Lc2 -high 및 L+ Vbus와, Q4에 대한 L- Vbus, Le3-low + Lc3 -low + Le4 -high + Lc4 -high 및 L+ Vbus를 포함하는 여러 기생 인덕턴스들 양단의 di/dt에 의해 생성된 과전압을 견딜 수 있다. 실제로, 인덕턴스들은 거기에서의 전류의 변경에 저항하기 때문에, 각 레그(100, 200)의 회로에서 추가적인 전압들이 전개된다. 신뢰성 때문에, 포지티브 및 네거티브 Vbus 탭들간의 전압에 추가된 이들 전압들은 각 IGBT의 최대 정격 전압 아래로 유지되어야 한다. IGBT들(Q2, Q4)간의 다른 턴-오프 di/dt는 턴-오프 손실에 있어서의 불균형 및 다른 전압 오버슈트(overshoot)를 생성한다.
일반적으로, IGBT의 게이트 드라이버에서의 이와 같은 경우에는, 각 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버에 접속된 보상 회로를 추가함에 의해, 각 IGBT의 기생 에미터 인덕턴스에 유도된 전압의 샘플들이 게이트 드라이버에서 피드백되어, 각 IGBT마다 독자적으로 턴-온 및 턴-오프 동안에, IGBT를 통과하는 전류의 변화 레이트(di/dt)를 제어한다.
그에 따라, 각 IGBT의 기생 에미터 인덕턴스 양단의 전압의 제어 부분이 게이트 드라이버에서 주입되어 전력 회로에서 IGBT의 게이트 회로로 네거티브 전압(피드백)을 생성하며, 그에 따라 게이트-에미터 전압(Vge)의 변동이 완만하게 된다. 결과적으로, 지연 또는 추가적인 게이트 전류를 크게 유발하지 않고도 게이트 전압에 직접 작용하게 된다.
통상적인 시판중인 IGBT 모듈에서는 에미터의 국소적인 전력 접속들간의 에미터 인덕턴스가 최적이 아니기 때문에, 턴-온 및 턴-오프 시점동안에 각각 게이트 드라이브 회로에 주입된 전압의 샘플을 최적화하기 위해 보상 회로가 개발되었다. 도 6은 제 1 예시적인 실시 예에 따른 보상 회로를 도시한 도 5의 일부의 상세도이다. 도 6에는 보상 회로(112)의 실시 예를 가진 병렬화된 레그(100, 200)의 하부가 도시된다.
간결성을 위해, 보상 회로(112) 및 IGBT(Q1)와 그의 게이트 드라이브(GD1)에 대한 그의 접속만이 이하에서 상세하게 설명될 것이며, 보상 회로(114,116,118)는 유사하게 구성됨을 알아야 한다.
도 6에 도시된 바와 같이, 보상 회로(112)는 기생 인덕턴스(Le1 -low) 양단에 직렬로 접속된 저항들(R1,R2)을 구비한 턴-온 저항성 분배기 회로를 포함한다. 다이오드(Don)는 게이트 드라이버(GD1)의 기준(113)에 저항들(R1,R2)의 접합을 상호 접속시킨다.
유사하게, 보상 회로(112)는 기생 인덕턴스(Le1 -low) 양단에 직렬로 접속된 저항들(R3,R4)을 구비한 턴-오프 저항성 분배기 회로를 포함한다. 다이오드(Doff)는 게이트 드라이버(GD1)의 기준(113)에 저항들(R3,R4)의 접합을 상호 접속시킨다.
턴-온 및 턴-오프 저항성 분배기 회로는 게이트 드라이버(GD1)로 피드백되는 유도 전압의 레벨을 개별적으로 조정할 수 있게 한다. IGBT(Q1)의 턴-오프시에, Q1을 통과하는 전류의 네거티브 변동은 기생 인덕턴스 양단에 강하 전압을 유발한다(이것은 턴-오프시에 기생 에미터 인덕턴스상에 생성된 전압의 극성을 보여주는 도 2를 참조하면 가장 잘 알 수 있을 것이다). 에미터 전압은 기준(113)에서의 전압보다 낮다. 턴-온 다이오드(Don)는 그 시점에 도통하지 않지만, 턴-오프 다이오드(Doff)는 도통하게 된다. IGBT(Q1)의 턴-온시에는 그 반대로 작용한다. 그러므로, 턴-온 및 턴-오프 다이오드(Don, Doff)는 IGBT(Q1)의 적절한 스위칭 시점에 정확한 저항성 분배기가 이용될 수 있게 한다.
게이트 드라이버는 그들 각자의 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프에 대한 개별적인 제어를 가지고 있음을 알아야 한다. 따라서, 게이트 저항(Ron, Roff)은 IGBT(Q1)의 게이트 및 게이트 드라이버(GD1)의 출력을 상호 접속시켜서, 개별적인 스위칭 시점에, 도 3 및 도 4의 게이트 저항(Rg) 역할을 한다. 게이트 저항(Ron,Roff)의 값을 증가시키면 턴-온 및 턴-오프시의 전류의 변동 레이트가 느려지며, 그들의 값을 감소시키면 턴-온 및 턴-오프시에 이러한 변동 레이트가 빨라진다. 이것은 커뮤테이션에 큰 영향을 주는 전력 회로의 기생 인덕턴스에 있어서의 차이를 고려하지 않은 개방 루프 작용이다.
따라서, 턴-오프 동안에, R4에 대한 R3의 비율은 Roff와 조합되어 IGBT(Q1)에서의 전류 하강 레이트를 설정한다. 2개의 게이트 저항(R3,R4)의 값들은 IGBT(Q1)의 게이트 회로에 주입되는 기생 에미터 인덕턴스 양단의 샘플링된 전압의 피드백 부분을 결정한다. 게이트 저항들의 값은 턴-오프 손실을 제어하도록 조정되며, 그에 의해 IGBT(Q1)에 대한 열적 스트레스가 제어되고, IGBT(Q1)상의 과전압이 그의 최대 정격 미만으로 유지된다.
턴-온 동안에, R2에 대한 R1의 비율은 Ron와 조합되어 IGBT(Q1)에서의 전류 상승 레이트를 설정한다. 2개의 게이트 저항(R1,R2)의 값들은 IGBT(Q1)의 게이트 회로에 주입되는 기생 에미터 인덕턴스 양단의 샘플링된 전압의 피드백 부분을 결정한다. 이들 저항들의 값 및 보상 회로(116)의 대응하는 저항들의 값들은 병렬화된 IGBT들(Q1, Q3)간의 턴-온 손실의 균형을 유지하도록 조정되며, 그에 의해 그들의 열적 스트레스가 제어되고, 다른 쪽의 프리휠 다이오드들의 복구 전류가 그들의 최대 정격내에 유지되게 된다.
본 기술은, 폐 루프 작용에 의해, 또 다른 IGBT와 병렬로 배치된 각 IGBT(또는 보다 일반적으로는 또 다른 전력 전자 스위치와 병렬로 배치된 각 전력 전자 스위치간의)의 전류 상승 및 하강 시간의 레이트를 그들 각자의 레그의 기생 인덕턴스에 따라 개별적으로 조정한다. 그러므로, 턴-오프시의 그들의 과전압과 턴-온시의 복구 전류를 제어하면서, 그들의 스위칭 손실의 균형을 맞출 수 있게 된다. 이 기술은 전력 전자 스위치에 가해지는 스트레스를 균등하게 한다.
도 7은 제 2 예시적인 실시 예에 따른 보상 회로를 도시한 도 5의 일부의 상세도이다. 도 7의 제 2 실시 예는 저항(R2)과 턴-오프 다이오드(Doff)가 제거되었다는 점에서 보상 회로(112)와 다른 보상 회로(122)를 개시한다.
따라서, 보상 회로(122)는, IGBT(Q1)의 에미터 전압이 기준(113)보다 높을 때, 턴-온 동안 저항(R3)과 병렬이 되도록 접속되는 저항(R1)을 포함한다. 다이오드(Don)는 저항(R1)을 게이트 드라이버(GD1)의 기준(113)에 상호 접속시킨다. 따라서, R3과 병렬인 R1의 값과 R4의 값은 턴-온 동안 신호의 적당한 부분이 게이트 드라이버로 피드백되도록 선택된다.
보상 회로(122)는 기생 에미터 인덕턴스(Le1 -low) 양단에 직렬로 접속된 저항(R3,R4)을 구비하는 턴-오프 저항성 분배기를 형성한다. 보상 회로(122)의 구성에 다이오드(Doff)는 필요치 않는데, 이는 다이오드(Don)의 구성으로 인해 턴-오프시에 저항(R1)이 동작하지 않아도 되기 때문이다.
턴-오프 동안, R4에 대한 R3의 비율은 Roff와 조합되어 IGBT(Q1)에서의 과전압 제한을 조정하도록 전류 하강 레이트를 설정한다. 2개의 저항(R3,R4)의 값들은 IGBT(Q1)의 게이트 회로에 주입되는 기생 에미터 인덕턴스에 유도된 전압의 피드백 부분을 결정한다. 이들 저항들의 값은 IGBT(Q1)상의 과전압이 그의 정격 제한 아래로 유지되고 IGBT들(Q1, Q3)들간의 턴-오프 손실의 균형이 유지되도록 조정되는데, 후자의 경우, 유사한 보상 회로(124)의 이용으로부터 혜택을 받는다.
보상 회로(122)가 도 6의 보상 회로(122)보다 소자들이 적은 반면(저항(R2)과 다이오드(Doff)가 없음), 이 보상 회로는 조정 가요성(adjustment flexibility)이 보다 덜하다.
상기에서는, 턴-온 및 턴-오프시에 IGBT(Q1)의 동작을 개선하고, 턴-온 및 턴-오프시에 병렬화된 전력 전자 스위치들의 스위칭 전류의 균형을 유지시킴으로써, 병렬화된 전력 전자 스위치들의 경우에 발생할 수 있는 동적 불균형을 감소시키기 위해, 기생 에미터 인덕턴스(Le1 -low) 양단에 유도된 전압이 게이트 드라이버(GD1)로 피드백되도록 선택되었다. 대안적으로, 제어중인 전력 전자 스위치와 동일한 레그의 기생 인덕턴스로부터 샘플 전압이 획득되므로, 그러한 피드백을 제공하기 위해 다른 기생 인덕턴스에 유도된 전압이 이용될 수도 있다.
보상 회로(112,122)의 본 설명은, 다른 보상 회로에 또한 적용되며, 기생 에미터 인덕턴스에 유도된 전압의 일 부분을 선택하는데 이용된 저항성 회로와 관련하여 도시되고 설명되었다. 예를 들어, 변환기(transformer) 또는 다른 전압 어댑터를 포함하는 회로와 같이 유도 전압의 일부를 선택하도록 다른 유형의 회로를 이용할 수 있을 것이다.
상기에서는, 전기차의 모터와 같은 접속 부하(connected load)에 교류 전류를 제공하기 위해, 반도체의 풀 레그(full leg), 다른 쪽의 전력 전자 스위치 쌍 및 프리휠 다이오드를 이용하는 커뮤테이션 셀 또는 병렬 반도체 레그들과 같은, DC-DC 변환기 및 DC-AC 변환기에 적용할 수 있는 해법을 설명하였다.
당업자라면, 커뮤테이션 셀, 전력 변환기 및 보상 회로의 설명이 단지 예시적인 것일 뿐 임의 방식으로 제한하고자 하는 것은 아님을 알 것이다. 본 개시의 혜택을 본 당업자라면 다른 실시 예들을 쉽게 제안할 수 있을 것이다. 또한, 커뮤테이션 셀, 전력 변환기 및 보상 회로는 커뮤테이션 셀 및 전력 변환기에 이용되는 전력 전자 스위치의 가변 특성과 관련된 기존의 필요성 및 과제에 대한 가치있는 해법을 맞춤 제공할 수 있다.
명확성을 위해, 커뮤테이션 셀, 전력 변환기 및 보상 회로의 구현의 일상적인 특징 모두를 도시하고 설명한 것은 아니다. 물론, 임의의 그러한 실질적인 커뮤테이션 셀, 전력 변환기 및 보상 회로의 구현의 개발에 있어서 예를 들어 응용 관련 제약, 시스템 관련 제약 및 사업 관련 제약의 준수와 같은 개발자의 특정 목표를 달성하기 위하여 수많은 구현 지정적 결정이 이루어질 필요가 있으며, 이들 특정 목표는 구현마다 달라지고 개발자마다 달라질 수 있음을 알 것이다. 또한, 개발 노력이 복잡하고 시간 소모적일 수 있지만, 그럼에도 본 개시의 혜택을 입은 전력 전자 분야의 당업자에게는 일상적인 공학적 작업일 수 있음을 알 것이다.
커뮤테이션 셀, 전력 변환기 및 보상 회로는 그들의 응용이 상기에서 설명하고 첨부된 도면에 도시된 부분 및 구성의 세부 사항에 제한되지 않음을 알 것이다. 제안된 커뮤테이션 셀, 전력 변환기 및 보상 회로는 다르게 구현될 수 있고 여러 방식으로 실시될 수 있을 것이다. 본 명세서에서 이용된 문구 또는 용어는 설명을 위한 것이며 제한을 위한 것은 아님을 알 것이다. 커뮤테이션 셀, 전력 변환기 및 보상 회로가 예시적인 실시 예에 의해 상기에서 설명되었지만, 본 발명의 사상, 범주 및 본질을 벗어나지 않고도 그것이 수정될 수 있다.

Claims (25)

  1. 게이트 드라이버를 통해 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 개별적으로 제어하는 보상 회로로서,
    전력 전자 스위치의 턴-온시에 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 1 부분을 샘플링하도록 구성된 제 1 회로 경로;
    전력 전자 스위치의 턴-오프시에 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 2 부분을 샘플링하도록 구성된 제 2 회로 경로; 및
    전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프 동안에 전압의 제 1 부분 및 제 2 부분을 각각 공급하도록 구성된 게이트 드라이버 기준 접속을 구비하는
    보상 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕턴스는 전력 전자 스위치의 기생 인덕턴스인
    보상 회로.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    제 1 회로 경로는,
    인덕턴스 양단에 직렬로 접속된 제 1 및 제 2 저항; 및
    제 1 및 제 2 저항의 접합과 게이트 드라이버 기준 접속간에 접속된 턴-온 다이오드를 포함하고,
    턴-온 다이오드는 턴-오프 동안에 도통하지 않는
    보상 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    제 2 회로 경로는,
    인덕턴스 양단에 직렬로 접속된 제 3 및 제 4 저항; 및
    제 3 및 제 4 저항의 접합과 게이트 드라이버 기준 접속간에 접속된 턴-오프 다이오드를 포함하고,
    턴-오프 다이오드는 턴-온 동안에 도통하지 않는
    보상 회로.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    제 1 회로 경로는,
    직렬로 접속된, 제 1 저항, 턴-온 다이오드 및 제 2 저항; 및
    제 1 저항과 턴-온 다이오드에 병렬로 접속된 제 3 저항을 포함하고,
    턴-온 다이오드와, 제 2 저항 및 제 3 저항의 접합은 게이트 드라이버 기준 접속과 접속되고,
    턴-온 다이오드는 턴-오프 동안에 도통하지 않는
    보상 회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    제 2 회로 경로는 제 2 및 제 3 저항을 포함하는
    보상 회로.
  7. 제 2 전력 전자 스위치와 병렬된 배치된 제 1 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 개별적으로 제어하는 보상 회로로서,
    그 제어는 게이트 드라이버를 통해 이루어지고,
    상기 보상 회로는,
    제 1 전력 전자 스위치의 턴-온시에 제 1 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 1 부분을 샘플링하도록 구성된 제 1 회로 경로;
    제 1 전력 전자 스위치의 턴-오프시에 제 1 전력 전자 스위치의 인덕턴스 양단에 유도된 전압의 제 2 부분을 샘플링하도록 구성된 제 2 회로 경로; 및
    제 1 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프 동안에 전압의 제 1 부분과 제 2 부분을 각각 공급하도록 구성된 게이트 드라이버 기준 접속을 구비하는
    보상 회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 인덕턴스는 전력 전자 스위치의 기생 인덕턴스인
    보상 회로.
  9. 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,
    제 1 회로 경로는,
    인덕턴스 양단에 직렬로 접속된 제 1 및 제 2 저항; 및
    제 1 및 제 2 저항의 접합과 게이트 드라이버 기준 접속간에 접속된 턴-온 다이오드를 포함하고,
    턴-온 다이오드는 턴-오프 동안에 도통하지 않는
    보상 회로.
  10. 제 9 항에 있어서,
    제 2 회로 경로는,
    인덕턴스 양단에 직렬로 접속된 제 3 및 제 4 저항; 및
    제 3 및 제 4 저항의 접합과 게이트 드라이버 기준 접속간에 접속된 턴-오프 다이오드를 포함하고,
    턴-오프 다이오드는 턴-온 동안에 도통하지 않는
    보상 회로.
  11. 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,
    제 1 회로 경로는,
    직렬로 접속된, 제 1 저항, 턴-온 다이오드 및 제 2 저항; 및
    제 1 저항과 턴-온 다이오드에 병렬로 접속된 제 3 저항을 포함하고,
    턴-온 다이오드와, 제 2 저항 및 제 3 저항의 접합은 게이트 드라이버 기준 접속과 접속되고,
    턴-온 다이오드는 턴-오프 동안에 도통하지 않는
    보상 회로.
  12. 제 11 항에 있어서,
    제 2 회로 경로는 제 2 및 제 3 저항을 포함하는
    보상 회로.
  13. 스위칭 과전압을 제한하는 구성으로 된 커뮤테이션 셀로서,
    기생 인덕턴스를 가진 전력 전자 스위치 - 상기 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프시에 기생 인덕턴스를 통해 전압이 생성됨 - ; 및
    기생 인덕턴스에 접속되는 청구항 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항의 보상 회로를 구비하는
    커뮤테이션 셀.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 보상 회로는 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프시에 다른 이득을 이용하여 기생 인덕턴스를 통해 생성된 전압의 샘플을 인가하는
    커뮤테이션 셀.
  15. 제 13 항 또는 제 14 항에 있어서,
    전력 전자 스위치는 게이트 절연형 바이폴라 트랜지스터, 금속-산화물-반도체 필드 효과 트랜지스터 및 바이폴라 트랜지스터로부터 선택되는
    커뮤테이션 셀.
  16. 제 13 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 커뮤테이션 셀은, 전력 전자 스위치와 협력하여 동작하는 프리휠 다이오드를 구비하는
    커뮤테이션 셀.
  17. 제 12 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 커뮤테이션 셀은, 게이트 드라이버 기준 접속에서 보상 회로에 접속된 게이트 드라이버를 구비하고,
    게이트 드라이버는 전력 전자 스위치의 게이트에 접속되고, 게이트 드라이버는 전력 전자 스위치에 인가된 게이트-에미터 전압을 제어하는
    커뮤테이션 셀.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 커뮤테이션 셀은, 게이트 드라이버를 전력 전자 스위치의 게이트에 개별적으로 접속시키는 턴-온 저항과 턴-오프 저항을 구비하는
    커뮤테이션 셀.
  19. 제 13 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
    기생 인덕턴스는 기생 에미터 인덕턴스인
    커뮤테이션 셀.
  20. 제 13 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 있어서,
    전력 전자 스위치는 또 다른 전력 전자 스위치와 병렬로 배치되는
    커뮤테이션 셀.
  21. 전력 변환기로서,
    한 쌍의 병렬 레그들을 구비하며,
    각 레그는 직렬 접속된 한 쌍의 전력 전자 스위치를 가지며,
    각 전력 전자 스위치는 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 정의된 보상 회로를 구비하는
    전력 변환기.
  22. 전력 변환기로서,
    한 쌍의 병렬 레그들을 구비하며,
    각 레그는 제 7항 내지 제 12항 중 어느 한 항에 정의된 한 쌍의 보상 회로를 포함하고,
    각 보상 회로는 대응하는 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 제어하는
    전력 변환기.
  23. 전력 변환기로서,
    한 쌍의 병렬 레그들을 포함하며,
    각 레그는 제 13 항 내지 제 20 항 중 어느 한 항에 정의된 한 쌍의 커뮤테이션 셀들을 직렬로 접속시키는
    전력 변환기.
  24. 제 21 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서,
    병렬화된 전력 전자 스위치들의 각 쌍은 동일한 제조 배치(manufacturing batch)로부터 선택되는
    전력 변환기.
  25. 제 21 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서,
    모든 전력 전자 스위치들은 동일한 제조 배치로부터 선택되는
    전력 변환기.
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