JP2018528753A - スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータ - Google Patents

スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータ Download PDF

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Abstract

本開示は、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータに関する。パワーコンバータは、下部パワー電子スイッチおよび下部寄生インダクタンスに接続される下部補償回路を含む下部整流セルを備える。下部補償回路は、下部パワー電子スイッチのターンオフ時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを下部ゲートドライバの基準ノードに適用する。パワーコンバータはまた、上部パワー電子スイッチおよび下部寄生インダクタンスに接続される上部補償回路を含む上部整流セルも備える。上部補償回路は、上部パワー電子スイッチのターンオフにより下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを上部ゲートドライバの基準ノードに適用する。上部および下部整流セルは、ループの一部であり、下部パワー電子スイッチのコレクタおよび上部パワー電子スイッチのエミッタの接合部において接続される。

Description

本開示は、パワーエレクトロニクスの分野に関する。より詳しくは、本開示は、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータに関する。
整流セルは一般に、DC-DCコンバータ、およびしばしばインバータと呼ばれるDC-ACコンバータの両方を含む、電圧源の変換を必要とする電子システムにおいて使用される。例えば電気自動車および/または電気ハイブリッド自動車応用において使用されるそれらなどの、パワーコンバータ回路のために限られたスペースが許される状態で、半導体の高コストを考えると、これらの整流セルの統合に対する需要が、増加する。
パワーコンバータ回路において半導体によって占められるスペースを低減する既知の方法は、冷却面のサイズが低減されることを可能にするためにそれらの効率を高めることである。
従来のパワーコンバータ回路に存在するパワー電子スイッチにおける損失は、主に2つの起源、導電損失およびスイッチング損失によって引き起こされる。スイッチング損失を低減するための1つの方法は、一般にパワー電子スイッチのターンオンおよびターンオフを速めることによる。しかしながら、パワー電子スイッチの高速ターンオフは、それらの高周波ループの浮遊インダクタンスに過電圧を誘起する。それ故に、パワー電子スイッチを過電圧から保護するためにパワー電子スイッチのターンオフを遅くすることが、しばしば必要とされる。これは、従来のパワーコンバータ回路の全体的効率に深刻な影響を及ぼすこともある。
図1は、従来のパワーコンバータ回路に使用されるそれらなどの、従来の整流セルの理想的回路図である。整流セル10は、電圧源12からの(またはキャパシタからの)DC電圧Vbusを電流源Iout(またはインダクタンス)に変換し、それは通常、電圧源12の正のタブに接続される負荷14に適した電圧Voutを発生させ、負荷14は、例えば抵抗負荷、電気モータ、および類似のものである。整流セル10は、フリーホイールダイオード16および制御パワー電子スイッチ18、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)を備える。キャパシタ20(Cin)は、電圧源12の電圧Vbusの変動を制限するために使用され、インダクタンスLout32は、出力電流Ioutの変動を制限するために使用される。ゲートドライバ(図1に示されないが、しかし後の図に示される)は、パワー電子スイッチ18のターンオンおよびターンオフを制御する。図1は、エネルギーが、電圧源12から負荷14に、すなわち図面上で左から右に流れる、整流セル10、負荷14、および電圧源12の構成を例示する。整流セル10はまた、エネルギーが、反対方向に流れる、逆構成において使用することもでき、その場合、負荷14は、出力インダクタンスLout32と電圧源12の負のタブとの間に接続される。
ターンオンされる(すなわち、閉じている)とき、パワー電子スイッチ18は、電流がそれを通って、そのコレクタ22からそのエミッタ24に進むことを許可し、その時、パワー電子スイッチ18は、閉じた回路として近似することができる。ターンオフされる(すなわち、開いている)とき、パワー電子スイッチ18は、電流がそれを通過することを許可せず、開回路になる。
ゲートドライバは、可変制御電圧をパワー電子スイッチ18のゲート26とエミッタ24との間に印加する。バイポーラトランジスタなどのパワー電子スイッチのいくつかのタイプについて、ゲートドライバは、電圧源としての代わりに電流源としての役割を果たすこともある。一般に、ゲート26とエミッタ24との間に印加される電圧が、「ハイ」であるとき、パワー電子スイッチ18は、コレクタ22からエミッタ24への電流の通過を許可する。ゲート26とエミッタ24との間に印加される電圧が、「ロー」であるとき、パワー電子スイッチ18は、それを通る電流の通過をブロックする。より詳細には、Vgeと表される、ゲート26とエミッタ24との間の電圧差は、ゲートドライバによって制御される。Vgeが、パワー電子スイッチ18についてのしきい値Vge(th)よりも大きいとき、スイッチ18は、ターンオンされ、コレクタ22とエミッタ24との間の電圧Vceは、ゼロに近くなる。Vgeが、Vge(th)よりも低いとき、パワー電子スイッチ18は、ターンオフされ、Vceは、最終的にVbusに達する。
パワー電子スイッチ18が、ターンオンされるとき、電流Ioutは、電圧源12から(一時的にキャパシタ20から)負荷14を通り、コレクタ22およびエミッタ24を通って流れる。パワー電子スイッチ18が、ターンオフされるとき、電流Ioutは、負荷14から循環し、フリーホイールダイオード16を通る。それ故に、パワー電子スイッチ18およびフリーホイールダイオード16は、タンデムに動作することが、観測されることもある。高周波数におけるパワー電子スイッチ18のターンオンおよびターンオフは、出力インダクタンスLout32における電流Ioutがほぼ一定のままであることを可能にする。
他のパワー電子スイッチタイプ、例えばバイポーラトランジスタの場合、用語「ゲート」は、「ベース」と置き換えられてもよく、ベースは、電圧によって制御されるゲートとは対照的に電流によって制御されることが、観測されるはずである。当業者にはよく知られている、これらの区別は、整流セル10の全体的動作原理を変えない。
図2は、寄生(浮遊)インダクタンスを示す、図1の従来の整流セルの別の回路図である。図1の理想的モデルと対照的に、実際の整流セルのコンポーネント間の接続は、寄生インダクタンスを規定する。寄生インダクタンスは、整流セル10内の様々な場所に分布しているけれども、図2に提示される適切なモデルは、パワー電子スイッチ18のエミッタインダクタンス30ならびにフリーホイールダイオード16、パワー電子スイッチ18およびキャパシタ20によって形成される高周波ループ36の周りのすべての他の寄生インダクタンス(エミッタインダクタンス30以外の)を代表するインダクタンス34を含む、全体的寄生インダクタンスを表す2つの個別インダクタンスを示す。高周波ループ36は、電流がパワー電子スイッチ18のスイッチングにより著しく変化するところの経路である。出力インダクタンスLout32は、その電流が、整流期間を通してほぼ一定のままであるので、高周波ループ36の一部ではないことが、分かるはずである。
図3は、ゲートドライバ40をさらに示す従来の整流セルの回路図である。整流セル10のいくつかの要素は、説明図を簡略化するために、図3に示されない。図3は、正供給電圧42、負供給電圧44およびゲート抵抗器Rgを介してパワー電子スイッチ18のゲート26に接続される出力46を有するゲートドライバ40を示す。ゲートドライバ40の正供給電圧42は、+Vccと表される値、例えば接地基準(後の図に示される)を上回る+15Vを有し、一方負供給電圧44は、-Vddと表される値、例えば接地基準を下回る-5Vを有する。ゲートドライバ40の接地基準は、パワー電子スイッチ18のエミッタ24に接続され、この接続は、図3に示されない。ゲートドライバ40の入力50は、当技術分野でよく知られているように、整流セル10のコントローラ(図示されず)に接続される。ゲートドライバ40の出力46における電圧は、ゲート26における電圧を制御するために、+Vccまで上昇し、-Vddまで低下する。エミッタに対するゲート26の入力抵抗は、特に電子スイッチ18がIGBTである場合には、非常に高いこともある。しかしながら、全ゲート等価キャパシタCiesについて、ゲート26とエミッタ24との間に存在する寄生キャパシタンスCge(後の図に示される)およびゲート26とコレクタ22との間に存在する寄生ミラーキャパシタンスCgc(図示されず)は、ゲートドライバ40が、+Vccと-Vddとを交互に繰り返すとき、いくらかの電流が出力46から流れる原因となる。ゲート抵抗器の値Rgは、ゲート26における電圧が、所望のスイッチングレートに適したレートで変化するように、寄生キャパシタンスCiesおよびパワー電子スイッチ18の所望のスイッチングレートの関数として選択される。
図3上では、パワー電子スイッチ18およびエミッタ寄生インダクタンス30を流れる電流Iigbtは本質的に、パワー電子スイッチ18が、閉じられるとき、Ioutに等しく、パワー電子スイッチ18が、ターンオフするとき、実質的にゼロまですぐに低減する。
パワー電子スイッチ18が、ターンオンまたはターンオフするとき、それを流れる電流Iigbtは、速いレートで増加または減少する。di/dtと表される、Iigbtのこれらの変化は、よく知られた方程式(1)、
Figure 2018528753
に従って、インダクタンス30および34にわたって電圧を誘起し、ただしVLは、インダクタンスにわたって誘起される電圧であり、Lは、インダクタンス値である。
電圧VLsは、寄生インダクタンス34にわたって誘起され、電圧VLeは、エミッタ寄生インダクタンス30にわたって誘起される。図2および図3上では、エミッタインダクタンス30を含む、高周波ループ36のインダクタンスにわたって示される極性は、Iigt電流が、非常に急速に減少し、それ故にdi/dtが、負の値を取るとき、パワー電子スイッチ18のターンオフにより得られる電圧を反映する。パワー電子スイッチ18がターンオンすると、エミッタインダクタンス30を含む、高周波ループ36のインダクタンスにわたる電圧は、反対方向になる。
これらの電圧VLsおよびVLeは、電圧源12からのVbusと直列である。パワー電子スイッチ18が、ターンオフするとき、コレクタ22-エミッタ24間の電圧は、フリーホイールダイオード16がターンオンするまで増加する。その時、Vbus、VLsおよびVLeの加算は、パワー電子スイッチ18のコレクタ22とエミッタ24との間に印加される重大な過電圧をもたらす。パワー電子スイッチは、ある程度の過電圧における動作については評価されているけれども、極端な過電圧は、どんなパワー電子スイッチの寿命も低減し、それによってその早期故障につながる可能性がある。
図4は、補償回路を形成する、寄生(浮遊)エミッタインダクタンスにわたって接続される抵抗分割器を有するIGBTレグの回路図である。図4の回路は、2014年10月9日に公開された、Jean-Marc Cyr他への国際特許公開番号WO2014/161080A1に導入され、その開示は、参照により本明細書に組み込まれる。
一般に、図4は、並列に接続された一対の整流セルを有するパワーコンバータを示し、各整流セルは、パワー電子スイッチおよびゲートドライバを含む。パワーコンバータは例えば、IGBT上の過電圧を低減する構成においてゲートドライバに接続された補償回路を含むIGBTレグ90であることもある。IGBTレグ90は例えば、電池12から電気モータ(図示されず)を駆動する三相交流(AC)電源の3分の1を形成することもある。IGBTレグ90は、上部パワー電子スイッチと下部パワー電子スイッチとの間に接続された位相タブ(図示されず)を通じてインダクタンスLoutを介して電流源Ioutを供給し、位相タブは、寄生インダクタンスLphaseを有する。図4は、エミッタ寄生インダクタンスにわたる抵抗分割器を使用してIGBT上の過電圧を最適化する補償回路を導入する。
IGBTレグ90は、上部IGBT Q2および下部フリーホイールダイオードD1を含む上部整流セルを備える。上部IGBT Q2は、抵抗器R4を介して上部IGBT Q2のゲート64に接続されたゲートドライバ62によって駆動される。上部補償回路は、ターンオンダイオードD4ならびに抵抗器R5およびR6を含む。IGBTレグ90では、下部整流セルは、下部IGBT Q1および上部フリーホイールダイオードD2を含む。下部IGBT Q1は、抵抗器R1を介して下部IGBT Q1のゲート26に接続されたゲートドライバ60によって駆動される。下部補償回路は、ターンオンダイオードD3ならびに抵抗器R2およびR3を含む。上部整流セルは、Ioutが、正である(図4に示される方向にある)とき、動作し、下部整流セルは、Ioutが、反対方向にあるとき、動作する。
IGBTレグ90のコンポーネントは、+Vbusに接続された正電圧タブ、-Vbusに接続された負電圧タブ(図示されず)およびLoutに接続された位相電圧タブを有するパワーモジュール(やはり図示されず)上に置かれる。これらのコンポーネント間の接続は、寄生正電圧タブインダクタンスL+Vbus、寄生上部コレクタインダクタンスLc-high、寄生上部エミッタインダクタンスLe-high、寄生下部コレクタインダクタンスLc-low、寄生下部エミッタインダクタンスLe-low、寄生負電圧タブインダクタンスL-Vbusおよび入力キャパシタインダクタンスLcを含む、いくつかの寄生インダクタンスを生成する。2つの整流セルは、電圧源12の入力キャパシタンスCinと結合してIGBTレグ90の高周波ループ92を形成する。
図4のIGBTレグ90の下部整流セルを論じると、下部IGBT Q1のゲート26は、抵抗器R1を介してそのゲートドライバ60に接続される。ゲートドライバ60の接地基準52(GNDロー)は、2つの抵抗器R2およびR3を含む抵抗分割器回路ならびにターンオンダイオードD3を有する下部補償回路に接続され、それは、下部IGBT Q1のエミッタにおける電圧を接地基準52以上に保持することによって、ターンオンが抵抗分割器によって影響を受けないことを可能にする。ターンオンダイオードD3は、下部IGBT Q1をターンオンしている間は、その電流方向が正であるので、導通している。対照的に、ターンオンダイオードD3は、下部IGBT Q1をターンオフしている間は、di/dtが、ターンオンダイオードD3にわたって負電圧を印加している間、エミッタインダクタンスにわたって誘起される電圧のために、導通していない。
図4の回路では、抵抗器R2およびR3の値は、下部IGBT Q1にわたって許される許容過電圧レベルに従って選択される。R3に対するR2の比は、過電圧を低減するために増やされる。等価ゲート抵抗器の値は、並列のこれらの2つの抵抗器R2およびR3を用いてゲートドライバ抵抗器R1と直列に設定される。ゲートドライバ抵抗器R1の値は、適正な整流挙動に従って従来の仕方で調整される。
言い換えれば、通常の慣行は、上部IGBT Q2のターンオフが、並列に接続されたR2およびR3と直列のR1を含む抵抗器を2つの抵抗器に分割し、di/dtへのエミッタインダクタンスの影響を制限するためにそれらの比を適合させることによって、変更されているとき、下部IGBT Q1のゲートドライバ60を負電圧から保護するダイオード内の電流を制限するためにゲートドライバの接地接続に抵抗器R1を使用することにある。等価抵抗器値は、同じままであってもよいが、しかし電圧分割器は、過電圧を所望のレベルに制限するためにエミッタインダクタンスの所望の加重を与える。
補償回路の抵抗器の値を正しく設定することによって、許される最大過電圧を得るために、従って効率を改善するために、エミッタインダクタンスの影響を低減することが、可能である。
過電圧は、効率のためにdi/dtの速度を維持しながら、最大IGBT定格に達するためにできる限り最適化されてもよい。これは、パワータブに接続された抵抗器R3と比較して、IGBTエミッタに接続された抵抗器R2の値を低減することによって行われる。エミッタインダクタンスにわたる電圧はそれ故に、2つの部分に分けられ、R2にわたる電圧の部分だけが、ゲート電圧降下を制限するためにゲート駆動回路において適用される。
抵抗器R2およびR3の値は、Q1にわたって許される過電圧のレベルに従って選択される。図5は、図4の下部IGBTのターンオフ波形を示す図である。より詳細には、図5は、500Vdcのバス電圧Vbusにおける動作のために最適化された抵抗分割器の結果を示す。R3に対するR2の比は、過電圧を低減するために増やすことができる。並列の2つの抵抗器R2およびR3の等価値は、R1と直列に設定され、それは、下部IGBT Q1の適正な整流挙動に従って調整される。抵抗器値を正しく設定することによって、下部IGBT Q1上に許される最大過電圧を得るために、従って効率を改善するために、エミッタインダクタンスの影響を低減することが、可能である。
コレクタ-エミッタ間の過電圧は、下部IGBT Q1の最大電圧定格に達するためにできる限り最適化されてもよい。これは、パワータブに接続された抵抗器R3の値と比較して、下部IGBT Q1の論理エミッタに接続された抵抗器R2の値を低減することによって行われる。単独でまたは負電圧タブインダクタンスL-VbusとともにエミッタインダクタンスLe-lowにわたる電圧は、2つの部分に分けられ、抵抗器R2にわたる電圧だけが、下部IGBT Q1のゲート26における電圧降下を制限するためにゲートドライバ60の基準52に適用される。
図5は、図4の下部IGBT Q1のターンオフ中の電流Iigbt、ゲート-エミッタ間の電圧Vgeおよびコレクタ-エミッタ間の電圧Vceを示す。Vceは、プラトー80にピークがあり、その値は、下部IGBT Q1の最大電圧定格に従って合わせられることが、注目に値する。このプラトー80は、Vgeの降下レートが、寄生インダクタンスLe-lowおよびL-Vbusからの電圧サンプルの挿入によってエリア82に抑制される間に生じる。
図6は、図4の補償器回路が、IGBTのターンオンに影響を及ぼすように変更される、回路図である。図6の回路の変形は、2015年6月23日に出願された、Jean-Marc Cyr他への米国仮特許出願第62/183,437号に導入され、その開示は、参照により本明細書に組み込まれる。
一般に、図6は、接地基準52(GNDロー)が今では、抵抗器RD3と直列に置かれたターンオンダイオードD3を介して下部IGBT Q1のエミッタ24に電気的に接続される、変更されたIGBTレグ95を示す。ターンオンダイオードD3は、下部IGBT Q1のエミッタ電圧が、接地基準52の電圧よりも高いとき、短絡になるように極性を与えられる。接地基準52はまた、抵抗器R2およびR3を介して両方の寄生インダクタンスLe-lowおよびL-Vbusにわたって電気的に接続されもする。抵抗器R2は、ターンオンダイオードD3および抵抗器RD3の直列結合と並列に置かれる。もし抵抗器RD3が、短絡回路によって置き換えられるならば、ターンオンにおける補償はなく、IGBTレグ95は、少なくとも下部補償回路について、IGBTレグ90と等価になる。ターンオンダイオードD3の存在下では、抵抗器RD3についての適正値の選択は、下部IGBT Q1のターンオンをそのターンオフから独立して微調整することを可能にし、下部補償回路は、R2と並列のRD3の間で抵抗分割器を形成し、この並列結合は、R3と直列である。
接地基準54(GNDハイ)は、抵抗器RD4と直列に置かれたターンオンダイオードD4を介して上部IGBT Q2のエミッタに電気的に接続される。ターンオンダイオードD4は、上部IGBT Q2のエミッタ電圧が、接地基準54の電圧よりも高いとき、短絡になるように極性を与えられる。接地基準54はまた、抵抗器R6を介して下部IGBT Q1のコレクタ22に電気的に接続されもする。抵抗器R5は、ターンオンダイオードD4および抵抗器RD4の直列結合と並列に置かれる。ターンオンダイオードD4の存在下では、抵抗器RD4についての適正値の選択は、上部IGBT Q2のターンオンをそのターンオフから独立して微調整することを可能にし、上部補償回路は、R5と並列のRD4の間で抵抗分割器を形成し、この並列結合は、R6と直列である。
図4のIGBTレグ90および図6のIGBTレグ95を考察すると、上部および下部補償回路は、同様の方法で動作する。しかしながら、典型的な実施では、上部IGBT Q2のエミッタインダクタンスLe-highは、下部IGBT Q1のエミッタインダクタンスLe-lowよりも小さい。下部IGBT Q1のコレクタインダクタンスLc-lowは、上部IGBT Q2のエミッタインダクタンスLe-highと結合されてもよく、図4および図6は、抵抗器R6が、上部IGBT Q2のエミッタインダクタンスLe-highと下部IGBT Q1のコレクタインダクタンスLc-lowとの間に接続されることを示すけれども、この結合はなお、エミッタインダクタンスLe-lowとの負電圧タブインダクタンスL-Vbusの結合よりも小さい。そのため、IGBTレグ90および95の上部および下部整流セルは、同じ仕方で構築されるけれども、それらの挙動は、いくらか異なる。上述の技法は、下部IGBT Q1については十分にうまく機能するが、エミッタインダクタンスLe-highはしばしば、デバイスを保護するためのゲート抵抗器R4を増加させることなく、それにわたる電圧を適切にクランプするには小さすぎる。実際、現実面では、下部IGBT Q1のコレクタインダクタンスLc-lowと直列の上部IGBT Q2のエミッタインダクタンスLe-highはしばしば、上部IGBT Q2にわたる過電圧を所望のレベルに制限するために使用するには低すぎる。
従って、パワーコンバータにおいてスイッチングにより生じる過電圧を低減する能力がある回路での改善の必要がある。
本開示によると、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータが、提供される。パワーコンバータは、下部ゲートを有する下部パワー電子スイッチ、下部ゲートドライバ、および下部寄生インダクタンスに接続される下部補償回路を含む下部整流セルを備える。下部補償回路は、下部パワー電子スイッチのターンオフ時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを下部ゲートドライバに適用する。パワーコンバータはまた、上部ゲートを有する上部パワー電子スイッチ、上部ゲートドライバ、および下部寄生インダクタンスに接続される上部補償回路を含む上部整流セルも備える。上部補償回路は、上部パワー電子スイッチのターンオフ時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを上部ゲートドライバに適用する。上部および下部整流セルは、ループの一部であり、下部パワー電子スイッチのコレクタおよび上部パワー電子スイッチのエミッタの接合部において接続される。
前述の特徴および他の特徴は、ほんの一例として添付の図面を参照して与えられる、その説明に役立つ実施形態の下記の非制限的な記述を読むことでより明らかになるであろう。
本開示の実施形態は、ほんの一例として添付の図面を参照して述べられることになる。
従来のパワーコンバータ回路において使用されるそれらなどの、従来の整流セルの理想的回路図である。 寄生(浮遊)インダクタンスを示す、図1の従来の整流セルの別の回路図である。 ゲートドライバをさらに示す従来の整流セルの回路図である。 補償回路を形成する、寄生(浮遊)エミッタインダクタンスにわたって接続される抵抗分割器を有するIGBTレグの回路図である。 図4の下部IGBTのターンオフ波形を示す図である。 図4の補償回路が、IGBTのターンオンに影響を及ぼすように変更される場合の回路図である。 ある実施形態による、タンデムに取り付けられたターンオフダイオードを有するIGBTレグの回路図である。
類似の数字は、様々な図面上で類似の特徴を表す。
本開示の様々な態様は一般に、パワーコンバータにおいてスイッチングにより生じる過電圧に関連する問題の1つまたは複数に対処する。
特にIGBTのターンオフ時に、整流セルにおける過電圧を制限するように動作する回路は、国際特許公開番号WO2013/082705A1、WO2014/043795A1、WO2014/161080A1、WO2015/061901A1、WO2015/070347A1およびWO2015/139132A1、ならびに米国仮出願第62/183,437号において述べられ、そのすべては、Jean-Marc Cyr他によって執筆され、これらの開示は、参照により本明細書に組み込まれる。本技術は、整流セルのパワー電子スイッチのターンオフ時の過電圧およびスイッチング損失の制御を提供する。本明細書で提示される回路および方法は一般に、パワー電子スイッチのターンオフ時の過電圧を制限するためのこれらの他の解決策の少なくともいくつかの態様と互換性がある。
整流セルでは、パワー電子スイッチのターンオフ時のdi/dtは、整流セルの高周波ループの寄生(浮遊)インダクタンスにわたって電圧を誘起する。この電圧は、パワーを整流セルに提供するバス電圧に加えて、パワー電子スイッチにわたって存在する。これらの電圧の合計は、パワー電子スイッチの最大電圧定格を超える可能性がある。上文に述べられた解決策は、整流セルの寄生インダクタンスにわたって存在する過電圧のサンプルをパワー電子スイッチのゲートドライバに適用することに基づいている。一対のパワー電子スイッチが、レグを形成するために直列に接続されるとき、一般にそのようなレグに使用される回路構成のために、「上部」整流セルに存在する寄生インダクタンスは、上部パワー電子スイッチにわたった存在する過電圧を制御するために十分な電圧サンプルを提供するのに十分でないこともある。以下に詳細に述べられる改善は、もう一方の整流セルのターンオフによる過電圧を制御するために、片方の整流セルの寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧をサンプリングするように構成される補償回路を備える。この解決策によると、電圧サンプルは、最大の寄生インダクタンスを有する整流セルにおいて取得され、両方の整流セルのターンオフ時に適用される。
本明細書で開示される技法は主に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)の使用との関連で述べられることになる。下記の記述におけるIGBTの言及は、例示目的のためになされ、本開示を限定することを意図されていない。同じ技法は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)、バイポーラトランジスタおよび類似のパワー電子スイッチを使用して構築される整流セルに同様に適用されてもよい。
次の専門用語は、本開示全体にわたって使用される。
整流セル: 電圧源からの電圧およびゼロ電圧を負荷に接続された電流源に交互に適用する、電圧源に接続された電子部品のアセンブリ。
パワーコンバータ: 第1のタイプのエネルギー源からのエネルギーを変換するように構成される回路であり、異なるタイプのエネルギーを提供する。
レグ: パワーコンバータを形成する一対の整流セルの結合。
過電圧: 電源からの電圧を超える、電子的要素にわたる電圧。
パワー電子スイッチ: 整流セルの能動的なオンおよびオフの切り替え可能な要素。
下部、上部: 本開示の文脈において、用語「上部」および「下部」は、パワーコンバータの任意の要素の物理的特性に関係せず、むしろ様々な図面に示される回路図上のそれらの配置に関係する。
補償回路: 過電圧を制御しかつ/または低減するためのフィードバックとしてパワー電子スイッチ上の過電圧の尺度を提供するように構成される回路。
寄生インダクタンス: 通常は個別コンポーネントで形成されず、むしろパワー電子スイッチと回路基板との間の接続などの2つ以上のコンポーネントの接続によって形成されるインダクタンスであり、また浮遊インダクタンスとも呼ばれる。
電圧サンプル: 回路コンポーネントから、例えば寄生インダクタンスから得られる電圧であり、得られる電圧は、電圧利得だけ低減される。
抵抗利得アダプタ: 電圧利得を提供する抵抗器の結合。
ターンオンダイオード: その補償回路におけるパワー電子スイッチのターンオン中は導電性である、補償回路のダイオード。
ターンオフダイオード: その補償回路におけるパワー電子スイッチのターンオフ中は導電性である、補償回路のダイオード。
フリーホイールダイオード: パワー電子スイッチに関して逆並列位置にあるダイオード。
ゲートドライバ: パワー電子スイッチをターンオンおよびターンオフさせるための分離および制御信号を提供する小さい緩衝増幅器。
基準: 電圧サンプルが適用されてもよいゲートドライバの浮動接地基準。
今から図面を参照すると、図7は、説明に役立つ実施形態による、タンデムに取り付けられたターンオフダイオードを有するIGBTレグの回路図である。IGBTレグ100のいくつかの要素は、図4および図5の前述の記述に導入されており、以下では詳細に述べられない。概説するならば、同じパワー電子スイッチ(IGBT Q1およびQ2)ならびにフリーホイールダイオード(D1およびD2)は、同じまたは同様の回路カード上に置かれて、同じまたは等価な寄生インダクタンスを生成する。下部IGBT Q1と、その基準52を有する下部ゲートドライバ60と、抵抗器R2、R3およびRD3、ならびにターンオンダイオードD3を有する下部補償回路とを含む、下部整流セルは、著しい変化なしに再現される。IGBTレグ100の下部整流セルは、もしRD3が、ゼロ抵抗を有する(短絡回路である)ならば、IGBTレグ90の下部整流セルと同じ仕方で動作し、またはもしRD3の値が、ゼロよりも大きいならば、IGBTレグ95の下部整流セルと同じ仕方で動作する。
IGBTレグ100は主に、大きい下部寄生インダクタンスLe-lowおよび寄生インダクタンスL-Vbusにわたって誘起される電圧のサンプルに基づいて、上部ゲートドライバ62が上部IGBT Q2を制御することを可能にする、その上部補償回路によって上述の回路とは異なる。
IGBTレグ100は、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータを形成する。上部および下部整流セルは、ループを形成し、下部IGBT Q1として例示される下部パワー電子スイッチのコレクタ22、および上部IGBT Q2として例示される上部パワー電子スイッチのエミッタ24の接合部において接続される。下部整流セルは、下部IGBT Q1、ならびに下部IGBT Q1の寄生エミッタインダクタンスLe-lowおよび寄生負電圧タブインダクタンスL-Vbusを含む下部寄生インダクタンスに接続される下部補償回路を含む。下部補償回路は、下部IGBT Q1のターンオフ時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを適用する。上部整流セルは、上部IGBT Q2、および下部寄生インダクタンスにまた接続されもする上部補償回路を含む。上部補償回路は、反対側のフリーホイールダイオードD1が、導通しているとき、上部IGBT Q2のターンオフにより下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを適用する。
下部IGBT Q1のターンオフ時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを下部ゲートドライバ60に適用することは、下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧を制御する。これは次に、下部IGBT Q1上の過電圧を制限する。同様に、上部IGBT Q2のターンオフ時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを上部ゲートドライバ62に適用することは、IGBTレグ100のループに含まれる寄生インダクタンス全体にわたって誘起される電圧を制御する。これは次に、上部IGBT Q2上の過電圧を制限する。
本開示を制限することなく、下部IGBT Q1のターンオフにより下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルは、下部補償回路によって下部IGBT Q1のゲート26に接続された下部ゲートドライバ60の基準52に適用される。また制限もなく、上部IGBT Q2のターンオフにより下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルは、上部補償回路によって上部IGBT Q2のゲート64に接続された上部ゲートドライバ62の基準54に適用される。
下部補償回路は、抵抗器R2、R3およびRD3を含む下部抵抗利得アダプタ、ならびに下部IGBT Q1をターンオンさせるとき、抵抗器RD3をR2と並列に置くターンオンダイオードD3を備える。抵抗器R2、R3およびRD3の値は、図4および図6の回路のそれらと同様であってもよく、または特定の応用のニーズに従って選択されてもよい。下部補償回路は、下部IGBT Q1のターンオフ時に高周波ループ92の下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを、例えば下部ゲートドライバ60の基準52に、方程式(1)、
Figure 2018528753
に従って規定される電圧利得G1を使用して適用する。
下部補償回路は、下部IGBT Q1のターンオン時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される別の電圧のサンプルを、例えば下部ゲートドライバ60の基準52に、方程式(2)、
Figure 2018528753
に従って規定される電圧利得G2を使用して適用する。
RD3が、無限大でないとき、RD3とのR2の並列結合が、R2よりも小さいことを考えると、下部IGBT Q1のターンオン時に適用される電圧利得は、そのターンオフ時に適用される電圧利得よりも小さいということが分かるであろう。
図7に示されるように、抵抗器R3は、ゲートドライバ60の基準52を負電圧タブの下流に接続する。抵抗器R3を負電圧タブの上流に接続することは、寄生負電圧タブインダクタンスL-Vbusを排除するということになる。しかしながら、一般に、サンプリングすべき電圧を最大にするために、抵抗器R3を負電圧タブの下流に接続することが、望ましい。
今から上部整流セルを参照すると、その上部補償回路は、上部IGBT Q2のターンオフ時のdi/dtにより上部補償回路を下部寄生インダクタンスに接続するターンオフダイオードD5を含む。変形では、ターンオフダイオードD5は、負荷電流が、低パワーダイオードであるダイオードD5内で循環しないようになることを確実にするために、D1もまた、導通しているとき、ターンオフダイオードD5にわたる電圧降下が、下部フリーホイールダイオードD1にわたる電圧降下よりも大きいように選択される。例えば、ターンオフダイオードは、所望の電圧降下を提供するために直列に接続された一対のターンオフダイオードD5を含んでもよい。ターンオフダイオードD5の特定の構成にかかわらず、上部IGBT Q2のターンオフにより、そのコレクタ22とそのエミッタ24との間に誘起される大きな過電圧は、そのエミッタ電圧を負電圧タブの電圧-Vbusよりも負に大きくする。D5は従って、上部IGBT Q2のターンオフにより導電性になる。対照的に、上部IGBT Q2のターンオンにより、そのエミッタ電圧は、負電圧タブの電圧-Vbusよりも高く、ターンオフダイオードD5は、ブロックされる。
ダイオードD5のアノードは、キャパシタCinに接続されて示されるが、それはまた、GNDローに接続されることもあり得ることに留意すべきである。
上部補償回路は、抵抗器R5、R6およびRD4で形成され、ターンオンダイオードD4を補足された2つの抵抗利得アダプタを備える。抵抗器R5、R6およびRD4の値は、図4および図6の回路のそれらとは異なってもよい。
上部IGBT Q2のターンオフ時の高周波ループ92における負のdi/dtにより、ターンオフダイオードD5が、導電性であり、ターンオンダイオードD4が、ブロックされるとき、上部補償回路は、下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを、例えば上部ゲートドライバ62の基準54に、方程式(3)、
Figure 2018528753
に従って規定される電圧利得G3を使用して適用する。
上部IGBT Q2のターンオンにより、ターンオフダイオードD5が、ブロックされ、ターンオンダイオードD4が、導電性であるとき、その条件においては、上部補償回路は、上部パワー電子スイッチの寄生エミッタインダクタンスLe-highおよびオプションとして下部IGBT Q1の寄生コレクタインダクタンスLc-lowを含む上部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを適用する。このサンプルは例えば、上部ゲートドライバ62の基準54に、方程式(4)、
Figure 2018528753
に従って規定される電圧利得G4を使用して適用される。
もしRD4の値が、ゼロである(この抵抗器が、短絡回路によって置き換えられる)ならば、上部IGBT Q2のターンオンは、上部補償回路によって影響を受けない。
図7に示されるように、ターンオフダイオードD5および抵抗器R6は、ゲートドライバ62の基準54を負電圧タブの下流に接続する。同様に、抵抗器R5は、ゲートドライバ62の基準54を下部IGBT Q1のコレクタ22に直接接続する。抵抗器R5をIGBTレグ100の位相タブに接続することは、下部IGBT Q1の寄生コレクタインダクタンスLc-lowを排除するということになる。上述の推論に沿って、サンプリングするべき電圧を最大にするために、抵抗器R5を下部IGBT Q1のコレクタ22に直接接続することは、一般に興味深いことである。
モータ(図示されず)または同様の負荷を駆動するように動作する三相交流(AC)電源は、IGBTレグ100などの3つのIGBTレグを結合することによって構築することができる。
前述のものは、電気自動車のモータなどの接続負荷に交流を提供するための、DC-DCパワーコンバータ、AC-DCパワーコンバータおよびDC-ACパワーコンバータに適用可能な解決策、例えば半導体、パワー電子スイッチの対向対およびフリーホイールダイオードの完全なレグを使用する整流セルを述べる。エネルギーは、IGBTレグ100を通って電圧源から電流源にまたは電流源から電圧源に、両方向に流れてもよい。
当業者は、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータの記述が、説明に役立つだけであり、決して制限的であることを目的としていないことに気付くであろう。他の実施形態は、本開示の恩恵を有するそのような当業者の心に容易に浮かぶことになる。さらに、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータは、既存のニーズおよびパワーコンバータにおいてスイッチングにより生じる過電圧の問題に対する貴重な解決策を提示するためにカスタマイズされてもよい。
明確にするために、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータの実施の日常的特徴のすべてが、示されかつ述べられるとは限らない。もちろん、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータの任意のそのような実際の実施の開発において、多数の実施に特有の決断が、応用関連、システム関連、およびビジネス関連の制約の順守などの、開発者の特定の目的を達成するためになされる必要があることもあり、これらの特定の目的が、実施によってかつ開発者によって異なることになるということは、認識されよう。その上、開発努力が、複雑でかつ時間のかかることもあるが、しかしそれにもかかわらず本開示の恩恵を有するパワーエレクトロニクスの分野における当業者にとってエンジニアリングの日常的取り組みであるということになることは、認識されよう。
スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータは、添付の図面に例示され、上文に述べられた構築および部分の詳細にその適用を制限されないことを理解すべきである。スイッチング過電圧を制限するために構成される、提案されたパワーコンバータは、他の実施形態および様々な方法で実践される能力がある。本明細書で使用される表現法または専門用語は、説明のためであって、限定のためでないこともまた理解すべきである。
本開示は、例として提供される非制限的な説明に役立つ実施形態を用いて前述の明細書において述べられた。これらの説明に役立つ実施形態は、自由に変更されてもよい。請求項の範囲は、例において説明される実施形態によって限定されるべきでなく、全体として記述と一致する最も広い解釈を与えられるべきである。
10 整流セル
12 電圧源
14 負荷
16 フリーホイールダイオード
18 パワー電子スイッチ
20 キャパシタ
22 コレクタ
24 エミッタ
26 ゲート
30 エミッタ寄生インダクタンス
32 出力インダクタンス
34 寄生インダクタンス
36 高周波ループ
40 ゲートドライバ
42 正供給電圧
44 負供給電圧
46 出力
50 入力
52 接地基準
54 接地基準
60 ゲートドライバ
62 ゲートドライバ
64 ゲート
80 プラトー
82 エリア
90 IGBTレグ
92 高周波ループ
95 IGBTレグ
100 IGBTレグ

Claims (16)

  1. 下部ゲートを有する下部パワー電子スイッチ、下部ゲートドライバ、および前記下部パワー電子スイッチのターンオフ時に下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを前記下部ゲートドライバに適用するために前記下部寄生インダクタンスに接続される下部補償回路を含む下部整流セルと、
    上部ゲートを有する上部パワー電子スイッチ、上部ゲートドライバ、および前記上部パワー電子スイッチのターンオフ時に前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを前記上部ゲートドライバに適用するために前記下部寄生インダクタンスに接続される上部補償回路を含む上部整流セルとを備え、
    前記上部整流セルおよび下部整流セルは、ループの一部であり、前記下部パワー電子スイッチのコレクタおよび前記上部パワー電子スイッチのエミッタの接合部において接続される、スイッチング過電圧を制限するために構成されるパワーコンバータ。
  2. 前記下部寄生インダクタンスは、前記下部パワー電子スイッチの寄生エミッタインダクタンスを含む、請求項1に記載のパワーコンバータ。
  3. 前記下部寄生インダクタンスは、前記下部パワー電子スイッチの寄生エミッタインダクタンスおよび寄生負電圧タブインダクタンスを含む、請求項1に記載のパワーコンバータ。
  4. 前記下部パワー電子スイッチのターンオフ時に前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧の前記サンプルを適用することは、前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧を制御する、請求項1または3のいずれか一項に記載のパワーコンバータ。
  5. 前記下部ゲートドライバは、前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧の前記サンプルを前記下部補償回路から受け取るための下部基準を有し、前記上部ゲートドライバは、前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧の前記サンプルを前記上部補償回路から受け取るための上部基準を有する、請求項1に記載のパワーコンバータ。
  6. 前記下部補償回路は、第1の電圧利得を使用して前記下部パワー電子スイッチのターンオフ時に前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧の前記サンプルを前記下部ゲートドライバに適用するように構成され、
    前記下部補償回路は、前記第1の電圧利得よりも低くかつゼロ以上の第2の電圧利得を使用して前記下部パワー電子スイッチのターンオン時に前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧の別のサンプルを前記下部ゲートドライバに適用するように構成される、請求項1から5のいずれか一項に記載のパワーコンバータ。
  7. 前記下部補償回路は、前記第1の電圧利得を規定する第1および第2の抵抗器を有する下部抵抗利得アダプタ、ならびに前記下部パワー電子スイッチをターンオンさせるとき、第3の抵抗器を前記第1の抵抗器と並列に置くように構成される下部ターンオンダイオードを備え、前記第1の抵抗器、第2の抵抗器および第3の抵抗器は、前記第2の電圧利得を規定する、請求項6に記載のパワーコンバータ。
  8. 前記上部パワー電子スイッチのターンオフにより前記上部補償回路を前記下部寄生インダクタンスに接続するように構成されるターンオフダイオードを備える、請求項1から7のいずれか一項に記載のパワーコンバータ。
  9. 前記下部パワー電子スイッチと並列に下部フリーホイールダイオードを備え、前記ターンオフダイオードは、前記ターンオフダイオードにわたる電圧降下が、前記下部フリーホイールダイオードにわたる電圧降下よりも大きいように選択される、請求項8に記載のパワーコンバータ。
  10. 前記ターンオフダイオードは、直列に接続される2つのターンオフダイオードを備える、請求項9に記載のパワーコンバータ。
  11. 前記上部補償回路は、前記上部パワー電子スイッチのターンオン時に上部寄生インダクタンスにわたって誘起される電圧のサンプルを適用するように構成される、請求項1から10のいずれか一項に記載のパワーコンバータ。
  12. 前記上部寄生インダクタンスは、前記上部パワー電子スイッチの寄生エミッタインダクタンスである、請求項11に記載のパワーコンバータ。
  13. 前記上部寄生インダクタンスは、前記上部パワー電子スイッチの寄生エミッタインダクタンスおよび前記下部パワー電子スイッチの寄生コレクタインダクタンスを含む、請求項11に記載のパワーコンバータ。
  14. 前記上部補償回路は、前記上部補償回路の第3の電圧利得を規定する第4および第5の抵抗器を有する上部抵抗利得アダプタを備え、前記第3の電圧利得は、前記上部パワー電子スイッチのターンオフにより前記下部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧をサンプリングする際に適用され、前記上部補償回路はさらに、前記上部パワー電子スイッチをターンオンさせるとき、第6の抵抗器を前記第4の抵抗器と直列に置くように構成される上部ターンオンダイオードを備え、前記第6および第4の抵抗器は、前記上部補償回路の第4の電圧利得を規定し、前記第4の電圧利得は、前記上部パワー電子スイッチのターンオン時に前記上部寄生インダクタンスにわたって誘起される前記電圧をサンプリングする際に適用される、請求項11から13のいずれか一項に記載のパワーコンバータ。
  15. 入力キャパシタンスを備え、前記入力キャパシタンスは、前記上部整流セルおよび下部整流セルを用いて形成される前記ループを閉じる、請求項1から14のいずれか一項に記載のパワーコンバータ。
  16. 請求項1から15のいずれか一項に記載のパワーコンバータの3つのインスタンスを備える三相交流源。
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