CN103828216A - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

通过形成功率半导体模块（10）的半桥电路的半导体开关元件（Q1、Q2～Q6）中的一个所具备的电流检测端子、以及与该一种半导体开关元件（Q1、Q2～Q6）反向并联连接的续流二极管（D1、D2～D6）所具备的电流检测端子，利用电流检测电路（11a、11b～11f）检测流向所述半桥电路的电流。并且，利用采样保持电路（14a、14b、14f）将表示通过电流检测电路（11a、11b～11f）检测出的电流的脉冲状的电压波形保持一定时间并转换成阶梯状的电压波形，通过绝缘电路（14a、14b、14c）将该采样保持电路（14a、14b、14c）所保持的电压传输到控制电路（20）。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及一种电力转换装置，其使具有多个半导体开关元件的功率半导体模块与对所述多个半导体开关元件分别进行开关驱动的控制电路之间绝缘分离。
背景技术
具备被开关驱动的IGBT等半导体开关元件并构成逆变器装置和斩波电路等的电力转换装置，广泛应用于各种用途。图10是驱动三相交流电机（负载）M的逆变器装置的概略构成图。该逆变器装置包括：功率半导体模块10，其具有多个（6个）半导体开关元件（IGBT）Q1、Q2～Q6并被封装化；以及控制电路20，其使所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6相互关联而进行开/关（on/off）驱动。
所述半导体开关元件Q1、Q2～Q6，以每2个为1对被串联连接并分别形成3个半桥电路HB，这些半桥电路HB被并联设置而构成所述负载M的驱动电路。另外，多个（6个）续流二极管（freewheel diode）D1、D2～D6分别与所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6反向并联连接。所述各半桥电路，通过从分别构成半桥电路的所述半导体开关元件Q1、Q4的串联连接点、所述半导体开关元件Q2、Q5以及所述半导体开关元件Q3、Q6的串联连接点向所述负载M供给相位相差120°的3相（U相、V相、W相）电流，驱动该负载M。
另一方面，所述控制电路20包括控制部22，所述控制部22包括例如CPU等运算装置21，并且生成根据所述各半桥电路的输出电流对所述半导体开关元件Q1、Q2～Q6分别进行开/关控制的控制信号。所述控制电路20还包括驱动电路23，该驱动电路23输出根据所述控制部22所生成的所述各控制信号对所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6分别进行开/关驱动的栅极驱动信号Vg1、Vg2～Vg6。
此外，所述控制部22所进行的控制动作所需的所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6的输出电流的信息，例如，通过利用电流互感器CT分别检测所述各半桥电路的输出电流而获得。然而，最近，还通过使所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D具备电流检测端子，并利用所述电流检测端子检测分别流经该半导体开关元件Q以及续流二极管D的电流来获取所述控制信息（参照例如专利文献1、2）。
即，分别流经所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D的电流，利用分别与各电流检测端子相连接的电流检测电路11a、11b～11f进行检测。此外，如图10所示，对流经通过所述各电流检测电路11（11a、11b～11f）检测的各个所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D的各正负半周期部分的电流，使用加法器12（12a、12b、12c）进行合成，从而求出流经所述各半桥电路的1个周期部分的电流。
此外，利用所述电流互感器CT等检测出的所述各半桥电路的输出电流，如图11（a）所示，变为正弦波电流波形。然而，在这里仅显示1个相的输出电流。但是，通过所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D的所述各电流检测端子检测出的电流，如图11（b）所示，变为与该半导体开关元件Q的开关动作周期同步的脉冲式离散型正弦波电流波形。
【现有技术文献】
【专利文献1】日本专利文献特开2000-134855号公报
【专利文献2】日本专利文献特开2003-274667号公报
发明内容
技术问题
然而，在所述逆变器装置（电力转换装置）中，从安全性的观点来看，例如要求对被施加大电流、高电压的所述功率半导体模块10和所述控制电路20之间进行电性绝缘。该电性绝缘，例如，如图12所示，通过在所述加法器12（12a、12b、12c）和所述运算装置21之间设置绝缘电路13（13a、13b、13c）的同时，在所述控制部22和所述驱动电路23之间设置绝缘电路24而实现。这些绝缘电路13、24，例如由绝缘放大器构成，所述绝缘放大器对电压信号进行调制之后施加到变压器的一次侧，对从该变压器的二次侧输出的信号进行解调而恢复所述电压信号。
在这里，设置于所述半导体开关元件Q1、Q2～Q6的驱动侧的所述绝缘电路24，仅传输针对各半导体开关元件Q1、Q2～Q6的开/关控制信号（数字信号）。与此相反，在反馈系统中设置的所述绝缘电路13，如图11（b）所示，需要传输由离散型正弦波电流波形构成的所述加法器12的输出电压（模拟信号）。因此，在通过所述绝缘电路13进行的信号传输中，包含如以下说明的问题。
即，所述加法器12的输出电压是相当于与所述半导体开关元件Q的开关同步而分别断续地流经该半导体开关元件Q以及所述续流二极管D的电流的电压，如图13（a）所示，其由峰值（电压）变化的脉冲状波形构成。如果通过所述绝缘电路13传输这样的所述加法器12的输出电压，则如图13（b）所示，由于该绝缘电路13的响应特性（响应延迟时间），其输出电压会在其上升沿上严重失真，这是毋庸置疑的。
具体地说，在所述半导体开关元件Q的开关周期为100μ秒、规定所述半桥电路中下臂的半导体开关元件Q的接通（on）宽度的占空比指令值为10%（10μ秒）时，例如，响应延迟时间为10μ秒的所述绝缘电路13的输出电压呈大致三角波状。于是，所述绝缘电路13的输出电压，1个周期平均降低到该绝缘电路13的输入电压的大致1/2。而且，如果所述占空比指令值变得更小，则由于受所述绝缘电路13的响应延迟时间的影响，该绝缘电路13的输入输出电压的误差将变得越来越大。
另外，如果规定构成所述半桥电路的上臂的半导体开关元件Q的接通宽度的占空比指令值为90%（90μ秒），则从下臂的续流二极管D检测出的电流波形呈占空比为约10%（大致10μ秒）的矩形波形，同样，所述绝缘电路13的输出电压将产生失真。因此，经过所述绝缘电路13传输的信号变为包含与所述加法器12的输出电压明显不同的较大的误差的信号。于是，在所述控制电路20中，产生无法根据如上检测出的电流来分别以较高的精度开关控制所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6的问题。
本发明是考虑这样的情况而完成的，其目的在于提供一种具有如下简易结构的电力转换装置，该电力转换装置通过绝缘电路以较高的精度向控制电路传输通过半导体开关元件以及续流二极管各自所具备的电流检测端子检测出的电流，据此，能够稳定且以较高的精度开关控制所述半导体开关元件。
技术方案
为实现上述目的，本发明的电力转换装置1，其特征在于，包括：功率半导体模块10，其具有通过串联连接形成半桥电路HB并相互关联地被开/关驱动的一对或多对半导体开关元件（例如IGBT）Q1、Q2～Q6以及分别与所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6反向并联连接的多个续流二极管D1、D2～D6；
控制电路23，其与该功率半导体模块10绝缘分离地设置，并根据流经所述半桥电路HB的电流分别开/关驱动所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6；
电流检测电路11a、11b～11f，其通过所述功率半导体模块10的形成所述半桥电路HB的所述半导体开关元件Q1、Q2～Q6的一个半导体开关元件所具备的电流检测端子、以及与该一种半导体开关元件Q4、Q5、Q6反向并联连接的所述续流二极管D4、D5、D6所具备的电流检测端子来检测流经所述半桥电路HB的电流；
采样保持电路14a、14b、14c，其将相当于通过该电流检测电路11a、11b～11f检测出的电流的电压保持一定时间，例如与所述半导体开关元件的开关周期同步的时间；
绝缘电路13a、13b、13c，其将该采样保持电路14a、14b、14c所保持的电压传输至所述控制电路20。
具体地说，所述电流检测电路11a、11b～11f包括：第1及第2电流检测器11a、11b～11f，其分别检测例如流经所述半导体开关元件Q4、Q5、Q6的电流、以及流经所述续流二极管D4、D5、D6的电流；以及加法器12a、12b、12c，其对这些第1及第2电流检测电路11a、11b～11f的各输出进行加法运算。较为理想的是，所述第1及第2电流检测器11a、11b～11f具有电流补偿功能18，该电流补偿功能18改变所述半导体开关元件Q4、Q5、Q6以及所述续流二极管D4、D5、D6各自所具备的电流检测端子的电压，以补偿通过该电流检测端子检测出的电流。
需要说明的是，所述功率半导体模块10，通过具备构成与三相交流电源的各相对应的3组半桥电路的6个半导体开关元件Q1、Q2～Q6、以及6个续流二极管D1、D2～D6而形成对三相交流负载的逆变器装置1。
或者，所述功率半导体模块10，分别具有构成1组或2组半桥电路的1对或2对所述半导体开关元件Q1、Q2～Q4、以及分别与所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q4反向并联连接的所述续流二极管D1、D2～D4，
并且，与通过电感连接于所述1组或2组半桥电路的输出端的输出电路一同形成通过控制流经所述电感的电流而在所述输出电路中形成获得规定电压的变流器装置。
需要说明的是，所述控制电路20，较为理想的是，对于通过所述绝缘电路13a、13b、13c提供的来自所述采样保持电路14a、14b、14c的电压信号，通过电压调整电路16a、16b、16c调整增益和偏移后输入盖电压信号。
发明效果
根据上述构成的电力转换装置，在与所述半导体开关元件Q的开关动作周期同步动作的采样保持电路中保持如下的电压信号，即，所述电压信号表示通过所述半导体开关元件以及与该半导体开关元件反向并联连接的所述续流二极管各自所具备的电流检测端子检测出的脉冲状的离散型正弦波电流波形。此外，通过所述绝缘电路传输该采样保持电路的阶梯状变化的输出电压，因此不会受到该绝缘电路的响应特性（响应延迟时间）的影响，能够以较高的精度将表示通过所述电流检测端子检测出的电流大小的电压信号提供给控制电路。
因此，在所述控制电路中，基于通过所述绝缘电路输入的信号，能够高精度地生成对所述半导体开关元件进行开/关控制的控制信号，能够分别稳定地开关控制所述各半导体开关元件。
附图说明
图1是本发明的一实施方式的电力转换装置的主要部分的概略构成图；
图2是显示图1所示的电力转换装置中的电流检测电路的构成例的图；
图3是显示图1所示的电力转换装置中的采样保持电路的构成例的图；
图4是显示采样保持电路的动作的信号波形图；
图5是显示图1所示的电力转换装置中的电流检测动作的信号波形图；
图6是用于说明图1所示的电力转换装置中的电流检测信号的传输作用的信号波形图；
图7是本发明的其他实施方式的电力转换装置的主要部分的概略构成图；
图8是显示图7所示的电力转换装置中的电流检测电路的构成例的图；
图9是用于说明本发明效果的信号波形图；
图10是现有的电力转换装置的概略构成图；
图11是显示半桥电路的输出电流波形和流经半导体开关元件的电流波形的说明图；
图12是具有绝缘电路的现有电力转换装置的概略构成图；
图13是显示绝缘电路的输入电压波形和输出电压波形的图。符号说明
1 电力转换装置
10 半导体模块
11 （11a、11b～11f） 电流检测电路
12 （12a、12b、12c） 加法器
13 （13a、13b、13c、13d） 绝缘电路
14 （14a、14b、14c） 采样保持（SH）电路
15 波形整形电路
16 （16a、16b、16c） 电压调整电路
17a、17b～17f 电流检测电路
18 电流补偿电路
20 控制电路
21 运算装置
21a AD转换器
21b 运算部
21c PWM调制器
22 控制部
23 驱动电路
24 绝缘电路
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的一实施方式的电力转换装置进行说明。
图1是本发明的一实施方式的电力转换装置1的概略构成图，对于与图10所示的现有装置相同的部分标注相同符号进行显示。该实施方式的电力转换装置1，其特征在于，分别设置与所述半导体开关元件Q的开关周期同步地保持所述各加法器12（12a、12b、12c）的输出电压的采样保持（SH）电路14（14a、14b、14c），所述各绝缘电路13（13a、13b、13c）将分别在所述各采样保持电路14（14a、14b、14c）中保持的输出电压传输至所述控制电路20。
即，所述各采样保持电路14（14a、14b、14c）的动作分别受到波形整形电路15的控制，所述波形整形电路15对通过与所述绝缘电路13a、13b、13c并联连接的绝缘电路13d从所述控制电路20传输的载波时钟信号Fc进行波形整形。此外，上述载波时钟信号Fc是一种规定所述半导体开关元件Q（Q1、Q2～Q6）的开关频率fc的占空比为50%的脉冲信号。
在这里，如果对所述控制电路20进行简单的说明，该控制电路20与上述脉冲信号（载波时钟信号Fc）的上升/下降时序同步地生成三角波，并对该三角波和从所述半导体模块10侧反馈的反馈信号进行比较。此外，所述控制电路20，例如，将所述三角波的电平超过所述反馈信号的电平的时间作为所述各半导体开关元件Q（Q1、Q2～Q6）的接通时间而求得，并在所述开关频率fc的基础上对所述各半导体开关元件Q（Q1、Q2～Q6）分别进行开关控制（接通/断开控制）。
此外，所述各电流检测电路11（11a、11b～11f），例如，如图2所示，由在运算放大器OP的输出端子和反相输入端子之间设有反馈电阻Rf的反相放大器构成。此外，所述电流检测电路11构成为，将从所述半导体开关元件Q或续流二极管D的电流检测端子输出的电流Is输入至所述运算放大器OP，并作为该运算放大器OP的输出而得到相当于该输入电流Is的输出电压Vs。此外，从所述电流检测端子输出的电流Is，与流经所述半导体开关元件Q或续流二极管D的主电流成比例，通常设定为该主电流的几千分之一左右，关于此无需进一步说明。
另外，所述采样保持电路14，例如，如图3所示，具有由运算放大器OP1构成的输入缓冲器和由运算放大器OP2构成的输出缓冲器。并且，构成为，通过开关元件SW对所述输入缓冲器的输出电压进行采样而保持在电容器C中，并将保持在该电容器C中的电压提供给所述输出缓冲器。
对这样构成的采样保持电路14（14a、14b、14c）的所述开关元件SW，分别通过所述波形整形电路15的输出进行驱动，据此，例如如图4所示，所述各加法器12（12a、12b、12c）的输出电压与所述半导体开关元件Q的开关同步地被采样并被保持。具体地说，所述各采样保持电路14，在所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D的各接通时间内，例如在正中央的时序（Ton/2）对所述加法器12（12a、12b、12c）的输出电压进行采样，并保持采样的电压。其结果，脉冲式电压变化的所述加法器12（12a、12b、12c）的输出电压的平均值，作为所述各采样保持电路14的阶梯状变化的输出电压而得到。
即，所述波形整形电路15根据分别对所述各半导体开关元件Q1、Q2～Q6进行开关控制的、前述的载波时钟信号Fc来控制所述各采样保持电路14（14a、14b、14c）的采样动作。此外，所述各采样保持电路14（14a、14b、14c），在所述载波时钟信号Fc的下降时序中，对所述加法器12（12a、12b、12f）的脉冲输出电压进行采样，并保持该载波时钟信号Fc的1个周期。
其结果，所述各采样保持电路14（14a、14b、14c）所采样的电压，变为在所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D的接通时间（Ton）的中央（1/2）时序（Ton/2）中的平均电压值。换而言之，所述各采样保持电路14（14a、14b、14c）的输出电压，作为所述加法器12（12a、12b、12f）的脉冲式断续的输出电压的横贯1个脉冲宽度的平均值而得到。
需要说明的是，如果缩短所述各采样保持电路14（14a、14b、14c）中的所述开关元件SW的接通时间Δta，则无法充分地对所述电容器C进行充电，无法可靠地保持所述加法器12（12a、12b、12f）的输出电压。相反，如果延长所述开关元件SW的接通时间Δta，则相对于载波周期中的所述加法器12（12a、12b、12f）的输出电压平均值的误差将增大。因此，较为理想的是，例如，在载波周期为100μ秒的情况下，将所述开关元件SW的接通时间Δta设定为1μ秒左右，还将所述电容器C的容量设定为1nF左右，从而设法使其采样误差不变大。然而，关于这些各值，理所当然地，根据电流检测条件和容许检测误差等规格进行设定为佳。
因此，如上被采样控制的所述采样保持电路14的输出电压，使绘制出离散型正弦波电流波形而其峰值（电压值）断续变化的加法器12的输出电压的平均值变为接近于在每一个所述开关周期保持的正弦波的阶梯状的电压波形。此外，该采样保持电路14的输出电压，通过所述绝缘电路13（13a、13b、13c）传输至所述控制电路20侧。
在这里，作为所述绝缘电路13（13a、13b、13c），在使用以较高的精度传输其输入电压的输入输出特性较良好的绝缘电路时，不可否认通常其响应延迟时间较长。假设使用例如从零电压（0V）到其最大电压的上升时间为10μ秒的绝缘电路13（13a、13b、13c）。并且，假设所述半桥电路的输出电流的频率为100Hz，其振幅为容许最大电流的正弦波，对此用10kHz的载波频率进行开关控制。
于是，所述半桥电路的输出电流从零至达到其最大值（1/4周期）被开关25次。因此，在1个载波周期中的电压变化量为最大输出电压范围的［1/25］。因此，在这种情况下，通过简单计算，所述绝缘电路13（13a、13b、13c），在400n秒内跟踪输入电压波形而获得其输出电压。因此，所述绝缘电路13（13a、13b、13c），能够充分宽裕地以较高的精度传输所述加法器12（12a、12b、12f）的输出电压。
这样通过所述各绝缘电路13（13a、13b、13c）传输的所述各采样保持电路14的输出电压，在分别通过电压调整电路16（16a、16b、16c）进行电压调整之后，提供给所述控制电路20中的所述控制部22。需要说明的是，所述电压调整电路16（16a、16b、16c），对所述各绝缘电路13（13a、13b、13c）的输出电压，具有能够调整增益和偏移的功能。此外，所述控制部22的例如以CPU作为主体而构成的运算装置21，通过该运算装置21所具有的AD转换器21a获得所述电压调整电路16（16a、16b、16c）的输出电压，以获取流经所述半导体开关元件Q以及续流二极管D的电流信息。
所述运算装置21，基于通过所述AD转换器21a获取的信息，通过运算器21b计算分别流经所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D的电流，并根据其计算结果生成所述各半导体开关元件Q（Q1、Q2～Q6）的开关控制所需的信号（反馈信号）。此外，例如PWM调制器21c，按照所述运算器21b所求得的信号（反馈信号），分别生成用于开/关驱动所述各半导体开关元件Q（Q1、Q2～Q6）的脉冲宽度调制的控制信号。这样生成的控制信号通过所述绝缘电路24传输到所述驱动电路23，生成所述栅极驱动信号Vg1、Vg2～Vg6，从而所述各半导体开关元件Q（Q1、Q2～Q6）以相互关联的时序分别被开关驱动。
在这里，对本装置的整体动作进行说明。图5对比显示如上构成的电力转换装置1中的各部分的信号波形。如该图5所示，在构成所述半桥电路的下臂的半导体开关元件Q中，在负半周期中，电流与该半导体开关元件Q的开关同步而绘制离散型正弦波且以脉冲状流动。另外，与该脉冲状的电流成比例的感测电流，从该半导体开关元件Q的所述电流检测端子输出。因此，检测该感测电流的所述电流检测电路11a的输出电压，如图5（a）所示，变为绘制离散型正弦波且以脉冲状变化的负半周期的脉冲电压波形。
另外，在与所述半导体开关元件Q反向并联连接的所述续流二极管D中，在正半周期中，电流与所述半导体开关元件Q的开关同步而绘制离散型正弦波地以脉冲状流动。此外，相当于该电流的感测电流，从该续流二极管D的所述电流检测端子输出。因此，检测该感测电流的所述电流检测电路11b的输出电压，如图5（b）所示，变为绘制离散型正弦波且以脉冲状变化的正半周期的脉冲电压波形。
其结果，分别通过所述各电流检测电路11a、11b检测出并通过所述加法器12a合成的1个周期的电压波形，如图5（c）所示，变为与所述半导体开关元件Q的开关同步而绘制离散型正弦波地变化的脉冲电压波形。此外，与所述半导体开关元件Q的开关同步地对该加法器12a的输出电压采样并保持的所述采样保持电路14a的输出电压，如图5（d）所示，根据其电压保持功能变为与填满所述离散型脉冲电压波形的波谷间而连续且以阶梯状变化的正弦波相近的电压波形。
即，如图6（a）（b）分别对所述加法器12a的输出电压和所述采样保持电路14a的输出电压进行放大显示，所述采样保持电路14a的输出电压呈现出伴随采样时的所述电容器C的充放电的瞬态响应变化，且变为依次采样并保持所述加法器12a的输出电压而以阶梯状变化的电压波形。需要说明的是，在这里，显示的是设定为所述电容器C的充放电时间为零（0）且采样保持信号的［H］时间也为无限小时的理想的采样保持波形。
对于绘制这样的电压波形的所述采样保持电路14a的输出电压，如果通过所述绝缘电路13a进行传输，则如图5（ｅ）所示，该绝缘电路13a的输出电压，受到该绝缘电路13a的响应特性的影响而产生稍微的失真，但显示为大致保持所述采样保持电路14a的输出电压变化的电压信号波形。即，所述绝缘电路13a的输出电压，如图6（c）所示，变为一边产生与显示所述采样保持电路14a的阶梯状的输出电压的变化的电压差相应的波形圆钝且一边传输的阶梯状的电压波形。因此，所述绝缘电路13a的输出电压，变为大致保真地重现绘制所述离散型正弦波地变化的脉冲电压波形的平均电压的变化的电压波形。
另外，该绝缘电路13a的输出电压，通过所述电压调整电路16a按照所述AD转换器21a的动态范围被电压调整，以作为图5（f）所示的电压波形反馈信号输入至所述运算装置21。因此，在所述运算装置21中，根据经由所述半导体开关元件Q以及所述续流二极管D而以脉冲式流动的电流，将与从由该半导体开关元件Q以及续流二极管D形成的半桥电路输出的电流相当的电流信息作为反馈信号，能够以较高的精度生成用于开关控制所述半导体开关元件Q的控制信号。
这样，在本实施方式的电力转换装置1中，采用如下结构，即，利用所述采样保持电路14（14a、14b、14c）来与所述半导体开关元件Q的开关周期同步地采样并保持述加法器12（12a、12b、12c）的输出电压，并通过所述绝缘电路13（13a、13b、13c）传输该采样保持电路14（14a、14b、14c）的输出电压。其结果，基本上不会受到所述绝缘电路13（13a、13b、13c）的响应延迟时间的影响，能够以较高的精度将所述加法器12（12a、12b、12c）的输出电压所表示的信息传输至所述控制电路20侧。
因此，根据上述构成的电力转换装置1，即使在通过所述绝缘电路13（13a、13b、13c）绝缘分离所述半导体模块10侧与所述控制电路20侧的情况下，也能够根据所述各半桥电路的输出电流分别以适当的时序对所述各半导体开关元件Q（Q1、Q2～Q6）进行开关控制。而且，由于能够减少通过所述绝缘电路13（13a、13b、13c）传输的电压信号的变化，因此也能够减少因该绝缘电路13（13a、13b、13c）的传输特性而产生的误差本身，能够实现高精度的开关控制。
然而，通过所述半导体开关元件Q以及续流二极管D的各电流检测端子检测出的感测电流Is，较为理想的是，与分别流经该半导体开关元件Q以及续流二极管D的主电流成比例，其电流比根据该元件的主区域和感测区域的面积比决定。然而，根据各元件的设备结构和区域布局的差异，不可否认上述电流比会产生误差。
关于这样的误差，例如，能够根据通过所述电压调整电路16a、16b、16c实施的增益调整和偏移调整进行补偿。但是，在感测电流Is的检测误差较大的情况以及针对分别流经所述半导体开关元件Q以及续流二极管D的主电流的所述感测电流Is的误差为非线性的情况下，在所述电压调整电路16a、16b、16c中，很难广范围地进行精度较高的补偿。
因此，在假想这种情况时，较为理想的是，例如，如图7所示，向所述电流检测电路11a、11b～11f分别导入电流补偿电路。导入有该电流补偿电路的电流检测电路17a、17b～17f，例如，如图8所示一样地构成。即，除了由具有反馈电阻Rf的运算放大器OP构成的反相放大型的电流检测电路17之外，还设置将与该运算放大器OP的输出电压Vs相应的电压反馈至所述运算放大器OP的非反相端子中的电流补偿电路18。
该电流补偿电路18，具体包括：第1可变电压源电路18a，其生成与所述电流检测电路17中的所述运算放大器OP的输出电压Vs相应的电压；第2可变电压源电路18b，其生成规定的电压；以及加法电路18c，其对这些可变电压源电路18a、18b的各输出电压进行加法运算，并将其输出电压施加到所述运算放大器OP的非反相端子。
即，所述第1可变电压源电路18a包括可变电阻器或与其相当的电路。此外，所述第1可变电压源电路18a，在所述感测电流比规格大时，通过所述可变电阻器的调整来提高所述运算放大器OP的非反相端子的电压，从而在所述半导体开关元件（IGBT）Q中，仅使施加到感测元件部的集电极·发射极之间电压降低，据此，发挥使所述感测电流Is减少的作用。根据这种所述运算放大器OP的非反相端子的电压调整，进行与所述半导体开关元件（IGBT）Q中的主要元件部和感测元件部的内部电阻比的设计规格不同而引起的所述感测电流Is的误差补偿。
另外，所述第2可变电压源电路18b包括可变电压源或与其相当的电路。此外，所述第2可变电压源电路18b，通过改变所述运算放大器OP的非反相端子的电压，发挥调整所述感测电流的作用。通过这种所述运算放大器OP的非反相端子的电压调整，可以调整所述半导体开关元件（IGBT）Q中的主要元件部和感测元件部的阈值电压的差异。
因此，如果使用具有如图8所示一样构成的电流补偿电路18的电流检测电路17来代替上述电流检测电路11，则不仅能够补偿上述半导体开关元件Q以及续流二极管D的规格差异，而且还能够分别补偿与各半导体开关元件Q1、Q2～Q6以及续流二极管D1、D2～D6的个体差相应的感测电流Is的检测误差。因此，与通过所述电压调整电路16（16a、16b、16c）调整所述绝缘电路13（13a、13b、13c）的输出电压时相比，能够简单且高精度地调整所述感测电流Is，还能够提高其检测精度。因此，能够进行比此前的实施方式更高精度的开关控制。
以上，如对本发明的电力转换装置的实施方式进行的说明，在本装置中，使所述加法器12a、12b、12c的脉冲状的输出电压在所述采样保持电路14a、14b、14c中与所述半导体开关元件Q的开关周期同步而保持该开关周期的每个时间。因此，所述采样保持电路14a、14b、14c的输出电压，变为所述加法器12a、12b、12c的脉冲状的输出电压的平均值连续的阶梯状的电压波形。
在此基础上，由于分别通过所述绝缘电路13a、13b、13c将所述采样保持电路14a、14b、14c的输出电压传输至控制电路20侧，因此能够使所述脉冲状的输出电压的平均值的变化基本上不受所述绝缘电路13a、13b、13c的延迟响应特性的影响而可靠地传输。其结果，能够对所述半导体开关元件Q进行高精度的开关控制。
特别是，所述绝缘电路13a、13b、13c的输出电压，由于传输所述采样保持电路14a、14b、14c的阶梯状变化的输出电压，因此由该绝缘电路13a、13b、13c的延迟响应特性引起的电压波形的圆钝仅为依赖于所述阶梯状的电压变化量的部分，如图9（a）所示，大致保真地重现所述采样保持电路14a、14b、14c的输出电压。因此，对所述加法器12a、12b、12c的脉冲状的输出电压的平均值的误差也能够控制得充分小。
即，在直接将所述加法器12a、12b、12c的脉冲状的输出电压传输至所述绝缘电路13a、13b、13c时，如图9（b）所示，该绝缘电路13a、13b、13c的输出电压，与所述加法器12a、12b、12c的脉冲状的输出电压相比，不可否认地含有较大的误差。特别是在脉冲宽度较窄的情况下，在所述绝缘电路13a、13b、13c的输出电压充分上升之前该输出电压恢复为零（0），因此其输出电压波形与输入电压波形存在较大的差异。
在这一点上，如果利用所述采样保持电路14a、14b、14c，将所述加法器12a、12b、12c的脉冲状的输出电压转换为阶梯状的电压波形，并在此基础上通过所述绝缘电路13a、13b、13c进行传输，则与传输脉冲状的电压波形时不同，能够大致保真地传输其输入电压波形。因此，如在图9（a）（b）中对比显示所述绝缘电路13a、13b、13c的输出电压，通过利用所述采样保持电路14a、14b、14c，能够将由该绝缘电路13a、13b、13c的延迟响应特性引起的传输误差控制在最小限度。
因此，即使在利用所述绝缘电路13a、13b、13c绝缘分离所述半导体模块10与所述控制电路20之间的情况下，在所述控制电路20中，简单且可靠地从所述开关元件Q以及所述续流二极管D的各感测电流Is检测出分别流经所述半导体模块10的各半桥电路的电流，且能够分别以较高的精度开关控制所述半导体开关元件Q1、Q2～Q6。
此外，本发明并不限定于上述实施方式。在这里，以具有6个半导体开关元件Q1、Q2～Q6而构成3组半桥电路的半导体模块10为例进行了说明，但是对于具有2组半桥电路的半导体模块10也同样能够适用。另外，理所当然地对于构成1组半桥电路的半导体模块10也同样能够适用。另外，理所当然地也可以构成为检测构成所述半桥电路的一对开关元件Q的各个感应电流Is来代替检测所述续流二极管D的感测电流Is。
此外，对于所述绝缘电路13a、13b、13c的具体构成，考虑到其传输特性的线性与延迟响应特性，只要满足电力转换装置的规格，也都可以适当地采用。另外，对于所述采样保持电路14a、14b、14c，只要具有满足电力转换装置规格的特性，也即足以。另外，理所当然地，本发明同样能够适用于上述三相交流用逆变器装置以外的各种方式的变流器装置，即从以往开始有各种提议的各种方式的电力转换装置。此外，本发明在不脱离其宗旨的范围内均可以通过各种变形而实施。

Claims (7)

1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：
功率半导体模块，其具有通过串联连接形成半桥电路并相互关联地被开/关驱动的一对或多对半导体开关元件、以及分别与所述各半导体开关元件反向并联连接的多个续流二极管；
控制电路，其与该功率半导体模块绝缘分离地设置，并分别对所述各半导体开关元件进行开/关驱动；
电流检测电路，其通过所述功率半导体模块的形成所述半桥电路的所述半导体开关元件中的一个半导体开关元件所具备的电流检测端子、以及与该一个半导体开关元件反向并联设置的所述续流二极管所具备的电流检测端子来检测流经所述半桥电路的电流；
采样保持电路，其将相当于通过该电流检测电路检测出的电流的电压保持一定时间；以及
绝缘电路，其将该采样保持电路所保持的电压传输到所述控制电路。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，所述电流检测电路包括：第1及第2电流检测器，其分别检测流经所述半导体开关元件的电流、以及流经所述续流二极管的电流；以及加法器，其对这些第1及第2电流检测电路的各输出进行加法运算。
3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其中，所述第1及第2电流检测器具备电流补偿电路，所述电流补偿电路改变所述半导体开关元件以及所述续流二极管各自所具备的电流检测端子的电压，以对通过该电流检测端子检测出的电流进行补偿。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，所述采样保持电路与所述半导体开关元件的开关周期同步地对所述电流检测电路的输出信号进行采样，并将其保持到下一次采样时序。
5.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，所述功率半导体模块具备构成与三相交流电源的各相对应的3组半桥电路的6个半导体开关元件以及6个续流二极管而形成针对三相交流负载的逆变器装置。
6.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，所述功率半导体模块分别包括构成1组或2组半桥电路的1对或2对所述半导体开关元件、以及分别与所述各半导体开关元件反向并联连接的所述续流二极管，
与通过电感连接于所述1组或2组半桥电路的输出端的输出电路一同形成通过控制流经所述电感的电流而在所述输出电路中获得规定电压的变流器装置。
7.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，所述控制电路，对于通过所述绝缘电路提供的来自所述采样保持电路的电压信号，通过电压调整电路调整增益和偏移后输入该电压信号。
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