WO2014045380A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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鉄也 川島
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富士電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device in which a power semiconductor module including a plurality of semiconductor switching elements and a control circuit for switching and driving each of the plurality of semiconductor switching elements are insulated and separated.
  • FIG. 10 is a schematic configuration diagram of an inverter device for driving a three-phase AC motor (load) M.
  • This inverter device includes a power semiconductor module 10 packaged with a plurality of (six) semiconductor switching elements (IGBTs) Q1, Q2 to Q6, and the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 associated with each other. And a control circuit 20 for on / off driving.
  • IGBT semiconductor switching element
  • the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 are connected in series in pairs of two to form three half-bridge circuits HB, and these half-bridge circuits HB are provided in parallel to form the half-bridge circuit HB.
  • a drive circuit for the load M is configured.
  • a plurality (six) of flywheel diodes D1, D2 to D6 are connected in antiparallel to each of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6.
  • Each of the half bridge circuits has a phase from the series connection point of the semiconductor switching elements Q1 and Q4, the semiconductor switching elements Q2 and Q5, and the series connection point of the semiconductor switching elements Q3 and Q6 that constitute the half bridge circuit.
  • the load M is driven by supplying three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) currents that are different by 120 ° to the load M.
  • control circuit 20 includes an arithmetic unit 21 such as a CPU, for example, and generates a control signal for controlling on / off of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 according to output currents of the half bridge circuits. 22. Furthermore, the control circuit 20 outputs gate drive signals Vg1, Vg2 to Vg6 for turning on / off the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 in accordance with the control signals generated by the control unit 22, respectively. Is provided.
  • arithmetic unit 21 such as a CPU, for example
  • the information on the output current of each of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 required for the control operation by the control unit 22 is obtained by detecting the output current of each of the half bridge circuits using a current transformer CT, for example. Desired. However, recently, the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D are provided with current detection terminals, and the control information is detected by detecting currents flowing through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D, respectively. (See, for example, Patent Documents 1 and 2).
  • currents flowing through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D are detected by using current detection circuits 11a, 11b to 11f respectively connected to the current detection terminals. Then, the currents flowing through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D detected by the current detection circuits 11 (11a, 11b to 11f) for each of the positive and negative half cycles are added as shown in FIG. A current for one cycle flowing through each of the half bridge circuits is obtained by synthesizing in the units 12 (12a, 12b, 12c).
  • the output current of each half bridge circuit detected using the current transformer CT or the like has a sine wave current waveform as shown in FIG. 11A, for example. However, only the output current of one phase is shown here. However, the current detected through the current detection terminals of the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D is synchronized with the switching operation cycle of the semiconductor switching element Q as shown in FIG. It becomes a pulse-like discrete sine wave current waveform.
  • the power semiconductor module 10 to which a large current / high voltage is applied and the control circuit 20 may be electrically insulated.
  • an insulation circuit 13 13a, 13b, 13c
  • This is realized by providing an insulating circuit 24 between the section 22 and the driving circuit 23.
  • These insulation circuits 13 and 24 comprise, for example, an insulation amplifier that modulates a voltage signal and applies it to the primary side of the transformer and demodulates a signal output from the secondary side of the transformer to restore the voltage signal.
  • the insulating circuit 24 provided on the drive side of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 only transmits an on / off control signal (digital signal) to the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6.
  • the insulation circuit 13 provided in the feedback system can transmit the output voltage (analog signal) of the adder 12 having a discrete sine wave current waveform as shown in FIG. is necessary. Therefore, the signal transmission through the insulating circuit 13 has the following problems.
  • the output voltage of the adder 12 corresponds to a current that flows intermittently through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D in synchronization with the switching of the semiconductor switching element Q.
  • the output voltage of the adder 12 is transmitted through the insulating circuit 13, the output voltage is, for example, shown in FIG. 13B due to the response characteristic (response delay time) of the insulating circuit 13. Thus, it cannot be denied that the leading edge is greatly distorted.
  • the switching period of the semiconductor switching element Q is 100 ⁇ sec
  • the duty ratio command value that defines the ON width of the semiconductor switching element Q of the lower arm in the half bridge circuit is 10% (10 ⁇ sec).
  • the output voltage of the insulating circuit 13 whose response delay time is 10 ⁇ s is substantially triangular.
  • the output voltage of the insulation circuit 13 is reduced to about 1 ⁇ 2 of the input voltage of the insulation circuit 13 on an average for one cycle.
  • the duty ratio command value is further reduced, the error of the input / output voltage of the insulation circuit 13 becomes larger due to the influence of the response delay time of the insulation circuit 13.
  • the duty ratio command value that defines the ON width of the semiconductor switching element Q of the upper arm constituting the half bridge circuit is 90% (90 ⁇ sec)
  • the current detected from the flywheel diode D of the lower arm The waveform is a rectangular waveform with a duty ratio of approximately 10% (approximately 10 ⁇ sec), and similarly, distortion occurs in the output voltage of the insulating circuit 13. Therefore, the signal transmitted through the insulating circuit 13 includes a large error that is significantly different from the output voltage of the adder 12. Then, there arises a problem that the control circuit 20 cannot perform switching control of each of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 with high accuracy according to the current detected as described above.
  • the present invention has been made in consideration of such circumstances, and its purpose is to supply a current detected through a current detection terminal provided in each of the semiconductor switching element and the flywheel diode to a control circuit through an insulation circuit.
  • An object of the present invention is to provide a power converter having a simple configuration that can transmit with high accuracy and thereby control the switching of the semiconductor switching element stably and accurately.
  • a power conversion device (1) includes a pair or a plurality of pairs of semiconductors connected in series to form a half-bridge circuit (HB) and driven on / off in relation to each other.
  • a switching element eg, IGBT
  • Q1, Q2 to Q6 and a plurality of flywheel diodes (D1, D2 to D6) connected in antiparallel to the semiconductor switching elements (Q1, Q2 to Q6), respectively.
  • a power semiconductor module (10) comprising: A control circuit that is isolated from the power semiconductor module (10) and that drives each of the semiconductor switching elements (Q1, Q2 to Q6) according to a current flowing through the half bridge circuit (HB).
  • the first and second current detectors (11a, 11b to 11f) are provided with current detections respectively provided in the semiconductor switching elements (Q4, Q5, Q6) and the flywheel diodes (D4, D5, D6). It is desirable to provide a current correction function (18) for correcting the current detected via the current detection terminal by changing the voltage of the terminal.
  • the power semiconductor module (10) includes six semiconductor switching elements (Q1, Q2 to Q6) and six flywheels constituting three sets of half-bridge circuits corresponding to each phase of the three-phase AC power supply.
  • a diode device (D1, D2 to D6) is provided to form an inverter device (1) for a three-phase AC load.
  • the power semiconductor module (10) includes one or two pairs of the semiconductor switching elements (Q1, Q2 to Q4) constituting the one or two sets of half-bridge circuits, and the semiconductor switching elements (Q1, Q2 to Q4) each comprising the flywheel diodes (D1, D2 to D4) connected in antiparallel, From the output circuit connected to the output end of the one or two sets of half-bridge circuits via an inductance, and a converter device for controlling the current flowing through the inductance to obtain a predetermined voltage in the output circuit Become.
  • the control circuit (20) preferably receives the voltage signal from the sample and hold circuit (14a, 14b, 14c) given through the insulating circuit (13a, 13b, 13c) as a voltage adjustment circuit (16a, 16b, 16c), and the gain and offset are adjusted and then input.
  • the discrete switching sine that is detected through the semiconductor switching element and the current detection terminal provided in each of the flywheel diodes connected in antiparallel to the semiconductor switching element A voltage signal indicating a wave current waveform is held in a sample and hold circuit that operates in synchronization with the switching operation cycle of the semiconductor switching element Q. Since the output voltage changing stepwise of this sample and hold circuit is transmitted via the insulation circuit, it is detected via the current detection terminal without being affected by the response characteristic (response delay time) of the insulation circuit. A voltage signal indicating the magnitude of the generated current can be accurately supplied to the control circuit.
  • control circuit it is possible to generate a control signal for controlling on / off of the semiconductor switching element with high accuracy based on a signal input through the insulating circuit, and each of the semiconductor switching elements Switching control can be performed stably.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a current detection circuit in the power conversion device.
  • the signal waveform diagram for demonstrating the effect of this invention.
  • the schematic block diagram of the conventional power converter device The figure which shows the output current waveform of a half-bridge circuit, and the current waveform which flows into a semiconductor switching element.
  • the schematic block diagram of the conventional power converter device provided with the insulation circuit.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device 1 according to an embodiment of the present invention, in which the same parts as those in the conventional device shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals.
  • the power converter 1 according to this embodiment is characterized by a sample hold (SH) that holds the output voltage of each adder 12 (12a, 12b, 12c) in synchronization with the switching period of the semiconductor switching element Q.
  • Circuits 14 (14a, 14b, 14c) are provided, and each of the insulating circuits 13 (13a, 13b, 13c) controls the output voltage held in each of the sample hold circuits 14 (14a, 14b, 14c). The point is that it is configured to transmit to the circuit 20.
  • each of the sample and hold circuits 14 receives the carrier clock signal Fc transmitted from the control circuit 20 via the insulating circuit 13d connected in parallel to the insulating circuits 13a, 13b, 13c.
  • the carrier clock signal Fc is a pulse signal having a duty ratio of 50% that defines the switching frequency fc of the semiconductor switching element Q (Q1, Q2 to Q6).
  • the control circuit 20 will be briefly described.
  • the control circuit 20 generates a triangular wave in synchronization with the rising and falling timings of the pulse signal (carrier clock signal Fc), and the triangular wave and the semiconductor module 10 side.
  • the feedback signal fed back from is compared.
  • the control circuit 20 obtains, for example, a period in which the level of the triangular wave exceeds the level of the feedback signal as an on period of each of the semiconductor switching elements Q (Q1, Q2 to Q6),
  • the semiconductor switching elements Q (Q1, Q2 to Q6) are respectively subjected to switching control (on / off control).
  • Each of the current detection circuits 11 includes an inverting amplifier in which a feedback resistor Rf is provided between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier OP as shown in FIG.
  • the current detection circuit 11 inputs the current Is output from the current detection terminal of the semiconductor switching element Q or the flywheel diode D to the operational amplifier OP, and outputs the current Is as the output of the operational amplifier OP to the input current Is. A corresponding output voltage Vs is obtained.
  • the current Is output from the current detection terminal is proportional to the main current flowing through the semiconductor switching element Q or the flywheel diode D, and is generally about one thousandth of the main current. There is no need to explain what is set.
  • the sample hold circuit 14 includes an input buffer constituted by an operational amplifier OP1 and an output buffer constituted by an operational amplifier OP2, for example, as shown in FIG.
  • the output voltage of the input buffer is sampled via the switch element SW and held in the capacitor C, and the voltage held in the capacitor C is applied to the output buffer.
  • each sample and hold circuit 14 includes the adder 12 (12a, 12b, 12c) at, for example, the middle timing (Ton / 2) in each ON period of the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D. ) Sample the output voltage and hold the sampled voltage. As a result, the average value of the output voltage of the adder 12 (12a, 12b, 12c) whose voltage changes in a pulse manner is obtained as the output voltage that changes in a stepwise manner in each of the sample and hold circuits 14.
  • the waveform shaping circuit 15 performs the sampling operation of each sample and hold circuit 14 (14a, 14b, 14c) in accordance with the carrier clock signal Fc described above for switching control of each of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6. Is controlling.
  • Each sample and hold circuit 14 (14a, 14b, 14c) samples the pulsed output voltage of the adder 12 (12a, 12b to 12f) at the falling timing of the carrier clock signal Fc, and outputs the carrier clock. It is held for one period of the signal Fc.
  • the voltage sampled by each of the sample and hold circuits 14 is the timing at the center (1/2) of the on period (Ton) of the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D.
  • This is an average voltage value at (Ton / 2).
  • the output voltage of each sample and hold circuit 14 is an average value over one pulse width of the output voltage that is intermittently pulsed of the adder 12 (12a, 12b to 12f). Will be obtained.
  • the output voltage of the sample and hold circuit 14 controlled for sampling as described above is an average value of the output voltages of the adder 12 in which the peak value (voltage value) changes intermittently in a discrete sine wave current waveform. Is a stepped voltage waveform close to a sine wave held for each switching period. Then, the output voltage of the sample hold circuit 14 is transmitted to the control circuit 20 side through the insulation circuit 13 (13a, 13b, 13c).
  • the insulation circuit 13 (13a, 13b, 13c) having excellent input / output characteristics for accurately transmitting the input voltage it cannot be denied that the response delay time is generally long.
  • the insulating circuit 13 (13a, 13b, 13c) having a rising time from zero voltage (0V) to its maximum voltage of 10 ⁇ s is used.
  • the frequency of the output current of the half-bridge circuit is 100 Hz, the amplitude of which is a sine wave having an allowable maximum current, and this is subjected to switching control at a carrier frequency of 10 kHz.
  • the insulation circuit 13 (13a, 13b, 13c) follows the input voltage waveform in 400 nsec and obtains its output voltage by simple calculation. Therefore, the insulation circuit 13 (13a, 13b, 13c) can accurately transmit the output voltage of the adder 12 (12a, 12b to 12f) with sufficient margin.
  • the output voltage of each sample and hold circuit 14 transmitted through each of the insulation circuits 13 (13a, 13b, and 13c) is adjusted through the voltage adjustment circuit 16 (16a, 16b, and 16c). Then, it is given to the control unit 22 in the control circuit 20.
  • the voltage adjusting circuit 16 (16a, 16b, 16c) has a function capable of adjusting a gain and an offset with respect to the output voltage of each insulating circuit 13 (13a, 13b, 13c).
  • the arithmetic unit 21 mainly composed of, for example, a CPU of the control unit 22 takes in the output voltage of the voltage adjustment circuit 16 (16a, 16b, 16c) via an AD converter 21a included in the arithmetic unit 21. , Information on the current flowing through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D is acquired.
  • the arithmetic unit 21 calculates currents flowing through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D by the arithmetic unit 21b based on the information acquired through the AD converter 21a, and according to the calculation result. Thus, a signal (food back signal) necessary for switching control of each of the semiconductor switching elements Q (Q1, Q2 to Q6) is generated.
  • the PWM modulator 21c is a pulse width modulated control signal for driving the semiconductor switching elements Q (Q1, Q2 to Q6) on and off according to the signal (foodback signal) obtained by the arithmetic unit 21b. Are generated respectively.
  • the control signal generated in this way is transmitted to the drive circuit 23 through the insulation circuit 24, and the gate drive signals Vg1, Vg2 to Vg6 are generated and the semiconductor switching elements Q (Q1, Q2 to Q6) are generated. ) Are driven to be switched at timings related to each other.
  • FIG. 5 shows a comparison of signal waveforms at various parts in the power conversion apparatus 1 configured as described above.
  • a discrete sine wave is drawn on the semiconductor switching element Q constituting the lower arm of the half bridge circuit in synchronization with the switching of the semiconductor switching element Q in the negative half cycle.
  • Current flows in pulses.
  • a sense current proportional to the pulsed current is output from the current detection terminal of the semiconductor switching element Q. Therefore, the output voltage of the current detection circuit 11a for detecting the sense current is a negative half-cycle pulse voltage waveform that changes in a pulse shape by drawing a discrete sine wave as shown in FIG.
  • the flywheel diode D connected in antiparallel to the semiconductor switching element Q has a pulsed current drawn in a discrete sine wave in synchronization with the switching of the semiconductor switching element Q in the positive half cycle. Flows. A sense current corresponding to this current is output from the current detection terminal of the flywheel diode D. Therefore, the output voltage of the current detection circuit 11b for detecting the sense current is a positive half-cycle pulse voltage waveform that changes in a pulse shape by drawing a discrete sine wave as shown in FIG. 5B.
  • the voltage waveform over one cycle detected through each of the current detection circuits 11a and 11b and synthesized through the adder 12a is the semiconductor switching element Q as shown in FIG.
  • the pulse voltage waveform changes while drawing a discrete sine wave in synchronization with the switching.
  • the output voltage of the sample-and-hold circuit 14a for sampling and holding the output voltage of the adder 12a in synchronization with the switching of the semiconductor switching element Q is described above by its voltage holding function as shown in FIG.
  • a voltage waveform close to a sine wave that changes in a staircase pattern is obtained by filling the valleys of the discrete pulse voltage waveform.
  • FIGS. 6 (a) and 6 (b) the output voltage of the adder 12a and the output voltage of the sample and hold circuit 14a are enlarged, respectively.
  • a transient response change associated with charging / discharging of the capacitor C in FIG. 3 is exhibited, the output voltage of the adder 12a is sequentially sampled and a voltage waveform that changes stepwise is obtained.
  • an ideal sample hold waveform is shown when the charge / discharge time of the capacitor C is zero (0) and the [H] period of the sample hold signal is also infinitely small.
  • the output voltage of the insulation circuit 13a is the response of the insulation circuit 13a as shown in FIG.
  • the voltage signal waveform substantially maintains the change in the output voltage of the sample and hold circuit 14a. That is, as shown in FIG. 6C, the output voltage of the insulating circuit 13a is transmitted in a stepped manner while causing a waveform dullness corresponding to a voltage difference indicating a change in the stepped output voltage of the sample and hold circuit 14a.
  • the voltage waveform is Therefore, the output voltage of the insulating circuit 13a has a voltage waveform that faithfully reproduces the change in the average voltage of the pulse voltage waveform that changes while drawing the discrete sine wave.
  • the output voltage of the insulation circuit 13a is adjusted in voltage according to the dynamic range of the AD converter 21a via the voltage adjustment circuit 16a, and the arithmetic unit 21 is used as a feedback signal having a voltage waveform shown in FIG. Will be entered. Therefore, in the arithmetic unit 21, the current flowing in a pulsed manner through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D is output from the half bridge circuit formed by the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D. It is possible to accurately generate a control signal for switching control of the semiconductor switching element Q using current information corresponding to the current to be fed as a feedback signal.
  • the output voltage of the adder 12 (12a, 12b, 12c) is synchronized with the switching period of the semiconductor switching element Q and the sample hold circuit 14 (14a , 14b, 14c), and a configuration is adopted in which the output voltage of the sample hold circuit 14 (14a, 14b, 14c) is transmitted via the insulating circuit 13 (13a, 13b, 13c). .
  • the information indicated by the output voltage of the adder 12 (12a, 12b, 12c) is transmitted to the control circuit 20 side without being substantially affected by the response delay time of the insulating circuit 13 (13a, 13b, 13c). It can be transmitted with high accuracy.
  • the semiconductor switching elements Q Q1, Q2 to Q6 can be controlled to be switched at appropriate timing.
  • a change in the voltage signal transmitted through the insulating circuit 13 (13a, 13b, 13c) can be reduced, an error caused by the transmission characteristics of the insulating circuit 13 (13a, 13b, 13c). It can be reduced by itself, and high-accuracy switching control can be realized.
  • the sense current Is detected through the current detection terminals of the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D described above is ideally the main current flowing through the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D, respectively.
  • the current ratio is determined in accordance with the area ratio between the main region and the sense region of the element. However, it cannot be denied that an error occurs in the current ratio due to a difference in device structure and area layout of each element.
  • Such an error can be corrected by, for example, gain adjustment and offset adjustment by the voltage adjustment circuits 16a, 16b, and 16c.
  • the voltage adjustment circuits 16a and 16b. , 16c is difficult to correct over a wide range and with high accuracy.
  • the current detection circuits 17a, 17b to 17f incorporating this current correction circuit are configured, for example, as shown in FIG. That is, in addition to the inverting amplification type current detection circuit 17 constituted by the operational amplifier OP provided with the feedback resistor Rf, a voltage corresponding to the output voltage Vs of the operational amplifier OP is fed back to the non-inverting terminal of the operational amplifier OP.
  • a current correction circuit 18 is provided.
  • the current correction circuit 18 includes a first variable voltage source circuit 18a that generates a voltage corresponding to the output voltage Vs of the operational amplifier OP in the current detection circuit 17, and a second voltage that generates a predetermined voltage.
  • Variable voltage source circuit 18b, and an addition circuit 18c that adds the output voltages of these variable voltage source circuits 18a and 18b and applies the output voltage to the non-inverting terminal of the operational amplifier OP.
  • the first variable voltage source circuit 18a is composed of a variable resistor or a circuit corresponding thereto. Then, when the sense current is larger than the specification, the first variable voltage source circuit 18a increases the voltage of the non-inverting terminal of the operational amplifier OP by adjusting the variable resistor to thereby increase the voltage of the semiconductor switching element (IGBT). ) In Q, only the collector-emitter voltage applied to the sense element portion is lowered, thereby reducing the sense current Is. Due to the voltage adjustment of the non-inverting terminal of the operational amplifier OP, the error in the sense current Is caused by the design specification of the internal resistance ratio of the main element portion and the sense element portion in the semiconductor switching element (IGBT) Q is different. Correction is performed.
  • the second variable voltage source circuit 18b is composed of a variable voltage source or a circuit corresponding thereto.
  • the second variable voltage source circuit 18b serves to adjust the sense current by changing the voltage at the non-inverting terminal of the operational amplifier OP.
  • the difference in threshold voltage between the main element portion and the sense element portion in the semiconductor switching element (IGBT) Q is adjusted.
  • the current detection circuit 17 including the current correction circuit 18 configured as shown in FIG. 8 is used instead of the current detection circuit 11 described above, the difference in specifications between the semiconductor switching element Q and the flywheel diode D described above.
  • the pulse-like output voltages of the adders 12a, 12b, and 12c are output by the sample and hold circuits 14a, 14b, and 14c.
  • the period of the switching period is held. Accordingly, the output voltages of the sample and hold circuits 14a, 14b and 14c are stepped voltage waveforms in which the average values of the pulsed output voltages of the adders 12a, 12b and 12c are connected.
  • the output voltages of the insulating circuits 13a, 13b, and 13c are the transmission voltages of the output voltages that change stepwise of the sample and hold circuits 14a, 14b, and 14c, the delay response of the insulating circuits 13a, 13b, and 13c.
  • the bluntness of the voltage waveform due to the characteristic is only dependent on the stepped voltage change amount, and the output voltages of the sample and hold circuits 14a, 14b, and 14c are substantially faithfully reproduced as shown in FIG. Will be. Therefore, the error with respect to the average value of the pulsed output voltages of the adders 12a, 12b, and 12c can be suppressed to a sufficiently small value.
  • the insulation circuits 13a, 13b, and 13c are connected as shown in FIG. It cannot be denied that the output voltage includes a large error compared to the pulsed output voltages of the adders 12a, 12b, and 12c.
  • the pulse width is narrow, the output voltage returns to zero (0) before the output voltage of the insulating circuits 13a, 13b, and 13c sufficiently rises, so that the output voltage waveform greatly differs.
  • the sample-and-hold circuits 14a, 14b, and 14c are used to convert the pulse-like output voltages of the adders 12a, 12b, and 12c into stepped voltage waveforms, and then pass through the insulating circuits 13a, 13b, and 13c. Unlike the case of transmitting a pulsed voltage waveform, the input voltage waveform can be transmitted substantially faithfully. Accordingly, as shown in FIGS. 9A and 9B in comparison with the output voltages of the insulation circuits 13a, 13b, and 13c, by using the sample and hold circuits 14a, 14b, and 14c, the insulation circuits 13a, 13b, and 14c are used. It is possible to minimize the transmission error due to the delay response characteristic of 13c.
  • the control circuit 20 is simple and reliable. It is possible to detect the current flowing through each half bridge circuit from each sense current Is of the switching element Q and the flywheel diode D, and to control the switching of the semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 with high accuracy. Become.
  • the present invention is not limited to the embodiment described above.
  • the semiconductor module 10 including six semiconductor switching elements Q1, Q2 to Q6 and configuring three sets of half-bridge circuits has been described as an example.
  • the semiconductor module 10 including two sets of half-bridge circuits Is equally applicable.
  • the present invention can be similarly applied to the semiconductor module 10 constituting one set of half-bridge circuits.
  • instead of detecting the sense current Is of the flywheel diode D it is of course possible to detect each sense current Is of the pair of switching elements Q constituting the half bridge circuit.
  • the specific configurations of the insulating circuits 13a, 13b, and 13c can be appropriately employed as long as they satisfy the specifications of the power conversion device in consideration of the linearity and delay response characteristics of the transmission characteristics. . It is sufficient to realize the sample hold circuits 14a, 14b, and 14c as having characteristics satisfying the specifications of the power converter. Further, it goes without saying that the present invention can be similarly applied to various types of converter devices other than the above-described three-phase AC inverter devices, that is, various types of power converter devices that have been proposed in the past. In addition, the present invention can be variously modified and implemented without departing from the scope of the invention.

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Abstract

　パワー半導体モジュール（１０）のハーフブリッジ回路を形成した半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）の一方が備える電流検出端子、および当該一方の半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）に逆並列に接続されたフライホイール・ダイオード（Ｄ１,Ｄ２～Ｄ６）が備える電流検出端子を介して前記ハーフブリッジ回路に流れる電流を電流検出回路（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）にて検出する。そして電流検出回路（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）にて検出された電流を示すパルス状の電圧波形をサンプルホールド回路（１４ａ,１４ｂ,１４ｆ）を用いて一定期間保持して階段状の電圧波形に変換し、このサンプルホールド回路（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）に保持された電圧を絶縁回路（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）を介して制御回路（２０）に伝達する。

Description

電力変換装置
　本発明は、複数の半導体スイッチング素子を備えたパワー半導体モジュールと、前記複数の半導体スイッチング素子をそれぞれスイッチング駆動する制御回路との間を絶縁分離した電力変換装置に関する。
　スイッチング駆動されるＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を備えて、インバータ装置やチョッパ回路等を構成する電力変換装置は、各種の用途に幅広く用いられる。図１０は三相交流モータ（負荷）Ｍを駆動するインバータ装置の概略構成図である。このインバータ装置は、複数（６個）の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６を備えてパッケージ化されたパワー半導体モジュール１０と、前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６を互いに関連させてオン・オフ駆動する制御回路２０とを備えて構成される。
　前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６は、２個ずつ対をなして直列に接続されて３個のハーフブリッジ回路ＨＢをそれぞれ形成しており、これらのハーフブリッジ回路ＨＢは並列に設けられて前記負荷Ｍの駆動回路を構成する。また前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６には、複数（６個）のフライホイール・ダイオードＤ１,Ｄ２～Ｄ６がそれぞれ逆並列に接続されている。前記各ハーフブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路をそれぞれ構成する前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ４の直列接続点、前記半導体スイッチング素子Ｑ２,Ｑ５、および前記半導体スイッチング素子Ｑ３,Ｑ６の直列接続点から、位相を１２０°異にする３相（Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相）の電流を前記負荷Ｍに供給することで該負荷Ｍを駆動する。
　一方、前記制御回路２０は、例えばＣＰＵ等の演算装置２１を含み、前記各ハーフブリッジ回路の出力電流に従って前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６をそれぞれオン・オフ制御する制御信号を生成する制御部２２を備える。更に前記制御回路２０は、前記制御部２２が生成した前記各制御信号に従って前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６をそれぞれオン・オフ駆動するゲート駆動信号Ｖg1,Ｖg2～Ｖg6を出力する駆動回路２３を備える。
　尚、前記制御部２２による制御動作に必要な前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６の出力電流の情報は、例えばカレントトランスＣＴを用いて前記各ハーフブリッジ回路の出力電流をそれぞれ検出することにより求められる。しかし最近では、前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤに電流検出端子を備え、これを利用して当該半導体スイッチング素子Ｑおよびフライホイール・ダイオードＤにそれぞれ流れる電流を検出して前記制御情報を得ることも行われている（例えば特許文献１,２を参照）。
　ちなみに前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤにそれぞれ流れる電流は、各電流検出端子にそれぞれ接続された電流検出回路１１ａ,１１ｂ～１１ｆを用いて検出される。そして前記各電流検出回路１１（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）にて検出される前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤのそれぞれに正負半サイクル分ずつ流れる電流を、図１０に示すように加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）にて合成することで前記各ハーフブリッジ回路を介して流れる１サイクル分の電流が求められる。
　尚、前記カレントトランスＣＴ等を用いて検出される前記各ハーフブリッジ回路の出力電流は、例えば図１１(ａ)に示すように正弦波電流波形となる。但し、ここでは１つの相の出力電流だけを示している。しかし前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤの前記各電流検出端子を介して検出される電流は、例えば図１１(ｂ)に示すように該半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング動作周期に同期したパルス状の離散的な正弦波電流波形となる。
特開２０００－１３４８５５号公報 特開２００３－２７４６６７号公報
　ところで前述したインバータ装置（電力変換装置）においては安全性の観点から、例えば大電流・高電圧が印加される前記パワー半導体モジュール１０と、前記制御回路２０との間を電気的に絶縁することが要求される。この電気的な絶縁は、例えば図１２に示すように前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）と前記演算装置２１との間に絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を設けると共に、前記制御部２２と前記駆動回路２３との間に絶縁回路２４を設けることによって実現される。これらの絶縁回路１３,２４は、例えば電圧信号を変調してトランスの一次側に印加し、該トランスの二次側から出力される信号を復調して前記電圧信号を復元する絶縁増幅器からなる。
　ここで前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６の駆動側に設けられる前記絶縁回路２４は、各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６に対するオン・オフ制御信号（デジタル信号）を伝達するだけである。これに対してフィードバック系に設けられる前記絶縁回路１３は、図１１(ｂ)に示したように離散的な正弦波電流波形からなる前記加算器１２の出力電圧（アナログ信号）を伝達することが必要である。これ故、前記絶縁回路１３を介する信号伝達においては、以下に説明するような問題を含む。
　即ち、前記加算器１２の出力電圧は、前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングに同期して該半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤにそれぞれ断続して流れる電流に相当したものであり、図１３(ａ)に示すように波高値（電圧）が変化するパルス状の波形からなる。このような前記加算器１２の出力電圧を前記絶縁回路１３を介して伝達すると、該絶縁回路１３の応答特性（応答遅延時間）に起因してその出力電圧は、例えば図１３(ｂ)に示すように、その立ち上がりエッジで大きく歪むことが否めない。
　具体的には前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング周期が１００μ秒であって、前記ハーフブリッジ回路における下側アームの半導体スイッチング素子Ｑのオン幅を規定するデューティ比指令値が１０％（１０μ秒）である場合、例えば応答遅延時間が１０μ秒である前記絶縁回路１３の出力電圧は略三角波状となる。すると前記絶縁回路１３の出力電圧は、１サイクル平均で該絶縁回路１３の入力電圧の略１／２に低下する。しかも前記デューティ比指令値が更に小さくなると、前記絶縁回路１３の応答遅延時間の影響を受けることで該絶縁回路１３の入出力電圧の誤差が益々大きくなる。
　また前記ハーフブリッジ回路を構成する上側アームの半導体スイッチング素子Ｑのオン幅を規定するデューティ比指令値が９０％（９０μ秒）であると、下側アームのフライホイール・ダイオードＤから検出される電流波形はデューティ比が略１０％（略１０μ秒）の矩形状の波形となり、同様に前記絶縁回路１３の出力電圧に歪が生じる。従って前記絶縁回路１３を介して伝達された信号は、前記加算器１２の出力電圧とは大幅に異なる大きな誤差を含むものとなる。すると前記制御回路２０において、前述した如く検出される電流に従って前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６をそれぞれ精度良くスイッチング制御することができないと言う問題が生じる。
　本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、半導体スイッチング素子およびフライホイール・ダイオードがそれぞれ備える電流検出端子を介して検出される電流を絶縁回路を介して制御回路に精度良く伝達し、これによって前記半導体スイッチング素子を安定に、且つ精度良くスイッチング制御することのできる簡易な構成の電力変換装置を提供することにある。
　上述した目的を達成するべく本発明に係る電力変換装置（１）は、直列に接続されてハーフブリッジ回路（ＨＢ）を形成し、互いに関連してオン・オフ駆動される一対または複数対の半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）と、前記各半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）にそれぞれ逆並列に接続される複数のフライホイール・ダイオード（Ｄ１,Ｄ２～Ｄ６）とを備えたパワー半導体モジュール（１０）と、
　このパワー半導体モジュール（１０）とは絶縁分離して設けられて前記ハーフブリッジ回路（ＨＢ）に流れる電流に応じて前記各半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）をそれぞれオン・オフ駆動する制御回路（２３）と、
　前記パワー半導体モジュール（１０）における前記ハーフブリッジ回路（ＨＢ）を形成した前記半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）の一方が備える電流検出端子、および当該一方の半導体スイッチング素子（Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６）に逆並列に接続された前記フライホイール・ダイオード（Ｄ４,Ｄ５,Ｄ６）が備える電流検出端子を介して前記ハーフブリッジ回路（ＨＢ）に流れる電流を検出する電流検出回路（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）と、
　この電流検出回路（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）を介して検出された電流に相当する電圧を一定期間、例えば前記半導体スイッチング素子のスイッチング周期に同期した期間に亘って保持するサンプルホールド回路（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）と、
　このサンプルホールド回路（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）に保持された電圧を前記制御回路（２０）に伝達する絶縁回路（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）と
を備えたことを特徴としている。
　具体的には前記電流検出回路（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）は、例えば前記半導体スイッチング素子（Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６）に流れる電流、および前記フライホイール・ダイオード（Ｄ４,Ｄ５,Ｄ６）に流れる電流をそれぞれ検出する第１および第２の電流検出器（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）と、これらの第１および第２の電流検出回路（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）の各出力を加算する加算器（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）とからなる。好ましくは前記第１および第２の電流検出器（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）は、前記半導体スイッチング素子（Ｑ４,Ｑ５,Ｑ６）および前記フライホイール・ダイオード（Ｄ４,Ｄ５,Ｄ６）がそれぞれ備える電流検出端子の電圧を可変して該電流検出端子を介して検出される電流を補正する電流補正機能（１８）を備えることが望ましい。
　尚、前記パワー半導体モジュール（１０）は、三相交流電源の各相に対応する３組のハーフブリッジ回路を構成する６個の半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）、および６個のフライホイール・ダイオード（Ｄ１,Ｄ２～Ｄ６）を備えて三相交流負荷に対するインバータ装置（１）を形成したものである。
　或いは前記パワー半導体モジュール（１０）は、１組または２組のハーフブリッジ回路を構成する一対または２対の前記半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ４）、および前記各半導体スイッチング素子（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ４）にそれぞれ逆並列に接続される前記フライホイール・ダイオード（Ｄ１,Ｄ２～Ｄ４）をそれぞれ備え、
　前記１組または２組のハーフブリッジ回路の出力端にインダクタンスを介して接続される出力回路と共に、前記インダクタンスに流れる電流を制御して前記出力回路に所定の電圧を得るコンバータ装置を形成するものからなる。
　尚、前記制御回路（２０）は、好ましくは前記絶縁回路（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を介して与えられる前記サンプルホールド回路（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）からの電圧信号を、電圧調整回路（１６ａ,１６ｂ,１６ｃ）を介して利得とオフセットとを調整した後に入力するように構成される。
　上記構成の電力変換装置によれば、前記半導体スイッチング素子および該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された前記フライホイール・ダイオードがそれぞれ備える電流検出端子を介して検出されるパルス状の離散的な正弦波電流波形を示す電圧信号を、前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング動作周期に同期して動作するサンプルホールド回路にて保持する。そしてこのサンプルホールド回路の階段状に変化する出力電圧を前記絶縁回路を介して伝達するので、該絶縁回路の応答特性（応答遅延時間）の影響を受けることなく、前記電流検出端子を介して検出される電流の大きさを示す電圧信号を精度良く制御回路に与えることができる。
　従って前記制御回路においては、前記絶縁回路を介して入力された信号に基づいて前記半導体スイッチング素子をオン・オフ制御する制御信号を高精度に生成することが可能となり、前記各半導体スイッチング素子をそれぞれ安定にスイッチング制御することが可能となる。
本発明の一実施形態に係る電力変換装置の要部概略構成図。 図１に示す電力変換装置における電流検出回路の構成例を示す図。 図１に示す電力変換装置におけるサンプルホールド回路の構成例を示す図。 サンプルホールド回路の動作を示す信号波形図。 図１に示す電力変換装置における電流検出動作を示す信号波形図。 図１に示す電力変換装置における電流検出信号の伝達作用を説明する為の信号波形図。 本発明の別の実施形態に係る電力変換装置の要部概略構成図。 図７に電力変換装置における電流検出回路の構成例を示す図。 本発明の効果を説明する為の信号波形図。 従来の電力変換装置の概略構成図。 ハーフブリッジ回路の出力電流波形と半導体スイッチング素子に流れる電流波形とを示す図。 絶縁回路を備えた従来の電力変換装置の概略構成図。 絶縁回路の入力電圧波形と出力電圧波形とを示す図。
　以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係る電力変換装置について説明する。
　図１は本発明の一実施形態に係る電力変換装置１の概略構成図であり、図１０に示す従来装置と同一部分には同一符号を付して示してある。この実施形態に係る電力変換装置１が特徴とするところは、前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング周期に同期して前記各加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）の出力電圧を保持するサンプルホールド（ＳＨ）回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）をそれぞれ設け、前記各絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）は、前記各サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）にそれぞれ保持した出力電圧を前記制御回路２０に伝達するように構成した点にある。
　ちなみに前記各サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）は、前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃに対して並列に接続された絶縁回路１３ｄを介して前記制御回路２０から伝達されたキャリアクロック信号Ｆcを波形整形する波形整形回路１５によりそれぞれ動作制御される。尚、上記キャリアクロック信号Ｆcは、前記半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）のスイッチング周波数ｆcを規定するデューティ比が５０％のパルス信号である。
　ここで前記制御回路２０について簡単に説明すると、該制御回路２０は、上記パルス信号（キャリアクロック信号Ｆc）の立上り・立下りタイミングに同期して三角波を生成し、該三角波と前記半導体モジュール１０側から帰還されるフィードバック信号とを比較する。そして前記制御回路２０は、例えば前記三角波のレベルが前記フィードバック信号のレベルを上回る期間を前記各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）のオン期間として求め、前記スイッチング周波数ｆcの下で前記各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）をそれぞれスイッチング制御（オン・オフ制御）する。
　さて前記各電流検出回路１１（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）は、例えば図２に示すように演算増幅器ＯＰの出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗Ｒfを設けた反転増幅器からなる。そして前記電流検出回路１１は、前記半導体スイッチング素子Ｑまたはフライホイール・ダイオードＤの電流検出端子から出力される電流Ｉsを前記演算増幅器ＯＰに入力し、該演算増幅器ＯＰの出力として該入力電流Ｉsに相当する出力電圧Ｖsを得るように構成される。尚、前記電流検出端子から出力される電流Ｉsは、前記半導体スイッチング素子Ｑまたはフライホイール・ダイオードＤに流れる主電流に比例するもので、一般的には該主電流の数千分の一程度に設定されていることは今更説明するまでもない。
　また前記サンプルホールド回路１４は、例えば図３に示すように演算増幅器ＯＰ１により構成された入力バッファと、演算増幅器ＯＰ２により構成された出力バッファとを備える。そして前記入力バッファの出力電圧をスイッチ素子ＳＷを介してサンプリングしてコンデンサＣに保持し、このコンデンサＣに保持した電圧を前記出力バッファに与えるように構成される。
　このように構成されたサンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）の前記スイッチ素子ＳＷを、前記波形整形回路１５の出力にてそれぞれ駆動することで、例えば図４に示すように前記各加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）の出力電圧が前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングに同期してサンプリングされて保持される。具体的には前記各サンプルホールド回路１４は、前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤの各オン期間における、例えば真ん中のタイミング（Ｔon／２）で前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）の出力電圧をサンプリングし、サンプリングした電圧を保持する。この結果、パルス的に電圧変化する前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）の出力電圧の平均値が前記各サンプルホールド回路１４の階段状に変化する出力電圧として得られることになる。
　即ち、前記波形整形回路１５は、前記各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６をそれぞれスイッチング制御する上での前述したキャリアクロック信号Ｆcに従って前記各サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）のサンプリング動作を制御している。そして前記各サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）は、前記キャリアクロック信号Ｆcの立下りタイミングで前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ～１２ｆ）のパルス状の出力電圧をサンプリングし、該キャリアクロック信号Ｆcの１周期に亘って保持している。
　この結果、前記各サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）にサンプリングされる電圧は、前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤのオン期間（Ｔon）の中央（１／２）のタイミング（Ｔon／２）における平均的な電圧値となる。換言すれば前記各サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）の出力電圧は、前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ～１２ｆ）のパルス状に断続する出力電圧の、１パルス幅に亘る平均値として得られることになる。
　尚、前記各サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）における前記スイッチ素子ＳＷのオン時間Δｔaを短くすると前記コンデンサＣを十分に充電することができず、前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ～１２ｆ）の出力電圧を確実に保持することができなくなる。逆に前記スイッチ素子ＳＷのオン時間Δｔaを長くすると、キャリア周期中における前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ～１２ｆ）の出力電圧の平均値に対する誤差が大きくなる。従って、例えばキャリア周期が１００μ秒である場合、前記スイッチ素子ＳＷのオン時間Δｔaを１μ秒程度に設定し、また前記コンデンサＣの容量を１ｎＦ程度に設定して、そのサンプリング誤差が大きくならないように工夫することが好ましい。但し、これらの各値については、電流検出条件や許容検出誤差等の仕様に応じて設定すれば良いことは勿論のことである。
　従って上述した如くサンプリング制御される前記サンプルホールド回路１４の出力電圧は、離散的な正弦波電流波形を描いて断続的にその波高値（電圧値）が変化する加算器１２の出力電圧の平均値を、前記スイッチング周期毎に保持した正弦波に近い階段状の電圧波形となる。そしてこのサンプルホールド回路１４の出力電圧が、前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を介して前記制御回路２０側に伝達される。
　ここで前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）として、その入力電圧を精度良く伝達する入出力特性に優れたものを用いた場合、一般的にその応答遅延時間が長いことが否めない。例えば零電圧（０Ｖ）からその最大電圧までの立ち上がり時間が１０μ秒の絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を用いると仮定する。そして前記ハーフブリッジ回路の出力電流の周波数が１００Ｈzであり、その振幅が許容最大電流の正弦波であり、これを１０ｋＨzのキャリア周波数でスイッチング制御していると仮定する。
　すると前記ハーフブリッジ回路の出力電流が零からその最大値に到達するまで（１／４サイクル）、２５回スイッチングされることになる。従って１キャリア周期での電圧変化量は、最大出力電圧範囲の［１／２５］となる。従ってこの場合、単純計算で前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）は、４００ｎ秒で入力電圧波形に追従してその出力電圧を得ることになる。従って前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）は、前述した加算器１２（１２ａ,１２ｂ～１２ｆ）の出力電圧を、十分に余裕を持って精度良く伝達し得ることになる。
　このようにして前記各絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を介して伝達された前記各サンプルホールド回路１４の出力電圧は、電圧調整回路１６（１６ａ,１６ｂ,１６ｃ）をそれぞれ介して電圧調整された後、前記制御回路２０における前記制御部２２に与えられる。尚、前記電圧調整回路１６（１６ａ,１６ｂ,１６ｃ）は、前記各絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）の出力電圧に対して、利得とオフセットとを調整し得る機能を備えたものからなる。そして前記制御部２２の、例えばＣＰＵを主体として構成される演算装置２１は、該演算装置２１が備えるＡＤ変換器２１ａを介して前記電圧調整回路１６（１６ａ,１６ｂ,１６ｃ）の出力電圧を取り込み、前記半導体スイッチング素子Ｑおよびフライホイール・ダイオードＤに流れる電流の情報を取得する。
　前記演算装置２１は、前記ＡＤ変換器２１ａを介して取得した情報に基づいて演算器２１ｂにより前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤにそれぞれ流れた電流を算出し、その算出結果に応じて前記各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）のスイッチング制御に必要な信号（フードバック信号）を生成する。そして、例えばＰＷＭ変調器２１ｃは、前記演算器２１ｂが求めた信号（フードバック信号）に従って前記各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）をオン・オフ駆動する為のパルス幅変調した制御信号をそれぞれ生成する。このようにして生成された制御信号が前記絶縁回路２４を介して前記駆動回路２３に伝達され、前記ゲート駆動信号Ｖg1,Ｖg2～Ｖg6が生成されて前記各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）が互いに関連したタイミングでそれぞれスイッチング駆動される。
　ここで本装置の全体的な動作について説明する。図５は、上述した如く構成された電力変換装置１における各部の信号波形を対比して示している。この図５に示すように、前記ハーフブリッジ回路の下側アームを構成する半導体スイッチング素子Ｑには、負の半サイクルにおいて該半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングに同期して離散的な正弦波を描いてパルス状に電流が流れる。そしてこのパルス状の電流に比例するセンス電流が当該半導体スイッチング素子Ｑの前記電流検出端子から出力される。従ってこのセンス電流を検出する前記電流検出回路１１ａの出力電圧は、図５(ａ)に示すように離散的な正弦波を描いてパルス状に変化する負の半サイクルのパルス電圧波形となる。
　また前記半導体スイッチング素子Ｑに逆並列に接続された前記フライホイール・ダイオードＤには、正の半サイクルにおいて前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングに同期して離散的な正弦波を描いてパルス状に電流が流れる。そしてこの電流に相当するセンス電流が当該フライホイール・ダイオードＤの前記電流検出端子から出力される。従ってこのセンス電流を検出する前記電流検出回路１１ｂの出力電圧は、図５(ｂ)に示すように離散的な正弦波を描いてパルス状に変化する正の半サイクルのパルス電圧波形となる。
　この結果、前記各電流検出回路１１ａ,１１ｂをそれぞれ介して検出され、前記加算器１２ａを介して合成された１サイクルに亘る電圧波形は、図５(ｃ)に示すように前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングに同期して離散的な正弦波を描いて変化するパルス電圧波形となる。そしてこの加算器１２ａの出力電圧を、前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチングに同期してサンプリング保持する前記サンプルホールド回路１４ａの出力電圧は、図５(ｄ)に示すように、その電圧保持機能により前述した離散的なパルス電圧波形の谷間を埋めて連続させて階段状に変化する正弦波に近い電圧波形となる。
　即ち、図６(ａ)(ｂ)に前記加算器１２ａの出力電圧と、前記サンプルホールド回路１４ａの出力電圧とをそれぞれ拡大して示すように、前記サンプルホールド回路１４ａの出力電圧は、サンプリング時における前記コンデンサＣの充放電に伴う過渡応答変化を呈するものの、前記加算器１２ａの出力電圧を順次サンプル保持して階段状に変化する電圧波形となる。尚、ここでは前記コンデンサＣの充放電時間は零（０）であり、またサンプルホールド信号の［Ｈ］期間も無限小であるとしたときの、理想的なサンプルホールド波形を示している。
　このような電圧波形を描く前記サンプルホールド回路１４ａの出力電圧を前記絶縁回路１３ａを介して伝達すると、図５(ｅ)に示すように該絶縁回路１３ａの出力電圧は、当該絶縁回路１３ａの応答特性の影響を受けて若干の歪が生じるが、前記サンプルホールド回路１４ａの出力電圧の変化を略保った電圧信号波形となる。即ち、前記絶縁回路１３ａの出力電圧は、図６(ｃ)に示すように前記サンプルホールド回路１４ａの階段状の出力電圧の変化を示す電圧差に応じた波形鈍りを生じながら伝達された階段状の電圧波形となる。従って前記絶縁回路１３ａの出力電圧は、前記離散的な正弦波を描いて変化するパルス電圧波形の平均電圧の変化を略忠実に再現した電圧波形となる。
　そしてこの絶縁回路１３ａの出力電圧が、前記電圧調整回路１６ａを介して前記ＡＤ変換器２１ａのダイナミックレンジに合わせて電圧調整され、図５(ｆ)に示す電圧波形のフィードバック信号として前記演算装置２１に入力されることになる。従って前記演算装置２１においては、前記半導体スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤを介してパルス的に流れる電流から、当該半導体スイッチング素子Ｑおよびフライホイール・ダイオードＤが形成したハーフブリッジ回路から出力される電流に相当する電流情報をフィードバック信号として、前記半導体スイッチング素子Ｑをスイッチング制御する為の制御信号を精度良く生成することが可能となる。
　このように本実施形態に係る電力変換装置１においては、前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）の出力電圧を、前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング周期に同期させて前記サンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）にてサンプル保持し、このサンプルホールド回路１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）の出力電圧を前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を介して伝達すると言う構成を採用している。この結果、前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）の応答遅延時間の影響を殆ど受けることなく、前記加算器１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）の出力電圧が示す情報を前記制御回路２０側に精度良く伝達することができる。
　従って上記構成の電力変換装置１によれば、前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を介して前記半導体モジュール１０側と前記制御回路２０側とを絶縁分離する場合であっても、前記各ハーフブリッジ回路の出力電流に応じて前記各半導体スイッチング素子Ｑ（Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６）をそれぞれ適切なタイミングでスイッチング制御することが可能となる。しかも前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）を介して伝達する電圧信号の変化を少なくすることができるので、該絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）の伝達特性に起因して発生する誤差自体も少なくすることができ、高精度なスイッチング制御を実現することが可能である。
　ところで前述した半導体スイッチング素子Ｑおよびフライホイール・ダイオードＤの各電流検出端子を介して検出されるセンス電流Ｉsは、理想的には該半導体スイッチング素子Ｑおよびフライホイール・ダイオードＤにそれぞれ流れる主電流に比例したものであり、その電流比は当該素子のメイン領域とセンス領域の面積比に応じて決定される。しかしながら各素子のデバイス構造や、領域レイアウトの違いによって上記電流比に誤差が生じることが否めない。
　このような誤差については、例えば前記電圧調整回路１６ａ,１６ｂ,１６ｃによる利得調整とオフセット調整とによって補正可能である。しかしセンス電流Ｉsの検出誤差が大きい場合や、前記半導体スイッチング素子Ｑおよびフライホイール・ダイオードＤにそれぞれ流れる主電流に対する前記センス電流Ｉsの誤差が非線形となるような場合、前記電圧調整回路１６ａ,１６ｂ,１６ｃでの広範囲で精度の高い補正が困難となる。
　従ってこのような事態を想定した場合、例えば図７に示すように前記電流検出回路１１ａ,１１ｂ～１１ｆにそれぞれ電流補正回路を組み込むことが望ましい。この電流補正回路を組み込んだ電流検出回路１７ａ,１７ｂ～１７ｆは、例えば図８に示すように構成される。即ち、帰還抵抗Ｒfを備えた演算増幅器ＯＰにより構成される反転増幅型の電流検出回路１７に加えて、該演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖsに応じた電圧を前記演算増幅器ＯＰの非反転端子にフィードバックする電流補正回路１８を設ける。
　この電流補正回路１８は、具体的には前記電流検出回路１７における前記演算増幅器ＯＰの出力電圧Ｖsに応じた電圧を生成する第１の可変電圧源回路１８ａと、所定の電圧を生成する第２の可変電圧源回路１８ｂと、これらの可変電圧源回路１８ａ,１８ｂの各出力電圧を加算し、その出力電圧を前記演算増幅器ＯＰの非反転端子に加える加算回路１８ｃとを備えて構成される。
　ちなみに前記第１の可変電圧源回路１８ａは、可変抵抗器またはそれに相当する回路からなる。そして前記第１の可変電圧源回路１８ａは、前記センス電流が仕様よりも大きいとき、前記可変抵抗器の調整により前記演算増幅器ＯＰの非反転端子の電圧を高くすることで前記半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑのうち、センス素子部に加わるコレクタ・エミッタ間電圧のみを低下させ、これによって前記センス電流Ｉsを減少させる役割を担う。このような前記演算増幅器ＯＰの非反転端子の電圧調整によって前記半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑにおけるメイン素子部とセンス素子部の内部抵抗比の設計仕様とは異なることによる前記センス電流Ｉsの誤差の補正が行われる。
　また前記第２の可変電圧源回路１８ｂは、可変電圧源またはそれに相当する回路からなる。そして前記第２の可変電圧源回路１８ｂは、前記演算増幅器ＯＰの非反転端子の電圧を変化させることで前記センス電流を調整する役割を担う。このような前記演算増幅器ＯＰの非反転端子の電圧調整によって前記半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑにおけるメイン素子部とセンス素子部の閾値電圧の異なりが調整される。
　従って前述した電流検出回路１１に代えて、図８に示す如く構成された電流補正回路１８を備えた電流検出回路１７を用いれば、前述した半導体スイッチング素子Ｑおよびフライホイール・ダイオードＤの仕様の違いのみならず、各半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６およびフライホイール・ダイオードＤ１,Ｄ２～Ｄ６の個体差に応じたセンス電流Ｉsの検出誤差についても個々に補正することが可能となる。従って前記電圧調整回路１６（１６ａ,１６ｂ,１６ｃ）により前記絶縁回路１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ）の出力電圧を調整する場合よりも簡単に、且つ精度良く前記センス電流Ｉsの調整を行うことが可能となり、その検出精度を高めることが可能となる。よって先の実施形態よりも高精度なスイッチング制御が可能となる。
　以上、本発明に係る電流変換装置の実施形態について説明したように、本装置においては、前記加算器１２ａ,１２ｂ,１２ｃのパルス状の出力電圧を前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃにて前記半導体スイッチング素子Ｑのスイッチング周期に同期させて当該スイッチング周期の期間ずつ保持している。従って前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃの出力電圧は、前記加算器１２ａ,１２ｂ,１２ｃのパルス状の出力電圧の平均値が連なる階段状の電圧波形となる。
　その上で、前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃの出力電圧を前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃをそれぞれ介して制御回路２０側に伝達するので、前記パルス状の出力電圧の平均値の変化を、前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの遅延応答特性の影響を殆ど受けることなしに確実に伝達することができる。この結果、前記半導体スイッチング素子Ｑの高精度なスイッチング制御が可能となる。
　特に前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの出力電圧は、前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃの階段状に変化する出力電圧を伝送したものとなるので、該絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの遅延応答特性に起因する電圧波形の鈍りは、前記階段状の電圧変化量に依存する分だけとなり、図９(ａ)に示すように前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃの出力電圧を略忠実に再現したものとなる。従って前記加算器１２ａ,１２ｂ,１２ｃのパルス状の出力電圧の平均値に対する誤差も十分小さく抑えることが可能となる。
　ちなみに前記加算器１２ａ,１２ｂ,１２ｃのパルス状の出力電圧を前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃをそのまま伝達した場合には、図９(ｂ)に示すように該絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの出力電圧は、前記加算器１２ａ,１２ｂ,１２ｃのパルス状の出力電圧に比較して大きな誤差を含むことが否めない。特にパルス幅が狭い場合、前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの出力電圧が十分に立ち上がる前に該出力電圧が零（０）に戻るので、その出力電圧波形は入力電圧波形大きく異なってしまう。
　この点、前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃを用いて前記加算器１２ａ,１２ｂ,１２ｃのパルス状の出力電圧を階段状の電圧波形に変換した上で前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃを介して伝達すれば、パルス状の電圧波形を伝送する場合と異なって、その入力電圧波形を略忠実に伝達することが可能となる。従って図９(ａ)(ｂ)に前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの出力電圧を対比して示すように、前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃを用いることで、該絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの遅延応答特性に起因する伝達誤差を最小限に抑えることが可能となる。
　故に前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃを用いて前記半導体モジュール１０と前記制御回路２０との間を絶縁分離する場合であっても、前記制御回路２０においては簡易にして確実に前記半導体モジュール１０の各ハーフブリッジ回路にそれぞれ流れる電流を、前記スイッチング素子Ｑおよび前記フライホイール・ダイオードＤの各センス電流Ｉsから検出し、前記半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６をそれぞれ精度良くスイッチング制御することが可能となる。
　尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。ここでは６個の半導体スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２～Ｑ６を備えて３組のハーフブリッジ回路を構成した半導体モジュール１０を例に説明したが、２組のハーフブリッジ回路を備えた半導体モジュール１０に対しても同様に適用可能である。また１組のハーフブリッジ回路を構成する半導体モジュール１０に対しても同様に適用可能なことは言うまでもない。また前記フライホイール・ダイオードＤのセンス電流Ｉｓの検出に代えて、前記ハーフブリッジ回路を構成する一対のスイッチング素子Ｑのそれぞれのセンス電流Ｉsを検出するように構成することも勿論可能である。
　更には前記絶縁回路１３ａ,１３ｂ,１３ｃの具体的な構成についても、その伝達特性の直線性や遅延応答特性を考慮し、電力変換装置の仕様を満たすようなものであれば適宜採用可能である。また前記サンプルホールド回路１４ａ,１４ｂ,１４ｃについても、電力変換装置の仕様を満たす特性を有するものとして実現すれば十分である。また前述した三相交流用のインバータ装置以外の種々方式のコンバータ装置、即ち、従来より種々提唱されている各種方式の電力変換装置に本発明を同様に適用可能なことは言うまでもない。その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
　１　電力変換装置
　１０　半導体モジュール
　１１（１１ａ,１１ｂ～１１ｆ）　電流検出回路
　１２（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）　加算器
　１３（１３ａ,１３ｂ,１３ｃ,１３ｄ）　絶縁回路
　１４（１４ａ,１４ｂ,１４ｃ）　サンプルホールド（ＳＨ）回路
　１５　波形整形回路
　１６（１６ａ,１６ｂ,１６ｃ）　電圧調整回路
　１７ａ,１７ｂ～１７ｆ　電流検出回路
　１８　電流補正回路
　２０　制御回路
　２１　演算装置
　２１ａ　ＡＤ変換器
　２１ｂ　演算部
　２１ｃ　ＰＷＭ変調器
　２２　制御部
　２３　駆動回路
　２４　絶縁回路

Claims (7)

  1. 　直列に接続されてハーフブリッジ回路を形成し、互いに関連してオン・オフ駆動される一対または複数対の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される複数のフライホイール・ダイオードとを備えたパワー半導体モジュールと、
    　このパワー半導体モジュールとは絶縁分離して設けられて前記各半導体スイッチング素子をそれぞれオン・オフ駆動する制御回路と、
    　前記パワー半導体モジュールにおける前記ハーフブリッジ回路を形成した前記半導体スイッチング素子の一方が備える電流検出端子、および当該一方の半導体スイッチング素子に逆並列に設けられた前記フライホイール・ダイオードが備える電流検出端子を介して前記ハーフブリッジ回路に流れる電流を検出する電流検出回路と、
    　この電流検出回路を介して検出された電流に相当する電圧を一定期間保持するサンプルホールド回路と、
    　このサンプルホールド回路に保持された電圧を前記制御回路に伝達する絶縁回路と
    を具備したことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記電流検出回路は、前記半導体スイッチング素子に流れる電流、および前記フライホイール・ダイオードに流れる電流をそれぞれ検出する第１および第２の電流検出器と、これらの第１および第２の電流検出回路の各出力を加算する加算器とからなる請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１および第２の電流検出器は、前記半導体スイッチング素子および前記フライホイール・ダイオードがそれぞれ備える電流検出端子の電圧を可変して該電流検出端子を介して検出される電流を補正する電流補正回路を備えたものである請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記サンプルホールド回路は、前記半導体スイッチング素子のスイッチング周期に同期して前記電流検出回路の出力信号をサンプリングし、次のサンプリング・タイミングまで保持するものである請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記パワー半導体モジュールは、三相交流電源の各相に対応する３組のハーフブリッジ回路を構成する６個の半導体スイッチング素子、および６個のフライホイール・ダイオードを備えて三相交流負荷に対するインバータ装置を形成したものである請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記パワー半導体モジュールは、１組または２組のハーフブリッジ回路を構成する一対または２対の前記半導体スイッチング素子、および前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続される前記フライホイール・ダイオードをそれぞれ備え、
    　前記１組または２組のハーフブリッジ回路の出力端にインダクタンスを介して接続される出力回路と共に、前記インダクタンスに流れる電流を制御して前記出力回路に所定の電圧を得るコンバータ装置を形成するものである請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御回路は、前記絶縁回路を介して与えられる前記サンプルホールド回路からの電圧信号を、電圧調整回路を介して利得とオフセットとを調整して入力するものである請求項１に記載の電力変換装置。
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