JP2004048863A - 三相電流制御装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】三相電流制御装置において、負荷電流検出手段は、正側端子Pと上アームトランジスタS1との間に設けられたシャント抵抗R1と、負側端子Nと下アームトランジスタS2との間に設けられたシャント抵抗R2と、トランジスタS1、S2と異なる相の上アームトランジスタS3と正側端子Pとの間に設けられたシャント抵抗R3と、下アームトランジスタS4と負側端子Nとの間に設けられたシャント抵抗R4と、シャント抵抗R1〜R4によって計測された電流値に基づいて負荷電流を演算する手段から構成した。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は三相モータの駆動装置の電流制御装置の電流検出に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、三相電流制御装置は図3に示すようになっている。図において、S1〜S6はパワーMOSFETやIGBTといった半導体スイッチ素子であり、三相ブリッジを構成している。R1、R2はシャント抵抗であり、それぞれU相、V相の出力電流をシャント抵抗両端の電圧降下によって検出する。R3〜R10は分圧抵抗である。R1、R2の両端の電位は高電圧のP、N間の主回路電圧まで上昇するので、後段の差動増幅器に入力可能な電圧まで分圧する。A1、A2は差動増幅器である。それぞれ分圧されたR1、R2の両端の電位差を増幅することにより、U相電流iUとV相電流iVに比例した電圧を出力する。A3、A4は誤差増幅器である。A3はU相電流指令値と検出されたU相電流値との誤差を増幅して出力し、A4はV相電流指令値と検出されたV相電流値との誤差を増幅して出力する。
【0003】
B1はPWM変調回路である。U相、V相の誤差増幅器の出力を受け、誤差を解消するべくパルス幅変調された、主回路スイッチのドライブ信号を生成する。B2はゲートドライブ回路である。PWM変調回路によって生成されたドライブ信号を主回路の各スイッチのゲート(G1〜G6)をドライブするのに必要な増幅とレベルシフトを行う。G1〜G6のゲートドライブ信号によってオン・オフ制御されたスイッチS1〜S6は出力端の電位をPの正電位またはNの基底電位に適切にドライブすることにより、U相電流指令とV相電流指令に相当する負荷電流iU、iVを発生させる。W相の負荷電流iWついては、常にiW=−(iU+iV)の関係があるので、iU、iVを制御すれば、iWは同時に一意に制御される。この他にシャント抵抗をインバータ出力とモータとの間に入れてモータの各相に流れる電流を検出する技術として特開平11−75396、特開平10−123184がある。
【0004】
図3の従来技術において負荷電流を検出するシャント抵抗R1、R2は各相アームの出力端と負荷の間に直列に接続されているためにシャント抵抗両端の電位はスイッチがオン・オフする度に基底電位Nと高電圧の正電位Pの間を瞬間的に変移することになる。一方、シャント抵抗の抵抗値は発熱と電力の損失を最小限に抑えるためになるべく小さな値に設定される。通常、数mΩから数十mΩが一般的である。そのためシャント抵抗の両端にあらわれる電位差は非常に小さい。
【0005】
図4はシャント抵抗R1のある状態での両端の電位を示したものである。e1はR1のU相アーム側の電位であり、実線で示している。e2はR1の負荷側の電位であり、破線で示している。Vdはe1とe2の電位差であり、負荷電流によって生じた電圧降下に相当する。この図に示されるように、e1、e2の電位波形は大振幅の矩形波形に負荷電流による微小な電圧降下が重畳されたものとなる。例えば主回路電圧200VでR1の抵抗値10mΩで1Aの負荷電流を検出すると仮定すると、電圧降下は10mVとなり、スイッチングによる200Vの電圧スイングに対してわずか0.005%となる。e1、e2は分圧抵抗によって、適当に分圧され、それぞれe1’、e2’となるが、この比率は変らない。差動増幅器A1によってe1’とe2’の電位差を正確に増幅することができれば、負荷電流iUを検出できることになるが、ここで問題が生じる。
【0006】
差動増幅器A1から入力信号であるe1’、e2’を見ると、大振幅のコモンモード電圧に微小な検出すべき信号電圧が重畳していることになる。一般的に差動増幅器のCMRR即ちコモンモード電圧除去比は周波数特性を持っており、周波数が高くなるほど悪化する。従って、スイッチングの周波数が高くなるほど、誤差が増加し、電流検出精度が低下することになる。電流検出精度が低下すれば、結果として電流指令に対する出力電流の精度も低下する。この従来技術では、スイッチング周波数は数kHzから十数kHzまでが実用的な限界であると考えられる。出力電流のリップル成分を低減するため或いは高速な応答を実現するために高いスイッチング周波数と精度の高い電流制御特性を求めることは従来技術では困難である。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明は前述の問題点を解決するためになされたものであり、その目的はスイッチング周波数が電流検出精度に影響することなく、高いスイッチング周波数と精度の高い電流検出を両立することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明は三相ブリッジによる主回路と負荷電流検出手段と電流制御手段を備えた三相電流制御装置において、
前記負荷電流検出手段は、正側端子Pと上アームトランジスタS1との間に設けられたシャント抵抗R1と、負側端子Nと前記上アームトランジスタS1と同相にある下アームトランジスタS2との間に設けられたシャント抵抗R2と、前記トランジスタS1、S2と異なる相の上アームトランジスタS3と正側端子Pとの間に設けられたシャント抵抗R3と、前記上アームトランジスタS3と同相にある下アームトランジスタS4と負側端子Nとの間に設けられたシャント抵抗R4と、前記シャント抵抗R1〜R4によって計測された電流値に基づいて負荷電流を演算する手段から構成したものである。
また、前記上アームトランジスタ、前記下アームトランジスタをIGBTとしたものである。
また、前記上アームトランジスタ、前記下アームトランジスタをパワーMOSFETとしたものである。
【0009】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図1に基づいて説明する。図において、Mは三相電流制御装置の負荷となる電動機、P、Nは三相電流制御装置の主回路部に直流電圧を供給するための端子であり、正側がP、負側がNである。三相電流制御装置は、この直流電圧をパルス幅変調することによって、可変周波の可変電圧を負荷となる電動機へ供給する。主回路部はU、V、Wの各相毎に2つの半導体素子から構成される。U相の直流電圧の正側端子PとU相の主回路部出力端子Tuとの間に設けられた上アーム側スイッチングトランジスタをS1、前記端子Tuと負側端子Nとの間に設けられた下アーム側スイッチトランジスタをS2とする。U相と同様にして、V相の上アーム側スイッチングトランジスタ、下アーム側スイッチングトランジスタを各々S3、S4とする。またW相の上アーム側スイッチングトランジスタ、下アームスイッチングトランジスタも同様にして、各々S5、S6とする。V、W相の主回路部出力端子を各々Tv、Twとする。
【0010】
U相に設けられたシャント抵抗R1は正側端子Pと上アームトランジスタS1との間に、シャント抵抗R2は負側端子Nと下アームトランジスタS2との間に構成される。U相と同様にして、V相に設けられたシャント抵抗R3は正側端子Pと上アームトランジスタS3との間に、シャント抵抗R4は負側端子Nと下アームトランジスタS4との間に構成される。
半導体スイッチS1〜S6はパワーMOSFETやIGBT等が一般に用いられ、三相ブリッジを構成している。シャント抵抗R1〜R4は、両端の電位差によってそのノードに流れる電流を検出する。R5〜R12は分圧抵抗である。R1、R3の両端の電位は高電圧のP、N間の主回路電圧まで上昇するので、後段の差動増幅器に入力可能な電圧まで分圧する。
【0011】
今、R1を流れる電流をi1、R2を流れる電流をi2、U相に流れる負荷電流をiUとすると、
iU=i1−i2・・・・・・・・・・・・・・・(1)式
となる。
従って、i1とi2をそれぞれR1とR2の両端の電位差から検出すれば、U相の負荷電流iUを求めることができる。同様に、
iV=i3−i4・・・・・・・・・・・・・・・(2)式
となるので、R3、R4の両端の電位差からV相の負荷電流iVを求めることができる。A1〜A4は差動増幅器である。それぞれシャント抵抗R1〜R4の両端の電位差からi1〜i4の電流値を検出する。
【0012】
A1〜A4の差動増幅器のゲインとR5〜R12の分圧抵抗の分圧比はi1〜i4の電流値に対するゲインが等しくなるように適切に設定される。A5、A6は差動増幅器であり、それぞれ(1)式、(2)式に示される演算を行い、iU、iVに比例した電圧を出力する。A7、A8は誤差増幅器であり、それぞれU相電流指令値、V相電流指令値と対応する相の電流検出値の誤差である偏差を増幅して出力する。B1はPWM変調回路である。U相、V相の誤差増幅器の出力を受け、誤差を解消するべくパルス幅変調された、主回路スイッチのドライブ信号を生成する。B2はゲートドライブ回路である。PWM変調回路によって生成されたドライブ信号を主回路の各スイッチのゲート(G1〜G6)をドライブするのに必要な増幅とレベルシフトを行う。G1〜G6のゲートドライブ信号によってオン・オフ制御されたスイッチS1〜S6は出力端の電位をPの正電位またはNの基底電位に適切にドライブすることにより、U相電流指令とV相電流指令に相当する負荷電流iU、iVを発生させる。W相の負荷電流iWついては、常にiW=−(iU+iV)の関係があるので、iU、iVを制御すれば、iWは同時に一意に制御される。
【0013】
ここで、図2にU相負荷電流を検出するR1、R2の両端の電位を示す。R1の主回路電源のP側に接続された端子の電位e1は常に一定の高電位の状態にある。R1のもう一方の端子の電位e2はe1に対して、R1に流れる電流i1による電圧降下Vd1の分だけ変移することになるので、ごく僅かな電位変動しか生じない。また、R2の主回路電源のN側に接続された端子の電位e4は常に一定の基底電位の状態にある。R2のもう一方の端子の電位e3はe4に対してR2に流れる電流i2による電圧降下Vd2の分だけ変移することになるので、こちらもまた僅かな電位変動しか生じない。A1の差動増幅器から入力信号であるe1’、e2’を見ると一定の直流高電圧に負荷電流による微小な電圧降下が重畳されたものとなる。即ちコモンモード電圧が一定の直流電圧になるので、スイッチング周波数によるCMRRの悪化の影響が無くなる。A2の差動増幅器についてはさらに高電圧のコモンモード電圧も生ぜず、CMRRが悪化する要因は存在しない。以上のことはV相についても全く同様である。電流検出精度がスイッチング周波数によって影響を受けないので、結果として精度の高い電流制御特性が得られる。
【0014】
【発明の効果】
本発明は三相ブリッジによる主回路と負荷電流検出手段と電流制御手段を備えた三相電流制御装置において、前記負荷電流検出手段は、正側端子Pと上アームトランジスタS1との間に設けられたシャント抵抗R1と、負側端子Nと前記上アームトランジスタS1と同相にある下アームトランジスタS2との間に設けられたシャント抵抗R2と、前記トランジスタS1、S2と異なる相の上アームトランジスタS3と正側端子Pとの間に設けられたシャント抵抗R3と、前記上アームトランジスタS3と同相にある下アームトランジスタS4と負側端子Nとの間に設けられたシャント抵抗R4と、前記シャント抵抗R1〜R4によって計測された電流値に基づいて負荷電流を演算する手段から構成されているので、検出すべき電圧に含まれるコモンモード電圧が一定の直流電圧になり、スイッチング周波数が電流検出精度に影響を与えないので、高いスイッチング周波数と精度の高い電流制御特性を両立することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示す回路図
【図2】本発明の実施例の電流検出シャント抵抗の端子電位波形図
【図3】従来の三相電流制御装置を示す回路図
【図4】従来の三相電流制御装置の電流検出シャント抵抗の端子電位波形図
【符号の説明】
S1〜S6 半導体スイッチ
R1〜R4 シャント抵抗
R5〜R12 分圧抵抗
A1〜A6 差動増幅器
A7〜A8 誤差増幅器
B1 PWM変調回路
B2 ゲートドライブ回路
G1〜G6 S1〜S6のゲート
iU U相負荷電流
iV V相負荷電流
iW W相負荷電流
i1 R1を流れる電流
i2 R2を流れる電流
i3 R3を流れる電流
i4 R4を流れる電流
e1 R1のP側端子電位
e2 R1のS1側端子電位
e3 R2のS2側端子電位
e4 R2のN側端子電位
e1’ 分圧されたR1のP側端子電位
e2’ 分圧されたR1のS1側端子電位
e3’ 分圧されたR2のS2側端子電位
e4’ 分圧されたR2のN側端子電位
Vd1 R1の端子間電位差
Vd2 R2の端子間電位差
Vd R1の端子間電位差
Claims (3)
- 三相ブリッジによる主回路と負荷電流検出手段と電流制御手段を備えた三相電流制御装置において、
前記負荷電流検出手段は、正側端子Pと上アームトランジスタS1との間に設けられたシャント抵抗R1と、負側端子Nと前記上アームトランジスタS1と同相にある下アームトランジスタS2との間に設けられたシャント抵抗R2と、前記トランジスタS1、S2と異なる相の上アームトランジスタS3と正側端子Pとの間に設けられたシャント抵抗R3と、前記上アームトランジスタS3と同相にある下アームトランジスタS4と負側端子Nとの間に設けられたシャント抵抗R4と、前記シャント抵抗R1〜R4によって計測された電流値に基づいて負荷電流を演算する手段から構成されたことを特徴とする三相電流制御装置。 - 前記上アームトランジスタ、前記下アームトランジスタがIGBTである請求項1記載の三相電流制御装置。
- 前記上アームトランジスタ、前記下アームトランジスタがパワーMOSFETである請求項1記載の三相電流制御装置。
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