JPH037071A - インバータ出力電圧誤差の補正装置 - Google Patents
インバータ出力電圧誤差の補正装置Info
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- JPH037071A JPH037071A JP1140805A JP14080589A JPH037071A JP H037071 A JPH037071 A JP H037071A JP 1140805 A JP1140805 A JP 1140805A JP 14080589 A JP14080589 A JP 14080589A JP H037071 A JPH037071 A JP H037071A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 5
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明はインバータ出力電圧の短絡防止期間による出
力電圧誤差を検出し、これを小さくするように補正を施
すインバータ出力電圧誤差の補正装置に関するものであ
る。
力電圧誤差を検出し、これを小さくするように補正を施
すインバータ出力電圧誤差の補正装置に関するものであ
る。
第５図は例えばインテレツク（Ｉｎｔｃｌｅｃ ） ８
３（ｏｃｔ １８〜２１ 、 Ｔｏｋｙｏ ）論文集、
Ｐ、２０５〜２１２、七キノ、ほか「インバータアウト
プット ボルテージウェーブフオーム クローズトルー
プ コントロールテクニーク（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ０ｕ
ｔｐｕｔ Ｖｏｌｔａｇｅ ＷａｖｅｆｏｒＩＩＩＣｌ
ｏｓｅｄ Ｌｏｏｐ ＣｏｎｔｒｏｌＴｅｃｈｎｉｑｕ
ｅ）に示された従来のインバータ制御回路を書き改めた
プロ゛ツク接続図であり、図においてｌはインバータ主
回路、２，３は交流フィルタを構成するりアクドルおよ
びコンデンサ、４は直流電源、５は負荷、７はインバー
タ主回路１用のドライブ回路、８は正弦波の基準電圧を
発生する交流基準電圧発生回路、９は増幅器、１０はＰ
ＷＭ変調回路で、これが比較回路１０ａおよび搬送波発
生回路１０ｂとから構成される装置 また、第２図はインバータ主回路１の一般的な構成図を
示したもので、１７．１８，１９．２０はトランジスタ
、１７ａ、１８ａ、１９ａ。 ２０ａは帰還ダイオード、５は負荷、２は交流フィルタ
のりアクドル、３はコンデンサ、１４は直流電源電圧Ｖ
、である。 次に動作について説明する。 まず、コンデンサ３の端子間には、ＰＷＭ変調変調回路
ｌ側御出力に応じた正弦波状の出力電圧が得られる。一
方、交流基準電圧発生回路８の正弦波基準と出力電圧と
が一致するように、増幅器９とＰＷＭ変調回路１０とが
インバータ主回路ｌのスイッチングを制御する。 また、ＰＷＭ変調回路１０は三角波状の搬送波発生回路
１０ｂと比較回路１０ａとから構成されており、増幅器
９からの電圧偏差を増幅したほぼ正弦波状の信号にもと
づき、ＰＷＭのスイッチング時点を決定している。実際
には、増幅器９は安定性の点から有限のゲインしか有し
ていないため、交流基準電圧発生回路８に対して、イン
バータの出力電圧は若干の偏差を持った状態でインバー
タの出力電圧が、上記基準電圧を追従するように動作す
る。 また、第３図の波形は第２図における直流電源ＶＤの中
点をグランド電位としたときに負荷５の一＠ａ点に印加
される電位の理想値（実線）と実際値（破線）を示し、
また正弦波は負荷電流をそれぞれ示している。 第３図において、期間２１ではトランジスタ１７と２０
がｏ ｒ、 しているので、負荷５のａ点には＋ＶＤ／
２が印加される。このときｂ点には−ＶＤ／２が印加さ
れるので負荷５には結局＋■ｏが印加される。ここで、
実際にはａ、ｂ点における電位はりアクドル２およびコ
ンデンサ３の影響も含んでいる。また、期間２３ではト
ランジスタ１９と１８がｏｎＬでいるので、負荷５のａ
点には一■、／２が印加される。このときｂ点には＋■
。 ／２が印加されるので負荷には結局−Ｖ、が印加される
。 第３図の実線矩形波は上記２つの状態が遷移時間０で交
互に繰り返されたときのａ点の波形である。 実際には、各トランジスタのｏｎ、ｏｆｆ遅れによるト
ランジスタの過電流破壊（たとえば、トランジスタ１７
と２０がｏｎ、１８と１９がｏｆｆの状態からトランジ
スタ１７と２０がｏｆｆ、１Ｂと１９がＯｎに状態遷移
する過程でトランジスタ１７や２０のｏｆｆがトランジ
スタ１８や１９のｏｎよりも遅れると、その遅れ期間に
トランジスタ１７と１８あるいは１９と２０が同時にＯ
ｎとなり、その間直流電源４を短絡することになりトラ
ンジスタに過電流が流れ破壊に至る。）を避けるために
遷移時に短絡防止期間Ｔ４が設けられる。短絡防止期間
Ｔ４は、ｏｆｆからｏｎに遷移するトランジスタのｏｎ
を遅らせることによって、直流電源４の＋側に接続され
ているトランジスタ１７．１９と一側に接続されている
トランジスタ１８．２０が共にｏｎする瞬間が無いよう
に選ばれる。 第３図破線で示した矩形波は、短絡防止期間Ｔ４を設け
た場合にａ点に印加される実際の電圧である。 遷移２２の時点ではトランジスタ１７と２０がｏｎから
ｏｆｆに遷移しそれからＴａ後に１８と１９がｏｆｆか
らｏｎになる。この短絡防止期間Ｔ４にはすべてのトラ
ンジスタがｏｆｆになっているが、フィルタ用のりアク
ドル２や負荷５のインダクタンスによって負荷電流Ｉは
ａ点からｂ点へ流れ続ける。その経路は矢印で示すよう
に直流型Ｂ４の一側→ダイオード１８ａ→負荷５−ダイ
オード１９ａ→直流電源４の＋側となる。その結果ａ点
の電位は−Ｖ０／２にｂ点は＋Ｖ、／２になる。したが
って遷移２２の時点では短絡防止期間Ｔ４による影響は
なく理想値とおなし電圧波形になる。 期間２４では、トランジスタ１８と１９がＯｎからｏｆ
ｆに遷移しそれから短絡防止期間Ｔ４後にトランジスタ
１７と２０がｏｆｆからＯｎになる。この短絡防止期間
Ｔ４の期間にもすべてのトランジスタがｏｆｆになって
おり電流の方向が上記と同一のためａ点の電位も上記と
同じ＜ Ｖ。 ／２となる。短絡防止期間Ｔ、の期間後はトランジスタ
１７と２０がＯｎになるのでａ点の電位は十ＶＤ／２と
なる。その結果ａ点の電位は理想値よりも短絡防止期間
Ｔ４だけ遅れる。この遅れによる誤差電圧は負荷電流Ｉ
が上記と同じ方向に流れている限りマイナスの値であり
、矩形波の毎サイクル発生する。この値を平均化したも
のが誤差平均電圧（Ｖｙｏ）２６の前半の波形である。 なお負荷電流ｒが上記と逆方向に流れている場合は、こ
の誤差電圧は、トランジスタ１７．２０がＯｎからｏｆ
ｆに遷移しそれから短絡防止期間Ｔ４後にトランジスタ
１８．１９がｏｎする期間に発生しその値はプラスであ
る。この誤差電圧は負荷電流ｒが逆方向に流れている限
りプラスの値であり矩形波の毎サイクル発生する。この
値を平均化したものが誤差平均電圧（Ｖ？Ｄ）２６の後
半の波形である。
３（ｏｃｔ １８〜２１ 、 Ｔｏｋｙｏ ）論文集、
Ｐ、２０５〜２１２、七キノ、ほか「インバータアウト
プット ボルテージウェーブフオーム クローズトルー
プ コントロールテクニーク（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ０ｕ
ｔｐｕｔ Ｖｏｌｔａｇｅ ＷａｖｅｆｏｒＩＩＩＣｌ
ｏｓｅｄ Ｌｏｏｐ ＣｏｎｔｒｏｌＴｅｃｈｎｉｑｕ
ｅ）に示された従来のインバータ制御回路を書き改めた
プロ゛ツク接続図であり、図においてｌはインバータ主
回路、２，３は交流フィルタを構成するりアクドルおよ
びコンデンサ、４は直流電源、５は負荷、７はインバー
タ主回路１用のドライブ回路、８は正弦波の基準電圧を
発生する交流基準電圧発生回路、９は増幅器、１０はＰ
ＷＭ変調回路で、これが比較回路１０ａおよび搬送波発
生回路１０ｂとから構成される装置 また、第２図はインバータ主回路１の一般的な構成図を
示したもので、１７．１８，１９．２０はトランジスタ
、１７ａ、１８ａ、１９ａ。 ２０ａは帰還ダイオード、５は負荷、２は交流フィルタ
のりアクドル、３はコンデンサ、１４は直流電源電圧Ｖ
、である。 次に動作について説明する。 まず、コンデンサ３の端子間には、ＰＷＭ変調変調回路
ｌ側御出力に応じた正弦波状の出力電圧が得られる。一
方、交流基準電圧発生回路８の正弦波基準と出力電圧と
が一致するように、増幅器９とＰＷＭ変調回路１０とが
インバータ主回路ｌのスイッチングを制御する。 また、ＰＷＭ変調回路１０は三角波状の搬送波発生回路
１０ｂと比較回路１０ａとから構成されており、増幅器
９からの電圧偏差を増幅したほぼ正弦波状の信号にもと
づき、ＰＷＭのスイッチング時点を決定している。実際
には、増幅器９は安定性の点から有限のゲインしか有し
ていないため、交流基準電圧発生回路８に対して、イン
バータの出力電圧は若干の偏差を持った状態でインバー
タの出力電圧が、上記基準電圧を追従するように動作す
る。 また、第３図の波形は第２図における直流電源ＶＤの中
点をグランド電位としたときに負荷５の一＠ａ点に印加
される電位の理想値（実線）と実際値（破線）を示し、
また正弦波は負荷電流をそれぞれ示している。 第３図において、期間２１ではトランジスタ１７と２０
がｏ ｒ、 しているので、負荷５のａ点には＋ＶＤ／
２が印加される。このときｂ点には−ＶＤ／２が印加さ
れるので負荷５には結局＋■ｏが印加される。ここで、
実際にはａ、ｂ点における電位はりアクドル２およびコ
ンデンサ３の影響も含んでいる。また、期間２３ではト
ランジスタ１９と１８がｏｎＬでいるので、負荷５のａ
点には一■、／２が印加される。このときｂ点には＋■
。 ／２が印加されるので負荷には結局−Ｖ、が印加される
。 第３図の実線矩形波は上記２つの状態が遷移時間０で交
互に繰り返されたときのａ点の波形である。 実際には、各トランジスタのｏｎ、ｏｆｆ遅れによるト
ランジスタの過電流破壊（たとえば、トランジスタ１７
と２０がｏｎ、１８と１９がｏｆｆの状態からトランジ
スタ１７と２０がｏｆｆ、１Ｂと１９がＯｎに状態遷移
する過程でトランジスタ１７や２０のｏｆｆがトランジ
スタ１８や１９のｏｎよりも遅れると、その遅れ期間に
トランジスタ１７と１８あるいは１９と２０が同時にＯ
ｎとなり、その間直流電源４を短絡することになりトラ
ンジスタに過電流が流れ破壊に至る。）を避けるために
遷移時に短絡防止期間Ｔ４が設けられる。短絡防止期間
Ｔ４は、ｏｆｆからｏｎに遷移するトランジスタのｏｎ
を遅らせることによって、直流電源４の＋側に接続され
ているトランジスタ１７．１９と一側に接続されている
トランジスタ１８．２０が共にｏｎする瞬間が無いよう
に選ばれる。 第３図破線で示した矩形波は、短絡防止期間Ｔ４を設け
た場合にａ点に印加される実際の電圧である。 遷移２２の時点ではトランジスタ１７と２０がｏｎから
ｏｆｆに遷移しそれからＴａ後に１８と１９がｏｆｆか
らｏｎになる。この短絡防止期間Ｔ４にはすべてのトラ
ンジスタがｏｆｆになっているが、フィルタ用のりアク
ドル２や負荷５のインダクタンスによって負荷電流Ｉは
ａ点からｂ点へ流れ続ける。その経路は矢印で示すよう
に直流型Ｂ４の一側→ダイオード１８ａ→負荷５−ダイ
オード１９ａ→直流電源４の＋側となる。その結果ａ点
の電位は−Ｖ０／２にｂ点は＋Ｖ、／２になる。したが
って遷移２２の時点では短絡防止期間Ｔ４による影響は
なく理想値とおなし電圧波形になる。 期間２４では、トランジスタ１８と１９がＯｎからｏｆ
ｆに遷移しそれから短絡防止期間Ｔ４後にトランジスタ
１７と２０がｏｆｆからＯｎになる。この短絡防止期間
Ｔ４の期間にもすべてのトランジスタがｏｆｆになって
おり電流の方向が上記と同一のためａ点の電位も上記と
同じ＜ Ｖ。 ／２となる。短絡防止期間Ｔ、の期間後はトランジスタ
１７と２０がＯｎになるのでａ点の電位は十ＶＤ／２と
なる。その結果ａ点の電位は理想値よりも短絡防止期間
Ｔ４だけ遅れる。この遅れによる誤差電圧は負荷電流Ｉ
が上記と同じ方向に流れている限りマイナスの値であり
、矩形波の毎サイクル発生する。この値を平均化したも
のが誤差平均電圧（Ｖｙｏ）２６の前半の波形である。 なお負荷電流ｒが上記と逆方向に流れている場合は、こ
の誤差電圧は、トランジスタ１７．２０がＯｎからｏｆ
ｆに遷移しそれから短絡防止期間Ｔ４後にトランジスタ
１８．１９がｏｎする期間に発生しその値はプラスであ
る。この誤差電圧は負荷電流ｒが逆方向に流れている限
りプラスの値であり矩形波の毎サイクル発生する。この
値を平均化したものが誤差平均電圧（Ｖ？Ｄ）２６の後
半の波形である。
従来のインバータ出力電圧誤差の補正装置は以上のよう
に構成されているので、トランジスタ転流時のアーム短
絡を防止するために、各アームの両極のトランジスタを
一定の短絡防止期間（Ｔ、）だけ全てオフにしてインバ
ータ出力電圧を休止するようにしていたため結果として
該出力電圧に点線で示した実際のインバータ電圧値と実
線で示した理想のインバータ電圧値の差に相当する誤差
が発生するなどの課題があった。 この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので、短絡防止期間Ｔ４によるインバータ出力電圧の
誤差を補正できるインバータ出力電圧誤差の補正装置を
得ることを目的とする。
に構成されているので、トランジスタ転流時のアーム短
絡を防止するために、各アームの両極のトランジスタを
一定の短絡防止期間（Ｔ、）だけ全てオフにしてインバ
ータ出力電圧を休止するようにしていたため結果として
該出力電圧に点線で示した実際のインバータ電圧値と実
線で示した理想のインバータ電圧値の差に相当する誤差
が発生するなどの課題があった。 この発明は上記のような課題を解消するためになされた
もので、短絡防止期間Ｔ４によるインバータ出力電圧の
誤差を補正できるインバータ出力電圧誤差の補正装置を
得ることを目的とする。
この発明に係るインバータ出力電圧誤差の補正装置はイ
ンバータの出力に直列に電流センサを接続し、該電流セ
ンサによって検出された電流の極性を極性判定手段によ
って判別するとともに、直流電圧センサで、入力直流電
圧に応じた値を求め、該極性判定手段から出力された判
別結果に応じて上記値を極性反転した信号を極性反転回
路で作成し、この信号をインバータのＰＷＭ変調回路に
補正信号として与え出力電圧誤差の補正を行うようにし
たものである。
ンバータの出力に直列に電流センサを接続し、該電流セ
ンサによって検出された電流の極性を極性判定手段によ
って判別するとともに、直流電圧センサで、入力直流電
圧に応じた値を求め、該極性判定手段から出力された判
別結果に応じて上記値を極性反転した信号を極性反転回
路で作成し、この信号をインバータのＰＷＭ変調回路に
補正信号として与え出力電圧誤差の補正を行うようにし
たものである。
この発明におけるインバータ出力電圧誤差の補正装置は
インバータ出力電流を電流センサで検出し、その検出電
流の極性を掻性判定回路で判定した反転指令、及び直流
電源の電圧レベルとからインバータ出力電圧の誤差補正
に必要な補正電圧を生成し、該補正電圧をインバータの
ＰＷＭ変調回路に入力して出力電圧誤差を補正する。
インバータ出力電流を電流センサで検出し、その検出電
流の極性を掻性判定回路で判定した反転指令、及び直流
電源の電圧レベルとからインバータ出力電圧の誤差補正
に必要な補正電圧を生成し、該補正電圧をインバータの
ＰＷＭ変調回路に入力して出力電圧誤差を補正する。
以下この発明の一実施例を図について説明する。
図中、第５図と同一の部分は同一の符号をもって図示し
た第１図において、６はインバータ出力回路に直列に接
続された電流センサとしてのＣＴ（変流器）、１１は前
記ＣＴ６により検出された出力電流の極性を判定する極
性判定手段としての比較回路、１２は直流電源４の電圧
レベルを検出する直流電圧センサ、１３は前記比較回路
１１の出力状態に応じて直流電圧センサ１２の出力を極
性反転する極性反転回路である。また、第４図は前記極
性反転回路１３の一実施例で、５１は演算増幅器、５２
〜５４は固定抵抗器、５５はアナログスイッチである。 次に動作について説明する。まず第３図に示すように短
絡防止期間Ｔ４２５による誤差平均電圧Ｖ？Ｄ２６はイ
ンバータ出力電流１１６と同相逆極性となるので比較回
路１１で電流極性を判別する。 前記誤差平均電圧Ｖｙｏ２６は実際のインバータ電圧波
形Ｖｕｉ＋２８の面積と理想のインバータ電圧波形Ｖｕ
＋２７の面積の差を時間平均したものに相当し、 Ｖｕｍ＝Ｖａｔ＋Ｖ？Ｄ で表わされる。 但し、ＶＬｌｌｉ実際のインバータ電圧波形２８ＶＬＩ
Ｉ；理想のインバータ電圧波形２７Ｖ？Ｄｅ誤差平均電
圧 換言すると、前記両波形間の差であるハツチング部Ｇの
総面積と誤差平均電圧Ｖ？Ｄ２６のハフチング部の面積
は等しい。また、誤差平均電圧ＶＴ＋１２６は直流電源
電圧■。１４に比例することになるので直流電圧センサ
１２で直流電源４の電圧レベルを検出して極性反転回路
１３に与えると検出された直流の入力電圧ｅｉは比較回
路１１の出力に応じて極性反転される。次に極性反転回
路１３は第４図に示すように直流の入力電圧ｅｉ、出力
電圧ｅｏ、反転指令ＣＨＧとすると、反転指令ＣＨＧが
比較回路１１より与えられるとアナログスイッチ５５が
ｏｎするので極性反転回路１３は反転器となりｅｏ＝−
ｅｉとなる０反転指令が与えられない場合はアナログス
イッチ５５はｏｆｆとなり極性反転回路１３は非反転回
路となってｅｏ＝ｅｉとなる。すなわち、前記比較回路
１１の出力信号である電流極性が正の場合には正極性を
出力し、電゛流極性が負の場合には負極性を出力する。 この結果、極性反転回路１３の出力には誤差平均電圧Ｖ
７！１２６の逆極性となる信号が得られる。 なお、上記実施例では、インバータ主回路１として、単
相回路を採用した例について示したが、多相回路として
もよい。また、スイ・ノチング素子として、トランジス
タ１７．１８，１９．２０を用いた例について説明した
が、他の自己消去形素子（ＦＥＴ、ＢＩＭＯ３等）を用
いても上記実施例と同様の効果を奏する。
た第１図において、６はインバータ出力回路に直列に接
続された電流センサとしてのＣＴ（変流器）、１１は前
記ＣＴ６により検出された出力電流の極性を判定する極
性判定手段としての比較回路、１２は直流電源４の電圧
レベルを検出する直流電圧センサ、１３は前記比較回路
１１の出力状態に応じて直流電圧センサ１２の出力を極
性反転する極性反転回路である。また、第４図は前記極
性反転回路１３の一実施例で、５１は演算増幅器、５２
〜５４は固定抵抗器、５５はアナログスイッチである。 次に動作について説明する。まず第３図に示すように短
絡防止期間Ｔ４２５による誤差平均電圧Ｖ？Ｄ２６はイ
ンバータ出力電流１１６と同相逆極性となるので比較回
路１１で電流極性を判別する。 前記誤差平均電圧Ｖｙｏ２６は実際のインバータ電圧波
形Ｖｕｉ＋２８の面積と理想のインバータ電圧波形Ｖｕ
＋２７の面積の差を時間平均したものに相当し、 Ｖｕｍ＝Ｖａｔ＋Ｖ？Ｄ で表わされる。 但し、ＶＬｌｌｉ実際のインバータ電圧波形２８ＶＬＩ
Ｉ；理想のインバータ電圧波形２７Ｖ？Ｄｅ誤差平均電
圧 換言すると、前記両波形間の差であるハツチング部Ｇの
総面積と誤差平均電圧Ｖ？Ｄ２６のハフチング部の面積
は等しい。また、誤差平均電圧ＶＴ＋１２６は直流電源
電圧■。１４に比例することになるので直流電圧センサ
１２で直流電源４の電圧レベルを検出して極性反転回路
１３に与えると検出された直流の入力電圧ｅｉは比較回
路１１の出力に応じて極性反転される。次に極性反転回
路１３は第４図に示すように直流の入力電圧ｅｉ、出力
電圧ｅｏ、反転指令ＣＨＧとすると、反転指令ＣＨＧが
比較回路１１より与えられるとアナログスイッチ５５が
ｏｎするので極性反転回路１３は反転器となりｅｏ＝−
ｅｉとなる０反転指令が与えられない場合はアナログス
イッチ５５はｏｆｆとなり極性反転回路１３は非反転回
路となってｅｏ＝ｅｉとなる。すなわち、前記比較回路
１１の出力信号である電流極性が正の場合には正極性を
出力し、電゛流極性が負の場合には負極性を出力する。 この結果、極性反転回路１３の出力には誤差平均電圧Ｖ
７！１２６の逆極性となる信号が得られる。 なお、上記実施例では、インバータ主回路１として、単
相回路を採用した例について示したが、多相回路として
もよい。また、スイ・ノチング素子として、トランジス
タ１７．１８，１９．２０を用いた例について説明した
が、他の自己消去形素子（ＦＥＴ、ＢＩＭＯ３等）を用
いても上記実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、インバータ出力側に
直列に電流センサを接続し、前記電流センサを流れる電
流の極性を比較回路で判別し、その判別した極性と直流
電圧センサにより検出された直流電源の電圧レベルとに
よって極性反転回路を経てインバータのＰＷＭ変調回路
に補正信号を与えるように構成したので、インバータ出
力電圧誤差を自動的に補正することが可能となり、高効
率のインバータ出力電圧を得ることができる効果がある
。
直列に電流センサを接続し、前記電流センサを流れる電
流の極性を比較回路で判別し、その判別した極性と直流
電圧センサにより検出された直流電源の電圧レベルとに
よって極性反転回路を経てインバータのＰＷＭ変調回路
に補正信号を与えるように構成したので、インバータ出
力電圧誤差を自動的に補正することが可能となり、高効
率のインバータ出力電圧を得ることができる効果がある
。
第１図はこの発明の一実施例によるインバータ制御回路
のブロック図、第２図はインバータ主回路の詳細回路図
、第３図は説明のための要部波形図、第４図は極性反転
回路の説明用回路図、第５図は従来のインバータ制御回
路のブロック図である。 図において、 ４：直流電源 ６：ＣＴ（電流センサ） １０ ： ＰＷＭ変調回路 １１：比較回路（極性判定手段） １２：直流電圧センサ １３：極性反転回路 である。なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示
す。 第 ２ 図 第 図 ｄ
のブロック図、第２図はインバータ主回路の詳細回路図
、第３図は説明のための要部波形図、第４図は極性反転
回路の説明用回路図、第５図は従来のインバータ制御回
路のブロック図である。 図において、 ４：直流電源 ６：ＣＴ（電流センサ） １０ ： ＰＷＭ変調回路 １１：比較回路（極性判定手段） １２：直流電圧センサ １３：極性反転回路 である。なお、図中、同一符号は同−又は相当部分を示
す。 第 ２ 図 第 図 ｄ
Claims (1)
- 直流電圧を交流電圧に変換するインバータの出力電圧の
短絡防止期間に起因する出力電圧誤差を制御するインバ
ータ出力電圧誤差の補正装置において、前記インバータ
の出力電流を検出するための電流センサと、前記電流セ
ンサにより検出されたインバータ出力電流の極性を判別
する極性判定手段と、前記インバータの直流電圧を検出
する直流電圧センサと、前記極性判定手段の出力と直流
電圧センサの出力とを取込み、該極性判定手段の出力状
態に応じて該直流電圧センサの出力を極性反転した信号
を前記インバータのＰＷＭ変調回路に補正信号として与
える極性反転回路とを備えたことを特徴とするインバー
タ出力電圧誤差の補正装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1140805A JPH0728537B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | インバータ出力電圧誤差の補正装置 |
| US07/472,297 US4969079A (en) | 1989-06-02 | 1990-01-30 | Corrective device for inverter output voltage error |
| CA002016479A CA2016479C (en) | 1989-06-02 | 1990-05-10 | Corrective device for inverter output voltage error |
| KR1019900008148A KR930009072B1 (ko) | 1989-06-02 | 1990-06-02 | 인버터 출력전압오차의 보정장치 |
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|---|---|---|---|
| JP1140805A JPH0728537B2 (ja) | 1989-06-02 | 1989-06-02 | インバータ出力電圧誤差の補正装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JPH0728537B2 JPH0728537B2 (ja) | 1995-03-29 |
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-
1989
- 1989-06-02 JP JP1140805A patent/JPH0728537B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-01-30 US US07/472,297 patent/US4969079A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-10 CA CA002016479A patent/CA2016479C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-06-02 KR KR1019900008148A patent/KR930009072B1/ko not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2016479C (en) | 1995-08-01 |
| KR930009072B1 (ko) | 1993-09-22 |
| KR910002093A (ko) | 1991-01-31 |
| JPH0728537B2 (ja) | 1995-03-29 |
| US4969079A (en) | 1990-11-06 |
| CA2016479A1 (en) | 1990-12-02 |
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