JPS59123478A - 電圧形インバ−タの制御装置 - Google Patents
電圧形インバ−タの制御装置Info
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- JPS59123478A JPS59123478A JP57228061A JP22806182A JPS59123478A JP S59123478 A JPS59123478 A JP S59123478A JP 57228061 A JP57228061 A JP 57228061A JP 22806182 A JP22806182 A JP 22806182A JP S59123478 A JPS59123478 A JP S59123478A
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- electric valve
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
- H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time
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- Inverter Devices (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔発明の技術分野〕
本発明は、半導体スイッチング素子とダイオードとン逆
並列に接続した電気弁をブリッジ結線して成り、パルス
幅変調制御（以下［Ｐ ’Ｗ 、Ｍ １ｌｊｌＪ耐」と
いう）により直流ケ交流に変換ｆる電圧形インバータの
制御装置に関ｆるものでアル。 〔発明の技術的背景とその問題点Ｊ 上記の形式の従来の装置？第１図に示１−０直流′醍源
］からインバータブリッジ２により交流に素懐して負荷
電動機３（以後誌導電ｑｊｊ 、磯の場合について説明
ｆろ。）に供給￥ろ。インバータブリッジ２はトランジ
スタ２＋、 ２２．２：（、２４，：δ。 ２６と、これにそれぞれ逆並列に接続したダイオード；
（１，３２，二））３ 、３４ 、３５． ：３６から
成ってい石。 インバータ周波敷設定器４により設定した周波数基イ褒
電圧・・まランプ函数発生器５により変化老ケ制限し、
電圧パターン回路６によりインバータ出力に圧パターン
？交流′眠圧基準回路８に入力１−ろ。 −力、インバータ周波数？決定′ｆ石ためランプ函数発
生５嚇５の出カンＶ／Ｆ変換器（′重圧−周波数変換器
）７によりインバータ周波数に比例した周波数に変換し
、交流電圧基準回路８は電圧パターン出力とＶ／Ｆ変換
変換器出方汁受交ｉ：１ｊｆｉの、に圧基準Ｖｕ 、
Ｖｖ 、 Ｖｗ ’１発発生ろ。Ｐ Ｗ Ｍ変１週用の
三角波出力ｅｔを発娠詣９により発生させ、比較器１０
、１１．１２により前記市圧基早ｖＵ、 ｖｖ、 ｖ、
と三角波ｅｔＹそれぞれ比較してＰｗＭ出力？招で駆動
回路１３により、増幅してインバータブリッジ２７２駆
動ｆ７−１゜ 第１図のＰ Ｗ Ｍ ｆｌ＋ｌＪ ｆｉｉｌ方式は周知
の回路であり、最近ではＰＷＭの演、算にマイクロプロ
セラサケ使用して実現したものが多くなっているが、原
叩は同様であり、第２図により基本動作？説明ｆ７−１
゜正弦波状のＵ相電圧基準Ｖｕと変調用三角波ｅｔ乞比
較器１０により比較し、ＰＷＩＶＩ出力ＰＷＭｕケ出力
ｆ会。このＰＷＭＵの出力の７弧本波／部訂圧基亭■ｕ
に一致″するので゛上圧基準■ｕの大きさと周波数ン；
凋節すｂことによりインバータ出力？、ｔｔｙｌ＠でる
のがＰＷＭ方式の制御であ石、 インバータブリッジに１吏川されているスイッチング素
子としては、ザイリスタ、トラン′シスター′ゲートタ
ーンオフサイリスタが現状の主流でああが、これらの素
子には、スイッチングの遅れ、特に〃−ンオフ時間の遅
れの問題があ小。このため直列に接続した、例えば第１
図のトランジスタ２１とトランジスタ舅が同時にオンｆ
石瞬間が発生しないよう、駆１！！１１回路１３にデッ
ドタイム？設けて、トランジスタ２１がオフした後、一
定時間後にトランジスタ別がオンてろよう工夫している
。この様子ン第３図、第４図に従って説明ｆ７：）。 第３図は第１図の駆動回路１３の許細図で、］相分につ
いて示したものである。ＰｗＭ信号ＰＷＭＵｋ’！、
ｙＦ ｙ ｆイン４回路１３２によりオン時間のみ遅れ
させた信号■１ン駆動増幅器］３４により増幅し、トラ
ンジスタ２］の駆動信号■２１？出方−を石。 一方、ロジック回範１３］により信号Ｐ Ｗ Ｍ ｕ
””反転させて信号Ｐ ’Ｗ Ｍ ｕとし、オンディレ
ィ回［゛各１３３の出力Ｖ２ン駆動ｉ曽幅器１３５によ
り噌！娼してトランジスタ別の駆：助信号Ｖ２４ン出カ
ｆ石。 第４図に動作力説明？示で。オンディレィ回路１３２．
１３３によりオンディレィ時間Ｔ。だけ遅れた出力Ｖ１
．Ｖ２によりトランジスタ２１．２４Ｙオンオフする。 トランジスタのオン時間は］μｓ以下で無視できろが、
ターンオフ時間ｔ。ｆｆＪＶ’！。 数μＳから敬十μＳあるので、一般に直列に接７読した
トランジスタ２１ 、２４が同時にオン１１ことが無い
ようにオンディレィ時間イ。は、ターンオフ１１￥間ｔ
。ｆｆの２〜３倍とるのが普通であ石。このためトラン
ジスタ２１．２４が同時オフしていｂＩｔＪＪ間が発生
し、この期間のインバータ出力電圧は不定となる。この
ことについて第５図により説明１−ろ。 インバータ出力電圧ｖｌＪ−〇は直流心源Ｊを１ａとｌ
ｂに２等分した中点０とインバータ出カＵ相・とのＩｆ
ｆの電圧である。インバータ線用１出カｒｉ圧は３相出
力端子と中点間の′ト２Ｌ圧Ｖｕ６． ＶＶ、６．鴇−
８のそれぞれの波形の差から求められろことは周知の通
りである。 インバータ出力端子Ｕと中点間のＴｌｊｔ、圧Ｖｕ−ｏ
に着目してみろと、第５図に示すように負荷電流が実線
の矢印力方向に流れてい７）時、時刻ｔ。でトランジス
タ２４の駆動信号ｖ２４はオンからオフ信号となろが、
トランジスタのターンオフ時間ｔ。ｆｆにより時刻Ｌ１
でトランジスタ看はオフとなる。このためＶ、−ｏ電圧
は（ａ）に示すようＫまず時刻ｔ１までは（−）となろ
。次てトランジスタ２１がオン′１−ろまでのｔ１〜ｔ
２間はトランジスタ２１ 、２４共にオフ状態とブ
並列に接続した電気弁をブリッジ結線して成り、パルス
幅変調制御（以下［Ｐ ’Ｗ 、Ｍ １ｌｊｌＪ耐」と
いう）により直流ケ交流に変換ｆる電圧形インバータの
制御装置に関ｆるものでアル。 〔発明の技術的背景とその問題点Ｊ 上記の形式の従来の装置？第１図に示１−０直流′醍源
］からインバータブリッジ２により交流に素懐して負荷
電動機３（以後誌導電ｑｊｊ 、磯の場合について説明
ｆろ。）に供給￥ろ。インバータブリッジ２はトランジ
スタ２＋、 ２２．２：（、２４，：δ。 ２６と、これにそれぞれ逆並列に接続したダイオード；
（１，３２，二））３ 、３４ 、３５． ：３６から
成ってい石。 インバータ周波敷設定器４により設定した周波数基イ褒
電圧・・まランプ函数発生器５により変化老ケ制限し、
電圧パターン回路６によりインバータ出力に圧パターン
？交流′眠圧基準回路８に入力１−ろ。 −力、インバータ周波数？決定′ｆ石ためランプ函数発
生５嚇５の出カンＶ／Ｆ変換器（′重圧−周波数変換器
）７によりインバータ周波数に比例した周波数に変換し
、交流電圧基準回路８は電圧パターン出力とＶ／Ｆ変換
変換器出方汁受交ｉ：１ｊｆｉの、に圧基準Ｖｕ 、
Ｖｖ 、 Ｖｗ ’１発発生ろ。Ｐ Ｗ Ｍ変１週用の
三角波出力ｅｔを発娠詣９により発生させ、比較器１０
、１１．１２により前記市圧基早ｖＵ、 ｖｖ、 ｖ、
と三角波ｅｔＹそれぞれ比較してＰｗＭ出力？招で駆動
回路１３により、増幅してインバータブリッジ２７２駆
動ｆ７−１゜ 第１図のＰ Ｗ Ｍ ｆｌ＋ｌＪ ｆｉｉｌ方式は周知
の回路であり、最近ではＰＷＭの演、算にマイクロプロ
セラサケ使用して実現したものが多くなっているが、原
叩は同様であり、第２図により基本動作？説明ｆ７−１
゜正弦波状のＵ相電圧基準Ｖｕと変調用三角波ｅｔ乞比
較器１０により比較し、ＰＷＩＶＩ出力ＰＷＭｕケ出力
ｆ会。このＰＷＭＵの出力の７弧本波／部訂圧基亭■ｕ
に一致″するので゛上圧基準■ｕの大きさと周波数ン；
凋節すｂことによりインバータ出力？、ｔｔｙｌ＠でる
のがＰＷＭ方式の制御であ石、 インバータブリッジに１吏川されているスイッチング素
子としては、ザイリスタ、トラン′シスター′ゲートタ
ーンオフサイリスタが現状の主流でああが、これらの素
子には、スイッチングの遅れ、特に〃−ンオフ時間の遅
れの問題があ小。このため直列に接続した、例えば第１
図のトランジスタ２１とトランジスタ舅が同時にオンｆ
石瞬間が発生しないよう、駆１！！１１回路１３にデッ
ドタイム？設けて、トランジスタ２１がオフした後、一
定時間後にトランジスタ別がオンてろよう工夫している
。この様子ン第３図、第４図に従って説明ｆ７：）。 第３図は第１図の駆動回路１３の許細図で、］相分につ
いて示したものである。ＰｗＭ信号ＰＷＭＵｋ’！、
ｙＦ ｙ ｆイン４回路１３２によりオン時間のみ遅れ
させた信号■１ン駆動増幅器］３４により増幅し、トラ
ンジスタ２］の駆動信号■２１？出方−を石。 一方、ロジック回範１３］により信号Ｐ Ｗ Ｍ ｕ
””反転させて信号Ｐ ’Ｗ Ｍ ｕとし、オンディレ
ィ回［゛各１３３の出力Ｖ２ン駆動ｉ曽幅器１３５によ
り噌！娼してトランジスタ別の駆：助信号Ｖ２４ン出カ
ｆ石。 第４図に動作力説明？示で。オンディレィ回路１３２．
１３３によりオンディレィ時間Ｔ。だけ遅れた出力Ｖ１
．Ｖ２によりトランジスタ２１．２４Ｙオンオフする。 トランジスタのオン時間は］μｓ以下で無視できろが、
ターンオフ時間ｔ。ｆｆＪＶ’！。 数μＳから敬十μＳあるので、一般に直列に接７読した
トランジスタ２１ 、２４が同時にオン１１ことが無い
ようにオンディレィ時間イ。は、ターンオフ１１￥間ｔ
。ｆｆの２〜３倍とるのが普通であ石。このためトラン
ジスタ２１．２４が同時オフしていｂＩｔＪＪ間が発生
し、この期間のインバータ出力電圧は不定となる。この
ことについて第５図により説明１−ろ。 インバータ出力電圧ｖｌＪ−〇は直流心源Ｊを１ａとｌ
ｂに２等分した中点０とインバータ出カＵ相・とのＩｆ
ｆの電圧である。インバータ線用１出カｒｉ圧は３相出
力端子と中点間の′ト２Ｌ圧Ｖｕ６． ＶＶ、６．鴇−
８のそれぞれの波形の差から求められろことは周知の通
りである。 インバータ出力端子Ｕと中点間のＴｌｊｔ、圧Ｖｕ−ｏ
に着目してみろと、第５図に示すように負荷電流が実線
の矢印力方向に流れてい７）時、時刻ｔ。でトランジス
タ２４の駆動信号ｖ２４はオンからオフ信号となろが、
トランジスタのターンオフ時間ｔ。ｆｆにより時刻Ｌ１
でトランジスタ看はオフとなる。このためＶ、−ｏ電圧
は（ａ）に示すようＫまず時刻ｔ１までは（−）となろ
。次てトランジスタ２１がオン′１−ろまでのｔ１〜ｔ
２間はトランジスタ２１ 、２４共にオフ状態とブ
【乙
ので、この間の出力電圧は仙荷電流■が実線の方向に流
れ続げろとダイオード３４７通って流れろ以外に回路が
構成されず、Ｕ点は直流電源の（＝）側にスイッチされ
た波形となろ。このた・め電圧■。−０は時刻ｔ２マで
は（−）となる。次てトランジスタ２１がオンしている
期間ｔ２〜ｔ４間は電圧Ｖｇ−ｏｆ工（＋）となり、ト
ランジスタ２１ 、２４が共にオフしていｂｔ４〜ｔ６
期間は１イ■びダイオード３４が４通し、甜、圧■。−
０は（−）となろっ 次に負荷電流Ｉが破線の矢印の方向に流れている場合は
第５１図（ｂ）に示すＶ、−ｏ波形となる。すなわちト
ランジスタ２１．２４が共にオフの期間はダイオード３
１？通って直流型＃、Ｊに負荷電流が流れるので１期間
ｔ、〜ｔ２、期間ｔ４〜ｔ５はｖｕ −ｏ ’ｒ”＋
（＋）となる。 このように同一出力′重圧ン出１−ようなｐ Ｗ Ｍ
ｉ！制御乞行なっても負荷電流の方向により出力′吊、
圧は第５図（ａ） 、 （ｂ）のように大幅に変化ｆ’
ｂ。 負荷亀動丁幾が誘導亀・Ｘ伽１幾であろコ２局合につい
て負荷電流とインバータ出力電圧の変化ケ考えてみる。 第６図（、）は誘導電動機が無負荷の場合、負荷′電流
は約９０°遅れているので第５図（ｂ）に相当し、電圧
基準Ｖ二に対し、インバータ出力電圧は、電気角９００
までは電圧基準■コより大きく、［（（気角９０°から
１８０゜までは第５図（ａ）に相当し、基準■。より低
い破線に示てｖＵなる出力となる〇 誘導′電動機が全負荷の場合は、負荷力率が良くなり、
第５図（ｂ）に示すようにインバータ出力電圧は低下ｆ
／ｐ部分が広くなり、電圧が低下−ｔ−６゜誘導電動イ
幾が回生運転中の場合？同図（ｃ）に示て。 インバータ出力′市圧は上昇して゛いろのが認めしれろ
Ｏ このように負荷電流の力率角により基準暫圧よリインバ
ータ出力礪圧が変化し、その瞬時変化ｆｋはほぼ一定で
あるため出力電圧が低い場合はど電圧の変動率が大きく
なり、しかも出力電圧波形も正弦波から歪んでくる。こ
σ）ため従来のＰＷＭ制御のインバータでは負荷電流に
よるイン′ノく一タ出力電圧が大幅に変動てろことによ
り誘導′直動機の磁束が変化し、運転が不安定になると
同時に、電流波形が歪んで電動機の効率が低下したり、
トルクリップルが増加したり−ｆｂ欠点があった。 〔発明の目的〕 本発明は上記の点を考慮してなされたもので、インバー
タ出力電圧の波形歪ケ改善ｆろと同時に出力電圧変動率
を向上させ得ろ串、玉形イン′ノクータの制御装置θケ
提供ｆ石こと？目的とするものであろＯ 〔発明の概要〕 上記目的ン達成ｆｂために本発明は、電気弁に流れる電
流の通流方向？検出ｆ石検出手段と、この検出手段の検
出出力に基づいて、′電気弁の出力電流の位相による電
圧制御の遅れン補償ｆ石補償手段とを設けたことを・％
徴とてろものである。 〔発明の実施例〕 本発明の一実Ｍ例を第７図に示−ｆ０第１図とｉぼ１一
部分は同一番号２記してその説明は省略するー電流検出
器１４ 、１５．１６により負荷３のＵ相、■相、Ｗ相
の電流ンそれぞれ検出し、補正信号発生器１７，１８．
１９により電圧補正信号Ｖ６ｕ ＋ ”△Ｖ １ｖＡＷ
をそれぞれ出力し、電圧基準”ｕ ＋ Ｖｙ”、 ■’
と共に加では器２０ ａ 、 ２０ ｂ、２０ ｃによ
り加算し、新しい電圧基準Ｖ＝−Ｖ、”’： Ｖニー作
り、これケ変調用三角波ｅｔと比較！１０ 、１１ 、
１２によりそれぞれ比軸してＰＷＭ制御２行なう。 第８図に従って動作ン説明ｆろ。Ｉに圧基（みくと誘導
電動機３の相電圧は同相であり、負荷電幅ＩＵは駆動ト
ルク発生遅れ電、流である。電流検出器１４により電流
■Ｕに検出し、補正信号発生器１７により′直流■。の
極性？検出して■Δ０に示でような極性付の補正信号を
発生させろ。この１つ、８の大きさは上下のトランジス
タが共にオフしている時間に比例させることが理想であ
石−この補正信号］へ、８と前記電圧基準Ｖ。ン加護し
て、第８図に示で新しい電圧基準η′を作トこの新い・
電圧基準ｖ１．ｌは正弦波とはかなり異なった波形にな
っている。第６図で示したように「Ｒ圧基準が正弦波の
場合はインバータ出力ｖＵが正弦波とは異なった波形と
なるので、これケ補正てろような新しい電圧基準イ８に
よりインバータ出力御ｆろことにより・×８図ｖＵに示
でように電圧基準ｖＪ′ と一致した正弦波にｆろこ
とが可能となる。 コノヨウに負荷電流の方向によりインバータブリッジの
上、下のスイッチのデッドタイムの影響によるインバー
タ出力電圧の波形歪ケ、負荷電流の方向ケ検出す不こと
によりＰ Ｖｔ／ Ｍ匍ｊ師ケ１１％正１−ろことによ
り、インバータ出力電圧の歪？最少限にし、しかも電圧
変動率の少ブよい中１圧形インバータの制御ケ実現−ｆ
石ことができろ。 なお第７図はアナログ式のｐ Ｗ Ｍ ｆａｌ制御につ
いて説明し、だが、ディジタル式や計′ｒ１１機？使用
しｒ、ＪＷｒｖ！［制御に応用できることは説明てろま
でもない。 まブこ第７図で示した電流方向検出用Ω′市原流検出器
４、補正信号発生器１７は第９図に示ｆ別の方法でも実
現できろ。 第９図でしまＵ４目についてのみ貰己した。インバータ
ブリッジ部は第５図と同様であり、直流賀源の中点とＵ
相間の重圧？′着圧検出器４］により検出し、波形整形
回路４２によりロジックレベルに変鳴して信号ｖ４２？
出力ｆる。一方第３図に示した。［工λＫ ｒＱ１１回
路１３の出力■２．ｙクロックとし、この信−号■２１
の立上りで信号ｖ、、 ｙラッチ１−ろランチ回路４３
の出力′ｆ？′鳳とし、この信号ｖ４３とし、この信号
ｖ４３と同位相になるよう補正信号発生器）１４により
魁ｕなろ補ｉＥ信＠？出力して第７図の補正イに号％ｕ
に置喚えろことにより筆７図で説明した゛と同様な効果
が得られろ０ 第９１１２１におけろ遅れ時間ｔ。ｎは、Ｉｌ耘１（の
信号■２１によりトランジスタ２１ ’＆ 、駆動した
時のトランジスタ２１のオンディレィが主で、他に電圧
検出器４１、波形整形回路４２の遅れ時間も含んで２〜
３μｓ程席である。時間ｔ。Ｂｕｔ）ラン′ジスタ２１
のターン′オフ時間が主で、電圧検出器４１．波形整形
回路・１２の遅れ時間？含んで１０〜２０μＳ程度で／
１６石。時刻ｔｌｆｌ場合は電流■。は（＋）で、信号
■４２は０でも石ので、信号ｖ、３はＯのままラッチさ
れ、１寺刻ｔ２でＱ工ＩＵは（−）でｖ４２は丁でにＸ
Ｘ］“であり、信号Ｖ４３はゝ］ “Ｋラッチされるー
この電圧■４３は補正信号回路４４により信号も、ン出
力ｆろ。 さらにまた、単７図の補正信号発生器１７は第１Ｏ図に
示１″ようにＵイ目について考えるならば、トランジス
タ２１の両、・１°ｆ５ ＆、圧ｖ３．５ ′ＩＦ圧’
Ｆ’ｊＥ 出器４Ｊ −Ｑ 演ｆＪｊ Ｌ、それ以ｐ４
ｈ工車９図と同様な作用で補正倫号モ。？イ４Ｊろこと
ができろ。時刻ｔ１では信号ｖ２Ｉの立上りで信号ｖ４
２ｙラッチして信号Ｖ４３シまゝゝ１“となり、時刻ｔ
２で（′ｆ、信号Ｖ２．の立上りで信号ｖ４２ノラッチ
して悄−号ｖ４３はゝ０“となろので、′曲流Ｊ。の方
間検出し補正信号もＵ？得ろ。 猿たさｂに、第７図の補正信号発生器Ｊ７は第１１図に
示すような別の構成によっても達成′ｆろことかできろ
。トランジスタ２１の駆動’ｇｔ、 ６東５０から世抗
５１？通ってトランジスタ５２に介して、トランジスタ
２１のオン用ベース電流ケ供給し、バイアス電源５４と
トランジスタ５３により、トラン′ジスタ２１のベース
にオフ用のバイアス゛（５）圧乞加える。、・駆動信号
Ｖ２１によってトランジスタ５２．５３７２’オン、オ
フさせろことによりトランジスタ２１のベース電流ン与
えろ。この時トランジスタ２１のベース（Ｂ） 、！：
エミツタ（Ｅ）間の電圧Ｖ６ｏは、トランジスタ２１に
コレクタ（Ｃ）からエミッタ（Ｅ）に電流が流れている
；場合とエミッタＥからコレクタＣに流れろ場合とでは
局圧値が異なる。１−なわち、トランジスタ２］のコレ
クタＣかもエミッタＥＫ電流が流れている場合は′解圧
■５゜は正で０７〜ｚ、ｏｖａ度である。またエミッタ
ＥからコレクタＣＫ電流が流れている３局合、−「なわ
ちダイオード；３１に！−１流がｖｌすれている場合は
、トラン′ジスタ２１のコレクタＣ’ｔ”！エミッタＥ
に対して０７〜１，２１呈度負となり、トラン′ジスタ
２１のベース市：流はベースＢからコレクタＣにン点れ
る（トラン・ジスタ２１はＮＰＮ、［合でベースＢとコ
レクタＣＩ＋Ｘ等価的にダイオードと考えることができ
ろ）ので、電圧■５ｏはほぼ０■か０．１〜０．２ Ｖ
ｉｔｕ Ｌ？負と’ｌ’ｌ ；６−この電圧Ｖ５ｏ乞
゛電圧検出器４】によって検出１−ることにより電流方
向？検出１−ろことかできる。 トランジスタ２１のオン時のベース、エミッタ問聞正圧
ｖ５ｏは、′重圧ｖ２．よりわずかに遅れがあるので、
ｃ８：圧”２１’ｌｌ遅れ回路ｔ１５７７通したｔａだ
け遅れた信号ｖ４゜により信号ｖ４２ンラッチして信号
ｖ４３ン出カさせろ。 時刻ｔ 、では市原■、Ｊは正で、トランジスタ２１の
Ｂ−Ｅｉｔｆｌ ′重圧ｖ６ｏは正で信号ｖ４２は町“
であり、この信号ケラッチして信号ｖ４３はゝ＼］′で
ある。時刻ｔ２では、Ｌ流■−ま狛で電圧り。は零か負
であり、信号Ｖ、２に？ Ｏ“であるので、信号■４３
はゝ０〃ンラッチ１−石。 なおまた、第１１図のトラ〉′ジスタン１のベース、エ
ミッタ間間圧ケ利用イろ方式は第１２図に示−「ように
例えばゲートターンオフサイリスタロ］ＹＩ史用でＵＪ
、Ｊ合、ゲートターン゛オフサイリスタのゲート（Ｇ）
とアノード（、Ａ）間にダイオード６２ケ逆並列に接続
することによりイン′バータのスイッチング素子がトラ
ンジスタでなくても全く回唾な作用に行わぜｂことが可
能である。 またｊ、ｃお以上、説明した動作（エインバータブリッ
ジに使用ｆ勺素子や転流方式に関伸なく広く応用できる
ことは説明ｆ石−までもない。 〔非明の効果〕 以上説明したように本発明によれは、負荷重；流の方向
？、演出して、インバータブリッジの直列に接続したス
イッチのデッドパントン補正−ｒｂことにより、電圧変
動を補償′ｆ石と同時にインバータ出力波形の歪Ｙ減少
させろことにより、安定で性能ノ良い、すなわちトルク
リップルの少ナイ、しかも負荷電流波形が正弦波に近く
なり、高効率のｒ乱動様運転？可能とて石下庄形インバ
ータの’１Ｉｉｌｌ釧装置乞提供することができる。
ので、この間の出力電圧は仙荷電流■が実線の方向に流
れ続げろとダイオード３４７通って流れろ以外に回路が
構成されず、Ｕ点は直流電源の（＝）側にスイッチされ
た波形となろ。このた・め電圧■。−０は時刻ｔ２マで
は（−）となる。次てトランジスタ２１がオンしている
期間ｔ２〜ｔ４間は電圧Ｖｇ−ｏｆ工（＋）となり、ト
ランジスタ２１ 、２４が共にオフしていｂｔ４〜ｔ６
期間は１イ■びダイオード３４が４通し、甜、圧■。−
０は（−）となろっ 次に負荷電流Ｉが破線の矢印の方向に流れている場合は
第５１図（ｂ）に示すＶ、−ｏ波形となる。すなわちト
ランジスタ２１．２４が共にオフの期間はダイオード３
１？通って直流型＃、Ｊに負荷電流が流れるので１期間
ｔ、〜ｔ２、期間ｔ４〜ｔ５はｖｕ −ｏ ’ｒ”＋
（＋）となる。 このように同一出力′重圧ン出１−ようなｐ Ｗ Ｍ
ｉ！制御乞行なっても負荷電流の方向により出力′吊、
圧は第５図（ａ） 、 （ｂ）のように大幅に変化ｆ’
ｂ。 負荷亀動丁幾が誘導亀・Ｘ伽１幾であろコ２局合につい
て負荷電流とインバータ出力電圧の変化ケ考えてみる。 第６図（、）は誘導電動機が無負荷の場合、負荷′電流
は約９０°遅れているので第５図（ｂ）に相当し、電圧
基準Ｖ二に対し、インバータ出力電圧は、電気角９００
までは電圧基準■コより大きく、［（（気角９０°から
１８０゜までは第５図（ａ）に相当し、基準■。より低
い破線に示てｖＵなる出力となる〇 誘導′電動機が全負荷の場合は、負荷力率が良くなり、
第５図（ｂ）に示すようにインバータ出力電圧は低下ｆ
／ｐ部分が広くなり、電圧が低下−ｔ−６゜誘導電動イ
幾が回生運転中の場合？同図（ｃ）に示て。 インバータ出力′市圧は上昇して゛いろのが認めしれろ
Ｏ このように負荷電流の力率角により基準暫圧よリインバ
ータ出力礪圧が変化し、その瞬時変化ｆｋはほぼ一定で
あるため出力電圧が低い場合はど電圧の変動率が大きく
なり、しかも出力電圧波形も正弦波から歪んでくる。こ
σ）ため従来のＰＷＭ制御のインバータでは負荷電流に
よるイン′ノく一タ出力電圧が大幅に変動てろことによ
り誘導′直動機の磁束が変化し、運転が不安定になると
同時に、電流波形が歪んで電動機の効率が低下したり、
トルクリップルが増加したり−ｆｂ欠点があった。 〔発明の目的〕 本発明は上記の点を考慮してなされたもので、インバー
タ出力電圧の波形歪ケ改善ｆろと同時に出力電圧変動率
を向上させ得ろ串、玉形イン′ノクータの制御装置θケ
提供ｆ石こと？目的とするものであろＯ 〔発明の概要〕 上記目的ン達成ｆｂために本発明は、電気弁に流れる電
流の通流方向？検出ｆ石検出手段と、この検出手段の検
出出力に基づいて、′電気弁の出力電流の位相による電
圧制御の遅れン補償ｆ石補償手段とを設けたことを・％
徴とてろものである。 〔発明の実施例〕 本発明の一実Ｍ例を第７図に示−ｆ０第１図とｉぼ１一
部分は同一番号２記してその説明は省略するー電流検出
器１４ 、１５．１６により負荷３のＵ相、■相、Ｗ相
の電流ンそれぞれ検出し、補正信号発生器１７，１８．
１９により電圧補正信号Ｖ６ｕ ＋ ”△Ｖ １ｖＡＷ
をそれぞれ出力し、電圧基準”ｕ ＋ Ｖｙ”、 ■’
と共に加では器２０ ａ 、 ２０ ｂ、２０ ｃによ
り加算し、新しい電圧基準Ｖ＝−Ｖ、”’： Ｖニー作
り、これケ変調用三角波ｅｔと比較！１０ 、１１ 、
１２によりそれぞれ比軸してＰＷＭ制御２行なう。 第８図に従って動作ン説明ｆろ。Ｉに圧基（みくと誘導
電動機３の相電圧は同相であり、負荷電幅ＩＵは駆動ト
ルク発生遅れ電、流である。電流検出器１４により電流
■Ｕに検出し、補正信号発生器１７により′直流■。の
極性？検出して■Δ０に示でような極性付の補正信号を
発生させろ。この１つ、８の大きさは上下のトランジス
タが共にオフしている時間に比例させることが理想であ
石−この補正信号］へ、８と前記電圧基準Ｖ。ン加護し
て、第８図に示で新しい電圧基準η′を作トこの新い・
電圧基準ｖ１．ｌは正弦波とはかなり異なった波形にな
っている。第６図で示したように「Ｒ圧基準が正弦波の
場合はインバータ出力ｖＵが正弦波とは異なった波形と
なるので、これケ補正てろような新しい電圧基準イ８に
よりインバータ出力御ｆろことにより・×８図ｖＵに示
でように電圧基準ｖＪ′ と一致した正弦波にｆろこ
とが可能となる。 コノヨウに負荷電流の方向によりインバータブリッジの
上、下のスイッチのデッドタイムの影響によるインバー
タ出力電圧の波形歪ケ、負荷電流の方向ケ検出す不こと
によりＰ Ｖｔ／ Ｍ匍ｊ師ケ１１％正１−ろことによ
り、インバータ出力電圧の歪？最少限にし、しかも電圧
変動率の少ブよい中１圧形インバータの制御ケ実現−ｆ
石ことができろ。 なお第７図はアナログ式のｐ Ｗ Ｍ ｆａｌ制御につ
いて説明し、だが、ディジタル式や計′ｒ１１機？使用
しｒ、ＪＷｒｖ！［制御に応用できることは説明てろま
でもない。 まブこ第７図で示した電流方向検出用Ω′市原流検出器
４、補正信号発生器１７は第９図に示ｆ別の方法でも実
現できろ。 第９図でしまＵ４目についてのみ貰己した。インバータ
ブリッジ部は第５図と同様であり、直流賀源の中点とＵ
相間の重圧？′着圧検出器４］により検出し、波形整形
回路４２によりロジックレベルに変鳴して信号ｖ４２？
出力ｆる。一方第３図に示した。［工λＫ ｒＱ１１回
路１３の出力■２．ｙクロックとし、この信−号■２１
の立上りで信号ｖ、、 ｙラッチ１−ろランチ回路４３
の出力′ｆ？′鳳とし、この信号ｖ４３とし、この信号
ｖ４３と同位相になるよう補正信号発生器）１４により
魁ｕなろ補ｉＥ信＠？出力して第７図の補正イに号％ｕ
に置喚えろことにより筆７図で説明した゛と同様な効果
が得られろ０ 第９１１２１におけろ遅れ時間ｔ。ｎは、Ｉｌ耘１（の
信号■２１によりトランジスタ２１ ’＆ 、駆動した
時のトランジスタ２１のオンディレィが主で、他に電圧
検出器４１、波形整形回路４２の遅れ時間も含んで２〜
３μｓ程席である。時間ｔ。Ｂｕｔ）ラン′ジスタ２１
のターン′オフ時間が主で、電圧検出器４１．波形整形
回路・１２の遅れ時間？含んで１０〜２０μＳ程度で／
１６石。時刻ｔｌｆｌ場合は電流■。は（＋）で、信号
■４２は０でも石ので、信号ｖ、３はＯのままラッチさ
れ、１寺刻ｔ２でＱ工ＩＵは（−）でｖ４２は丁でにＸ
Ｘ］“であり、信号Ｖ４３はゝ］ “Ｋラッチされるー
この電圧■４３は補正信号回路４４により信号も、ン出
力ｆろ。 さらにまた、単７図の補正信号発生器１７は第１Ｏ図に
示１″ようにＵイ目について考えるならば、トランジス
タ２１の両、・１°ｆ５ ＆、圧ｖ３．５ ′ＩＦ圧’
Ｆ’ｊＥ 出器４Ｊ −Ｑ 演ｆＪｊ Ｌ、それ以ｐ４
ｈ工車９図と同様な作用で補正倫号モ。？イ４Ｊろこと
ができろ。時刻ｔ１では信号ｖ２Ｉの立上りで信号ｖ４
２ｙラッチして信号Ｖ４３シまゝゝ１“となり、時刻ｔ
２で（′ｆ、信号Ｖ２．の立上りで信号ｖ４２ノラッチ
して悄−号ｖ４３はゝ０“となろので、′曲流Ｊ。の方
間検出し補正信号もＵ？得ろ。 猿たさｂに、第７図の補正信号発生器Ｊ７は第１１図に
示すような別の構成によっても達成′ｆろことかできろ
。トランジスタ２１の駆動’ｇｔ、 ６東５０から世抗
５１？通ってトランジスタ５２に介して、トランジスタ
２１のオン用ベース電流ケ供給し、バイアス電源５４と
トランジスタ５３により、トラン′ジスタ２１のベース
にオフ用のバイアス゛（５）圧乞加える。、・駆動信号
Ｖ２１によってトランジスタ５２．５３７２’オン、オ
フさせろことによりトランジスタ２１のベース電流ン与
えろ。この時トランジスタ２１のベース（Ｂ） 、！：
エミツタ（Ｅ）間の電圧Ｖ６ｏは、トランジスタ２１に
コレクタ（Ｃ）からエミッタ（Ｅ）に電流が流れている
；場合とエミッタＥからコレクタＣに流れろ場合とでは
局圧値が異なる。１−なわち、トランジスタ２］のコレ
クタＣかもエミッタＥＫ電流が流れている場合は′解圧
■５゜は正で０７〜ｚ、ｏｖａ度である。またエミッタ
ＥからコレクタＣＫ電流が流れている３局合、−「なわ
ちダイオード；３１に！−１流がｖｌすれている場合は
、トラン′ジスタ２１のコレクタＣ’ｔ”！エミッタＥ
に対して０７〜１，２１呈度負となり、トラン′ジスタ
２１のベース市：流はベースＢからコレクタＣにン点れ
る（トラン・ジスタ２１はＮＰＮ、［合でベースＢとコ
レクタＣＩ＋Ｘ等価的にダイオードと考えることができ
ろ）ので、電圧■５ｏはほぼ０■か０．１〜０．２ Ｖ
ｉｔｕ Ｌ？負と’ｌ’ｌ ；６−この電圧Ｖ５ｏ乞
゛電圧検出器４】によって検出１−ることにより電流方
向？検出１−ろことかできる。 トランジスタ２１のオン時のベース、エミッタ問聞正圧
ｖ５ｏは、′重圧ｖ２．よりわずかに遅れがあるので、
ｃ８：圧”２１’ｌｌ遅れ回路ｔ１５７７通したｔａだ
け遅れた信号ｖ４゜により信号ｖ４２ンラッチして信号
ｖ４３ン出カさせろ。 時刻ｔ 、では市原■、Ｊは正で、トランジスタ２１の
Ｂ−Ｅｉｔｆｌ ′重圧ｖ６ｏは正で信号ｖ４２は町“
であり、この信号ケラッチして信号ｖ４３はゝ＼］′で
ある。時刻ｔ２では、Ｌ流■−ま狛で電圧り。は零か負
であり、信号Ｖ、２に？ Ｏ“であるので、信号■４３
はゝ０〃ンラッチ１−石。 なおまた、第１１図のトラ〉′ジスタン１のベース、エ
ミッタ間間圧ケ利用イろ方式は第１２図に示−「ように
例えばゲートターンオフサイリスタロ］ＹＩ史用でＵＪ
、Ｊ合、ゲートターン゛オフサイリスタのゲート（Ｇ）
とアノード（、Ａ）間にダイオード６２ケ逆並列に接続
することによりイン′バータのスイッチング素子がトラ
ンジスタでなくても全く回唾な作用に行わぜｂことが可
能である。 またｊ、ｃお以上、説明した動作（エインバータブリッ
ジに使用ｆ勺素子や転流方式に関伸なく広く応用できる
ことは説明ｆ石−までもない。 〔非明の効果〕 以上説明したように本発明によれは、負荷重；流の方向
？、演出して、インバータブリッジの直列に接続したス
イッチのデッドパントン補正−ｒｂことにより、電圧変
動を補償′ｆ石と同時にインバータ出力波形の歪Ｙ減少
させろことにより、安定で性能ノ良い、すなわちトルク
リップルの少ナイ、しかも負荷電流波形が正弦波に近く
なり、高効率のｒ乱動様運転？可能とて石下庄形インバ
ータの’１Ｉｉｌｌ釧装置乞提供することができる。
第１図は従来の１Ｍ１］御装置ｉ２Ｚのブロック図、第
２図はパルスｌ隅変調制調の原理を説明でろ説明１ン）
、第３図はイ〉′バータＭｊ’Ｊυ回路のより詳細なブ
ロック図、第４図は同装置の信号（力係？、況明−（−
７）説明図、第５図および第６図（ａ）、（ｂ）、（ｃ
）は従来装置ん虜によ石型圧変動と波形歪ケ説明てる説
明図、第７１ス（１本発明の一実施例ケ示すブロック図
、；ａ」； ｓ図は第７図の装置Ｗの作用ン説明でろ説
明図、２Ｊ９図、第１０図、第］１図および第１２図は
それぞれ本発明の異なろ実施例〉示−「、ヅ部の接続図
および動作流明図でルン七ミ）。 Ｊ・・・１汀θｉｔ； ３！江源、２・・・インバータ
ブリッジ、３・・・Ｉ荷ｄΣ動俄、４・・・周波数設定
器、訃・・ランプ函数発生器、６・・・電圧パターン回
路、７・・・■７今゛変堕器。 ８・・・交流電圧基準回路、９・・・発振器、Ｔｏ 、
１１ 、 Ｊ、２・・・比較；（眠１３・・・、賂動
回路、Ｍ 、 １．５ 、１６・・・電流検出器、 ＋
７． ＩＬ １９−ｈｌｉ正Ｇｔ号発生発生２０ａ、２
０ｂ。 ２０ ｃ・・・カロ１蝮器、２１．２４・・・トランジ
スタ１．−３１ 、３４・・・ダイオード、４１・・借
１）圧検出ン咎、４ｚ・・・ｌ庚形督形器、４３・・・
ラッチ回路、４４・・・踊「Ｅ信号発生器、１５・・・
タイムディレィ。 出願人代理人 猪 股 ？＋Ｖ第２図 第５図 ＰＷＭＵ、、 、−一一トー ＬＩ Ｉｓ、 Ｌ５ 第３医 １ 第４図 第８図 洩″ 第１２図 第９図
２図はパルスｌ隅変調制調の原理を説明でろ説明１ン）
、第３図はイ〉′バータＭｊ’Ｊυ回路のより詳細なブ
ロック図、第４図は同装置の信号（力係？、況明−（−
７）説明図、第５図および第６図（ａ）、（ｂ）、（ｃ
）は従来装置ん虜によ石型圧変動と波形歪ケ説明てる説
明図、第７１ス（１本発明の一実施例ケ示すブロック図
、；ａ」； ｓ図は第７図の装置Ｗの作用ン説明でろ説
明図、２Ｊ９図、第１０図、第］１図および第１２図は
それぞれ本発明の異なろ実施例〉示−「、ヅ部の接続図
および動作流明図でルン七ミ）。 Ｊ・・・１汀θｉｔ； ３！江源、２・・・インバータ
ブリッジ、３・・・Ｉ荷ｄΣ動俄、４・・・周波数設定
器、訃・・ランプ函数発生器、６・・・電圧パターン回
路、７・・・■７今゛変堕器。 ８・・・交流電圧基準回路、９・・・発振器、Ｔｏ 、
１１ 、 Ｊ、２・・・比較；（眠１３・・・、賂動
回路、Ｍ 、 １．５ 、１６・・・電流検出器、 ＋
７． ＩＬ １９−ｈｌｉ正Ｇｔ号発生発生２０ａ、２
０ｂ。 ２０ ｃ・・・カロ１蝮器、２１．２４・・・トランジ
スタ１．−３１ 、３４・・・ダイオード、４１・・借
１）圧検出ン咎、４ｚ・・・ｌ庚形督形器、４３・・・
ラッチ回路、４４・・・踊「Ｅ信号発生器、１５・・・
タイムディレィ。 出願人代理人 猪 股 ？＋Ｖ第２図 第５図 ＰＷＭＵ、、 、−一一トー ＬＩ Ｉｓ、 Ｌ５ 第３医 １ 第４図 第８図 洩″ 第１２図 第９図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、半導体スイッチング素子とダイオードとン逆並列に
接続した電気弁ンブリッジ結、腺して成り、パルス幅変
調制御により直流乞交流に変換′１−ろ徽正形インバー
タの制御装置において、前記電気弁に流れる電流の通流
方向？検出′ｆろ検出手段−と、この検出手段の検出出
力に基づいて、前記電気弁の出力電流の位相による電圧
制御の遅れを補償する補償手段と？設けたことが特徴゛
とｆろ電圧形インバータの制御装置。 ２、電気弁Ｋ ＩＮ、れろ電流の通流方向の検出？、電
気弁駆動信号と、電気弁出力端子および固定解位点間の
電圧変化ケ検出ｆることにより行なうこと７ａ−′特徴
とｆろ特許請求の範囲第１項記載の電圧形インバータの
制御装置。 ３ 電気弁に流れる′電流の通流方向の検出乳°心気弁
駆動信号と、電気弁駆動部の電圧変化とに基づいて行な
うことケ特徴とでる特許請求の範囲第１項記載の雷、正
形インバータの制御装置。 ４、電気弁に流れる電流の通ｂＩＬ方向の検出乞、（電
気弁の駆動入力端と電気弁の主端子との間にダイオード
？逆並列に接続し、電気弁部・ｌ□ｔＩＪ信号と前記駆
動入力端の電圧変化とにより行なうこと？特徴とｆる特
許請求の範囲第１項記載の電圧形インバータの制御装置
。 ５、電気弁に流れる電流の通流方向の検出ケ２゛由；気
弁の両端電圧と′屈気弁１駆動信号とに−より行なうこ
とン特徴とｆろ特許請求の範囲第１項記載の電圧形イン
バータの制御装置。 ６、電気弁に流れ７−１電流の通流方向の検出ケ、イン
バータ出力゛藏流により行なうこと？′）ｆ家とてろ特
許請求の範囲第１項記載の電圧形インバータの制御＠置
。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57228061A JPS59123478A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 電圧形インバ−タの制御装置 |
| DE8383112374T DE3366791D1 (en) | 1982-12-28 | 1983-12-08 | Control system for a voltage-type inverter |
| EP83112374A EP0116706B1 (en) | 1982-12-28 | 1983-12-08 | Control system for a voltage-type inverter |
| KR1019830006041A KR880001151B1 (ko) | 1982-12-28 | 1983-12-20 | 전압형 인버어터의 제어장치 |
| US06/564,677 US4546422A (en) | 1982-12-28 | 1983-12-23 | Control system for a voltage-type inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57228061A JPS59123478A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 電圧形インバ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59123478A true JPS59123478A (ja) | 1984-07-17 |
Family
ID=16870577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57228061A Pending JPS59123478A (ja) | 1982-12-28 | 1982-12-28 | 電圧形インバ−タの制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4546422A (ja) |
| EP (1) | EP0116706B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59123478A (ja) |
| KR (1) | KR880001151B1 (ja) |
| DE (1) | DE3366791D1 (ja) |
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