JP2578159B2 - Ｐｗｍインバータ - Google Patents
ＰｗｍインバータInfo
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- JP2578159B2 JP2578159B2 JP63094899A JP9489988A JP2578159B2 JP 2578159 B2 JP2578159 B2 JP 2578159B2 JP 63094899 A JP63094899 A JP 63094899A JP 9489988 A JP9489988 A JP 9489988A JP 2578159 B2 JP2578159 B2 JP 2578159B2
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- Japan
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- output
- voltage
- unit
- inverter
- pwm
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明はPWMインバータに関するものである。
B.発明の概要 本発明はPWMインバータにおいて、 インバータ本体の交流出力線の電圧をスター結線され
ている抵抗の両端から検出する出力電圧検出部と、この
出力電圧検出部の検出信号を増幅した出力と正弦波電圧
指令信号とを比較し、その比較出力から直流分に対して
有限な利得の得られるＰ−Ｉ増幅部で増幅して搬送波電
圧指令部と比較し、その出力をコンパレータ部でPWM制
御信号を得るようにしたことにより、 オープンループでもモータを極低速までトルクリップ
ルの小さな安定した回転で制御することができるもので
ある。
ている抵抗の両端から検出する出力電圧検出部と、この
出力電圧検出部の検出信号を増幅した出力と正弦波電圧
指令信号とを比較し、その比較出力から直流分に対して
有限な利得の得られるＰ−Ｉ増幅部で増幅して搬送波電
圧指令部と比較し、その出力をコンパレータ部でPWM制
御信号を得るようにしたことにより、 オープンループでもモータを極低速までトルクリップ
ルの小さな安定した回転で制御することができるもので
ある。
C.従来の技術 PWM方式の電圧形インバータにおいては、これまで低
周波帯域、低電圧まで正確な正弦波形に制御することが
極めて難しかった。これは、このインバータでは、三角
波状の搬送波形と正弦波状の信号波形をコンパレータで
比較するPWM制御回路が設けられているが、指令正弦波
波形等をいかに正確にしても主回路トランジスタのデッ
トタイムを確保するための遅れや、トランジスタ回路自
体の遅れ等によってどうしても出力電圧に相当の波形歪
が生じてしまう。
周波帯域、低電圧まで正確な正弦波形に制御することが
極めて難しかった。これは、このインバータでは、三角
波状の搬送波形と正弦波状の信号波形をコンパレータで
比較するPWM制御回路が設けられているが、指令正弦波
波形等をいかに正確にしても主回路トランジスタのデッ
トタイムを確保するための遅れや、トランジスタ回路自
体の遅れ等によってどうしても出力電圧に相当の波形歪
が生じてしまう。
D.発明が解決しようとする課題 上述のインバータでモータ等を運転する場合は、モー
タを円滑に制御できなくなる。特に近年では、高周波ス
イッチングトランジスタが出現し、パルス幅変調のチョ
ッピング周波数が高くなるにつれて、トランジスタ回路
の回路出力の遅れと、そのバラツキ等による出力波形の
歪がより大きくなる。この出力波形に歪のある回路出力
によりモータを駆動させる場合には、モータ電流がハン
テングを生じたり、大きな回転リップル等を生じたりし
て使用に耐えることができなくなる。また、ASR（自動
変速）制御を行わないPWMインバータでは、例えば定速
速度の数10分の１の速度をコンスタントに得ようとする
ことも非常に難しくなる。
タを円滑に制御できなくなる。特に近年では、高周波ス
イッチングトランジスタが出現し、パルス幅変調のチョ
ッピング周波数が高くなるにつれて、トランジスタ回路
の回路出力の遅れと、そのバラツキ等による出力波形の
歪がより大きくなる。この出力波形に歪のある回路出力
によりモータを駆動させる場合には、モータ電流がハン
テングを生じたり、大きな回転リップル等を生じたりし
て使用に耐えることができなくなる。また、ASR（自動
変速）制御を行わないPWMインバータでは、例えば定速
速度の数10分の１の速度をコンスタントに得ようとする
ことも非常に難しくなる。
そこで、本発明はインバータ本体の交流出力電圧をス
ター結線されている抵抗の両端から検出し、この検出電
圧を増幅した電圧と、正弦波電圧指令信号とを突き合わ
せ、これを低周波部に対して有限ゲインを得るＰ−Ｉ増
幅器（比例積分増幅器）で増幅制御することにより、モ
ータを極低速まで安定して制御できるPWMインバータを
提供することを目的とする。
ター結線されている抵抗の両端から検出し、この検出電
圧を増幅した電圧と、正弦波電圧指令信号とを突き合わ
せ、これを低周波部に対して有限ゲインを得るＰ−Ｉ増
幅器（比例積分増幅器）で増幅制御することにより、モ
ータを極低速まで安定して制御できるPWMインバータを
提供することを目的とする。
E.課題を解決するための手段 問題点を解決するための手段として本発明は、搬送波
波形と正弦波波形とを突き合わせてPWM出力を得、このP
WM出力によりインバータ本体を駆動するPWMインバータ
であって、前記インバータ本体の交流出力線に抵抗をス
ター結線してその抵抗端から電圧を検出する出力電圧検
出部と、該出力電圧検出部の検出電圧を入力とし、これ
を正弦波電圧に変換して増幅する差動増幅部と、該差動
増幅部の出力と正弦波電圧指令部からの正弦波電圧指令
信号とを突き合わせ、この突き合わされた信号を低周波
部に対して有限な利得を得るようにした比例積分（Ｐ−
Ｉ）増幅部と、該Ｐ−Ｉ増幅部の出力と搬送波電圧指令
部からの搬送波電圧指令とを突き合わせ、この突き合わ
された出力を比較して前記PWM出力を得るコンパレータ
とを備えたことを特徴とする。
波形と正弦波波形とを突き合わせてPWM出力を得、このP
WM出力によりインバータ本体を駆動するPWMインバータ
であって、前記インバータ本体の交流出力線に抵抗をス
ター結線してその抵抗端から電圧を検出する出力電圧検
出部と、該出力電圧検出部の検出電圧を入力とし、これ
を正弦波電圧に変換して増幅する差動増幅部と、該差動
増幅部の出力と正弦波電圧指令部からの正弦波電圧指令
信号とを突き合わせ、この突き合わされた信号を低周波
部に対して有限な利得を得るようにした比例積分（Ｐ−
Ｉ）増幅部と、該Ｐ−Ｉ増幅部の出力と搬送波電圧指令
部からの搬送波電圧指令とを突き合わせ、この突き合わ
された出力を比較して前記PWM出力を得るコンパレータ
とを備えたことを特徴とする。
F.作用 本PWMインバータでは、インバータ本体の交流出力側
に抵抗をスター結線し、その抵抗の両端から出力電圧を
検出し、その検出された電圧を増幅し正弦波電圧指令信
号と比較して、その出力を直流分に対し有限な利得を有
するＰ−Ｉ増幅器で増幅し、該増幅出力と搬送波電圧指
令信号を突き合わせ、この突き合わされた出力をコンパ
レータで比較して、PWM出力を得てインバータ本体を制
御する。
に抵抗をスター結線し、その抵抗の両端から出力電圧を
検出し、その検出された電圧を増幅し正弦波電圧指令信
号と比較して、その出力を直流分に対し有限な利得を有
するＰ−Ｉ増幅器で増幅し、該増幅出力と搬送波電圧指
令信号を突き合わせ、この突き合わされた出力をコンパ
レータで比較して、PWM出力を得てインバータ本体を制
御する。
G.実施例 次に、本発明の一実施例を第１図に基づいて説明す
る。第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
る。第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第１図において、符号１は交流電力を直流電力に変換
する整流器、２は整流器１の直流電力を交流電力に変換
するインバータ本体で、このインバータ本体２はトラン
ジスタu,v,w,x,y及びｚを３相ブリッジ接続して成り、
出力電圧及び出力周波数がPWM出力により制御される。
３はインバータ本体２に接続された負荷としての電動機
を示す。また、PWM制御装置は以下に説明する符号４〜1
2から構成される。出力電圧検出部４は、インバータ本
体２のｕ相、ｖ相、ｗ相の出力線に抵抗R10〜R12を介し
て抵抗4a〜4cをスター接続して構成され、その抵抗4a〜
4cの出力端子０−ｕ、０−ｖ、０−ｗから出力電圧に比
例した電圧信号を得る。差動増幅部５は差動増幅器5a〜
5cから成り、これら差動増幅器5a〜5cの入力端子には、
前記出力電圧検出部４の出力端子０−ｕ、０−ｖ、０−
ｗからの交流の電圧信号が各々入力され、出力電圧検出
部４の出力をこの差動増幅器5a〜5cで増幅する。従っ
て、この差動増幅器5a〜5cの出力には正弦波電圧指令部
６と逆相で、しかも直流分を含めた出力波形が得られ
る。突合わせ部７は、比較器7a〜7cより成り、正弦波電
圧指令部６の正弦波電圧発生器6a〜6cから供給される正
弦波電圧と、差動増幅器5a〜5cから出力する正弦波電圧
とを比較する。Ｐ−Ｉ増幅部８は増幅回路8a〜8c、抵抗
R2及びコンデンサC1から成る積分増幅回路とゲイン回路
に低周波部に対する有限ゲインとなる抵抗R1が接続され
て成る。このＰ−Ｉ増幅器８の出力は、第２図に示すよ
うに低周波方向に対して有限特性を有する。このＰ−Ｉ
増幅部８で差動増幅部５と正弦波電圧指令部６の出力を
比較増幅制御することによって常に安定した制御特性を
得ることができる。搬送波電圧指令部９は共通ラインを
経て突合わせ部10の比較器10a〜10cに接続され、該突合
わせ部10において搬送波電圧指令信号とＰ−Ｉ増幅部８
の出力信号とが比較される。コンパレータ部11はコンパ
レータ回路11a〜11cから成り、比較器10a〜10cの出力を
PWM出力にする。ベースドライブ部12は、コンパレータ
回路11a〜11cの出力信号をそのまま出力する端子u,v,w
と、反転回路12a〜12cでコンパレータ回路11a〜11cの出
力を反転させた信号を出力する信号端子x,y,zを有し、
これら端子u,v,w及びx,y,zを各々インバータ本体２のト
ランジスタU,V,W及びトランジスタX,Y,Zのベースに接続
され、これらのトランジスタをドライブする。
する整流器、２は整流器１の直流電力を交流電力に変換
するインバータ本体で、このインバータ本体２はトラン
ジスタu,v,w,x,y及びｚを３相ブリッジ接続して成り、
出力電圧及び出力周波数がPWM出力により制御される。
３はインバータ本体２に接続された負荷としての電動機
を示す。また、PWM制御装置は以下に説明する符号４〜1
2から構成される。出力電圧検出部４は、インバータ本
体２のｕ相、ｖ相、ｗ相の出力線に抵抗R10〜R12を介し
て抵抗4a〜4cをスター接続して構成され、その抵抗4a〜
4cの出力端子０−ｕ、０−ｖ、０−ｗから出力電圧に比
例した電圧信号を得る。差動増幅部５は差動増幅器5a〜
5cから成り、これら差動増幅器5a〜5cの入力端子には、
前記出力電圧検出部４の出力端子０−ｕ、０−ｖ、０−
ｗからの交流の電圧信号が各々入力され、出力電圧検出
部４の出力をこの差動増幅器5a〜5cで増幅する。従っ
て、この差動増幅器5a〜5cの出力には正弦波電圧指令部
６と逆相で、しかも直流分を含めた出力波形が得られ
る。突合わせ部７は、比較器7a〜7cより成り、正弦波電
圧指令部６の正弦波電圧発生器6a〜6cから供給される正
弦波電圧と、差動増幅器5a〜5cから出力する正弦波電圧
とを比較する。Ｐ−Ｉ増幅部８は増幅回路8a〜8c、抵抗
R2及びコンデンサC1から成る積分増幅回路とゲイン回路
に低周波部に対する有限ゲインとなる抵抗R1が接続され
て成る。このＰ−Ｉ増幅器８の出力は、第２図に示すよ
うに低周波方向に対して有限特性を有する。このＰ−Ｉ
増幅部８で差動増幅部５と正弦波電圧指令部６の出力を
比較増幅制御することによって常に安定した制御特性を
得ることができる。搬送波電圧指令部９は共通ラインを
経て突合わせ部10の比較器10a〜10cに接続され、該突合
わせ部10において搬送波電圧指令信号とＰ−Ｉ増幅部８
の出力信号とが比較される。コンパレータ部11はコンパ
レータ回路11a〜11cから成り、比較器10a〜10cの出力を
PWM出力にする。ベースドライブ部12は、コンパレータ
回路11a〜11cの出力信号をそのまま出力する端子u,v,w
と、反転回路12a〜12cでコンパレータ回路11a〜11cの出
力を反転させた信号を出力する信号端子x,y,zを有し、
これら端子u,v,w及びx,y,zを各々インバータ本体２のト
ランジスタU,V,W及びトランジスタX,Y,Zのベースに接続
され、これらのトランジスタをドライブする。
次に、本発明の一実施例の作用について説明する。
本PWMインバータではインバータの出力電圧をスター
結線した抵抗より成る出力電圧検出部４で検出し、この
検出した電圧を差動増幅部５で差動増幅しているので、
この出力信号は正弦波電圧指令部６から送られてくる電
圧波形指令信号と逆相で、しかも直流分を含めた直接の
出力波形が検出される。これは抵抗4a〜4cの両端から直
接インバータ出力を検出し、トランス等を用いていない
ため、直流分を含めた電圧波形が検出できるからであ
る。差動増幅部５の出力は突合わせ部７で正弦波電圧指
令信号と突き合わされ、Ｐ−１増幅部８に入力される。
Ｐ−Ｉ増幅部８の出力は突合わせ部10で搬送波電圧指令
部９の信号と突き合わされ、コンパレータ部11を介して
インバータ本体２を制御する。この際Ｐ−Ｉ増幅部８は
第２図の制御アンプ周波数特性に示すように低周波部に
対して有限な比較増幅制御を行い、常に安定した制御特
性を得る。つまり、インバータ本体２の３相出力電圧は
３相間トランジスタのオン，オフによる相対関係で定ま
るが、増幅回路8a〜8cの出力値が搬送波の中心に対して
対称でなくても増幅回路8a〜8cの出力値が一定の関係に
あれば増幅回路8a〜8cの出力電圧が略目標値になる。も
しＰ−Ｉ増幅部８の一相（例えば、増幅回路8a）に直流
分が入り、正弦波電圧波形の中心点が第３図に示すよう
にOVより矢印分だけズレた場合には、他の２相（増幅回
路8b,8c）もそれに追従して変化をはじめ、出力電圧を
全体として目標値通りになるようにするが、中心の安定
点は定まらず、常に変化をし、過渡的に波形制御のでき
ない相を生じたり、電圧波形指令信号の急変に対して安
定した高速応答が困難になる。上記直流分が混入すると
必ず不安定になる。
結線した抵抗より成る出力電圧検出部４で検出し、この
検出した電圧を差動増幅部５で差動増幅しているので、
この出力信号は正弦波電圧指令部６から送られてくる電
圧波形指令信号と逆相で、しかも直流分を含めた直接の
出力波形が検出される。これは抵抗4a〜4cの両端から直
接インバータ出力を検出し、トランス等を用いていない
ため、直流分を含めた電圧波形が検出できるからであ
る。差動増幅部５の出力は突合わせ部７で正弦波電圧指
令信号と突き合わされ、Ｐ−１増幅部８に入力される。
Ｐ−Ｉ増幅部８の出力は突合わせ部10で搬送波電圧指令
部９の信号と突き合わされ、コンパレータ部11を介して
インバータ本体２を制御する。この際Ｐ−Ｉ増幅部８は
第２図の制御アンプ周波数特性に示すように低周波部に
対して有限な比較増幅制御を行い、常に安定した制御特
性を得る。つまり、インバータ本体２の３相出力電圧は
３相間トランジスタのオン，オフによる相対関係で定ま
るが、増幅回路8a〜8cの出力値が搬送波の中心に対して
対称でなくても増幅回路8a〜8cの出力値が一定の関係に
あれば増幅回路8a〜8cの出力電圧が略目標値になる。も
しＰ−Ｉ増幅部８の一相（例えば、増幅回路8a）に直流
分が入り、正弦波電圧波形の中心点が第３図に示すよう
にOVより矢印分だけズレた場合には、他の２相（増幅回
路8b,8c）もそれに追従して変化をはじめ、出力電圧を
全体として目標値通りになるようにするが、中心の安定
点は定まらず、常に変化をし、過渡的に波形制御のでき
ない相を生じたり、電圧波形指令信号の急変に対して安
定した高速応答が困難になる。上記直流分が混入すると
必ず不安定になる。
本インバータはＰ−Ｉ増幅部８の増幅回路8a〜8cのゲ
イン回路に抵抗R1を設け、直流分に対して有限なゲイン
としているので、第４図に示すようにどの相も中心点に
ズレることなく、OVに対して対象な増幅出力が得られ、
その結果常に安定した応答の早い出力が得られる。
イン回路に抵抗R1を設け、直流分に対して有限なゲイン
としているので、第４図に示すようにどの相も中心点に
ズレることなく、OVに対して対象な増幅出力が得られ、
その結果常に安定した応答の早い出力が得られる。
また、本実施例によれば抵抗による出力電圧検出部
４、Ｐ−Ｉ増幅部８等によって閉ループを構成すること
によって、交流出力波形が正弦波電圧指令信号と増幅回
路8a〜8cの増幅利得を中心とするループ利得によって定
まるので、極低周波まで正確な電圧波形、出力電圧値が
得られ、オープンループでもモータを極低速までトルク
リップルの小さな安定した回転で制御することができ
る。
４、Ｐ−Ｉ増幅部８等によって閉ループを構成すること
によって、交流出力波形が正弦波電圧指令信号と増幅回
路8a〜8cの増幅利得を中心とするループ利得によって定
まるので、極低周波まで正確な電圧波形、出力電圧値が
得られ、オープンループでもモータを極低速までトルク
リップルの小さな安定した回転で制御することができ
る。
H.発明の効果 上記のように本発明によれば、極低周波まで正確な電
圧波形、出力電圧値が得られるので、オープンループで
もモータを極低速までトルクリップルの小さな安定した
回転で制御することができる。また、直流分に対して有
限なゲインが得られるようにすることにより、どの相に
おいても中心点がズレないようにし、常に安定した応答
の早いインバータを提供することができる。
圧波形、出力電圧値が得られるので、オープンループで
もモータを極低速までトルクリップルの小さな安定した
回転で制御することができる。また、直流分に対して有
限なゲインが得られるようにすることにより、どの相に
おいても中心点がズレないようにし、常に安定した応答
の早いインバータを提供することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の一実施例を示す制御アンプ周波数の特性を示す図、
第３図は正弦波制御増幅出力にオフセットが生じた場合
を示す波形図、第４図は正常制御時の搬送波波形と正弦
波波形の関係を示す図である。 ２……インバータ本体、４……出力電圧検出部、５……
差動増幅部、６……正弦波電圧指令部、８……Ｐ−Ｉ
（比例積分）増幅部、９……搬送波電圧指令部、11……
コンパレータ部。
明の一実施例を示す制御アンプ周波数の特性を示す図、
第３図は正弦波制御増幅出力にオフセットが生じた場合
を示す波形図、第４図は正常制御時の搬送波波形と正弦
波波形の関係を示す図である。 ２……インバータ本体、４……出力電圧検出部、５……
差動増幅部、６……正弦波電圧指令部、８……Ｐ−Ｉ
（比例積分）増幅部、９……搬送波電圧指令部、11……
コンパレータ部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−94585（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−285076（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−89481（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−174956（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】搬送波波形と正弦波波形とを突き合わせて
PWM出力を得、このPWM出力によりインバータ本体を駆動
するPWMインバータにおいて、前記インバータ本体の交
流出力線に抵抗をスター結線してその抵抗端から電圧を
検出する出力電圧検出部と、該出力電圧検出部の検出電
圧を入力とし、これを増幅する差動増幅部と、該差動増
幅部の出力と正弦波電圧指令部からの正弦波電圧指令信
号とを突き合わせ、この突き合わされた信号を低周波部
に対して有限な利得を得るようにゲイン回路に抵抗を設
けたＰ−Ｉ（比例積分）増幅部と、該Ｐ−Ｉ増幅部の出
力と搬送波電圧指令部からの搬送波電圧指令とを突き合
わせ、この突き合わされた出力を比較して前記PWM出力
を得るコンパレータ部と、該コンパレータ部の出力信号
を入力して前記インバータ本体を駆動するベースドライ
ブ回路とを備えたことを特徴するPWMインバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63094899A JP2578159B2 (ja) | 1988-04-18 | 1988-04-18 | Ｐｗｍインバータ |
| US07/339,736 US4903187A (en) | 1988-04-18 | 1989-04-18 | Control for variable frequency drive |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63094899A JP2578159B2 (ja) | 1988-04-18 | 1988-04-18 | Ｐｗｍインバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01268456A JPH01268456A (ja) | 1989-10-26 |
| JP2578159B2 true JP2578159B2 (ja) | 1997-02-05 |
Family
ID=14122878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63094899A Expired - Lifetime JP2578159B2 (ja) | 1988-04-18 | 1988-04-18 | Ｐｗｍインバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4903187A (ja) |
| JP (1) | JP2578159B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69011312T2 (de) * | 1990-01-29 | 1994-12-01 | Toshiba Kawasaki Kk | Wechselrichtersteuerungsgerät. |
| US4967336A (en) * | 1990-02-26 | 1990-10-30 | Motorola, Inc. | High voltage bridge interface |
| US5414342A (en) * | 1993-04-29 | 1995-05-09 | Unitrode Corporation | Voltage mode pulse width modulation controller |
| US5657216A (en) * | 1995-11-13 | 1997-08-12 | Allen-Bradley Company, Inc. | Method and apparatus for linearizing pulse width modulation in overmodulation region |
| JP6408938B2 (ja) * | 2015-03-06 | 2018-10-17 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータの故障診断装置及び故障診断方法 |
| US11014224B2 (en) | 2016-01-05 | 2021-05-25 | Milwaukee Electric Tool Corporation | Vibration reduction system and method for power tools |
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