JP2504518B2 - Ｐｗｍインバ―タの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明はPWMインバータの制御装置に関するものであ
る。

B.発明の概要 本発明の電圧指令信号を各相毎に増幅し、その増幅信
号と搬送波信号を比較制御するPWMインバータの制御装
置において、 インバータの出力電圧を直接検出する第１アンプと、
そのアンプ出力から基本波信号のみをとり出す基本波成
分検出回路を設けることにより、 電圧検出波形に対して極めて忠実に検出を行うことが
でき、また出力に含まれる同相分を確実に除去すること
ができ、電圧指令信号と全く同じ出力電圧波形を保つこ
とができるようにしたものである。

C.従来の技術 誘導電動機（以下「IMと省略する）を可変速駆動しよ
うとする場合には、PWMインバータが多く用いられてい
る。かかるインバータにおいて、速度帰還ループなしに
IMを駆動しようとするときには、軽負荷時の特定周期数
領域で電流のハンチングが生じ易くなり、制御不能にな
る可能性があること、大きなトルクリップルを生じ易い
こと等の点で大きな問題がある。特に、低速駆動ではト
ルクリップルの影響が大きくなり、有効可変速範囲は大
きくみても20対１の回転数範囲以下になり、振動を嫌う
用途（エレベータ駆動装置）に全く適用できない程の振
動を生ずる。この原因としては、インバータの出力部分
を構成するパワースイッチング素子（第２図のTU〜TW,T
X〜TZ）のON/OFF動作の遅れがあり、この遅れがあるた
め各スイッチング素子のON→OFF→ONのスイッチング指
令に遅れを持たせる必要がある。（トランジスタの動作
遅れにより正負極電源短絡を防ぐ必要があるからであ
る。）このため、かかるインバータではデットタイムを
持たせているが、目標の出力電圧と実際の出力電圧との
間に差が生じ、これが波形歪になる。またパワースイッ
チング素子自身や制御要素等の動作遅れによるバラツキ
があるので、理論制御値と実際の出力値との間に差が生
じて第３図の点線で示すような波形歪が生じる。

D.発明が解決しようとする課題 上記の制御装置では、エレベータ駆動装置等のように
振動を嫌う装置に使用することができなくなる。

そこで、本発明は第１アンプと基本波成分検出回路を
備えることにより、電圧検出が波形に対して極めて忠実
に検出を行うことができ、また出力に含まれる同相分を
確実に除き，電圧指令信号と同じ出力電圧波形を得るこ
とができるPWMインバータの制御装置を提供することを
目的としている。

E.課題を解決するための手段 上記問題点を解決するための手段として本発明は、電
圧指令信号を各相毎にＰ−Ｉ制御増幅器で増幅し、この
増幅した出力信号と搬送波信号とをコンパレータで比較
制御してトランジスタイバータをドライブするようにし
たPWMインバータにおいて、前記インバータの出力電圧
を直接検出する第１のアンプと、該第１のアンプの出力
信号から基本波成分以外の成分を取り除いて基本波信号
を得る基本波成分検出回路を設け、該基本波成分検出回
路の出力信号を前記Ｐ−Ｉ制御増幅器に入力し、該Ｐ−
Ｉ制御増幅器で前記電圧指令信号と基本波信号とを比較
増幅して、前記コンパレータに入力したことを特徴とす
る。

F.作用 本制御装置では、基本波成分検出回路の出力信号をＰ
−Ｉ制御増幅器に入力し、該Ｐ−Ｉ制御増幅器で電圧指
令信号と基本波信号とを比較増幅してコンパレータに入
力し、該コンパレータで比較制御してトランジスタイン
バータをドライブする。

G.実施例 次に、本発明の一実施例を第１図に基づいて説明す
る。第１図は本発明の一実施例を示す回路図で、この図
においてインバータ制御回路は符号１〜14より成り、ト
ランジスタインバータの主回路は上述した第２図のパワ
ートランジスタTU〜TW,TX〜TZ等より成っている。第１
図において、符号１は比例アンプ1a〜1c（必要に応じて
フイルタを設ける）から成る第１のアンプで、比例アン
プ1a〜1cはオペアンプ等から成り、その入力側はインバ
ータ出力線Ｕ〜Ｗより検出して、後段で必要とする電圧
に置換する。（Ｕ＋ω），（Ｖ＋ω），（Ｗ＋ω）は比
例アンプ1a〜1eへ入力する信号である。

尚、Ｕ〜Ｗは基本波の検出電圧、ωは基本波成分に重
畳される同相のAC電源成分である。２は基本波成分検出
回路で、この検出回路２は加算部３、第２のアンプ４、
突き合わせ部５及び第３のアンプ６から成る。加算部３
は比例アンプ1a,1bおよび1cを接続し、これらのアンプ
出力を加算する。第２のアンプ４の入力側は加算部３に
接続され、出力側に、 （Ｕ＋ω）＋（Ｖ＋ω）＋（Ｗ＋ω）＝３ωを得る。
この第２のアンプの利得を1/3に設定するとアンプ出力
は３ω/3＝ωになる。５は比較器5a〜5cから成る突き合
わせ部で、突き合わせ部は第２のアンプ４の出力側と共
通ライン100を介して接続されると共に、比例アンプ1a
〜1cの出力側が各々接続され、比例アンプ1a〜1cの出力
と第２のアンプ４の出力とを比較する。６は第３のアン
プで、この第３のアンプ６はアンプ6a〜6cよりなり、入
力側が比較器5a〜5cに接続され、比較出力、（Ｕ＋ω）
−ω＝Ｕ、（Ｖ＋ω）−ω＝Ｖ、（Ｗ＋ω）−ω＝Ｗを
得る。すなわち、基本波成分以外の成分ωを取り除いた
基本波の電圧信号を得る。

また、符号７は正弦波電圧指令信号で、この指令信号
は通常はライン電圧指令である。８は突き合わせ部で、
この突き合わせ部８には比較器8a〜8cが設けられてお
り、比較器8a〜8cはアンプ6a〜6cとＵ〜Ｗ相電圧信号の
各線が接続され、アンプ出力とＵ〜Ｗ相指令を比較す
る。９はＰ−Ｉ（比例積分）アンプで、Ｐ−Ｉアンプ９
はアンプ9a〜9cより成り、この入力側が比較器8a〜8cに
接続され、Ｕ〜Ｗ電圧指令信号の各瞬時値とアンプ6a〜
6cの出力が比較増幅される。10は搬送波発生回路で、搬
送波発生回路10は共通ライン101を介して比較器11a〜11
cの入力側に接続され、搬送波信号を比較器11a〜11cに
入力する。11は突き合わせ部で、この突き合わせ部11は
比較器11a〜11cより成り、搬送波信号とアンプ出力より
比較出力を得る。12はコンパレータ部で、コンパレータ
部12はコンパレータ12a〜12cから成り、コンパレータ12
a〜12cの入力側が比較器11a〜11cに接続され、コンパレ
ータ出力を得る。13は反転回路で、この反転回路13はノ
ット回路13a〜13cより成り、ノット回路13a〜13cの入力
側はコンパレータ12a〜12cに接続され、出力側が絶縁伝
達器14に接続される。この絶縁伝達器14はトランス14a
〜14fから成り、コンパレータ12a〜12cとトランス14a,1
4c,14eの各入力側が接続されると共に、ノット回路13a
〜13cの出力側がトランス14b,14d,14fの入力側に接続さ
れる。トランス14a〜14fの出力側はトランジスタインバ
ータのパワートランジスタTU〜TZのベース電極に接続さ
れパワートランジスタTU,TV,TWは前記コンパレータの出
力信号によりオンし、またパワートランジスタTX,TY,TZ
はノット回路13a〜13cの出力信号によりオンする。

次に、本実施例の作用について説明する。

本作用を説明するにあたって、比例アンプ1a〜1cは第
２図に示すトランジスタインバータ出力側の交流出力線
Ｕ〜Ｗに接続する。インバータの直流電源は商用の３相
電源を整流して用いている。その際一般的には３相の１
線は接地して用いる。また制御回路部の０電位（比例ア
ンプ1a〜1cの入力端の一方は０電位に接続）は、電源に
対してフローティングの場合もあるが、一般には図示省
略の測定器等を介してアースに接続されている。

第１のアンプ１がいわゆるフローティング状態の場合
に第１のアンプ１の比例アンプ1a〜1cには、インバータ
出力側より検出電圧Ｕ〜Ｗのみが入力する。このとき、
第２のアンプ４の出力は０になる。これはインバータ出
力線の３相がスター結線されていているため、検出電圧
Ｕ〜Ｗの和が＋＋＝０になるためである。従っ
て、第３のアンプ６の出力はＵ〜Ｗ基本波のみとなる。
このようにしてＰ−Ｉアンプ９以降では、Ｕ〜Ｗ相電圧
指令波形と各々同一波形になるように制御が行われる。

また、第１のアンプ１の０電位が測定器等を介して接
地され、また３相電源の１線が接地されている場合に
は、第１のアンプ１の比例アンプ1a〜1cのＵ〜Ｗ入力は
基本波成分Ｕ〜Ｗに直流側のAC電源成分ωが重畳された
複雑な波形となり、そのままＵ〜Ｗ相指令と突き合わせ
た場合には出力電圧も歪むことになる。第１のアンプに
おいて比例アンプ1a〜1cの各出力には同相のAC電源成分
が重畳しており、第２のアンプ４の出力は（＋ω）＋
（Ｖ＋ω）＋（＋ω）＝３ωになる。また、第２の
アンプ４のゲインは1/3に設定されているので、第２の
アンプ４のアンプ出力は３ω/3＝ωになる。また、第３
のアンプ６において、アンプ6a〜6cの入力は、（Ｕ＋
ω）−ω、（Ｖ＋ω）−ω、（Ｗ＋ω）−ωになる。

従って、本インバータでは第１〜第３のアンプ1,4を
設けることにより、基本波以外は要素を完全に取り除
き、突き合わせ部８で基本波成分Ｕ〜ＷによってＵ〜Ｗ
相の電圧指令信号との比較を行い、PIアンプ９を介して
Ｕ〜Ｗの電圧指令値と全く同一の出力電圧波形でトラン
ジスタインバータのパワートランジスタTU〜TZを制御す
る。また、一般に高性能を要するインバータの周波数は
０乃至定格周波数迄の連続制御を必要とするが本インバ
ータでは電圧検出値を直接第１のアンプ１に入力してい
るので、絶縁トランス方式等を用いた場合のように周波
数限界がなくなり基本波成分を極めて忠実に検出するこ
とができる。また、本インバータでは第２のアンプを設
けることにより、出力に含まれる同相のAC電源成分を確
実に除去することができる。また、搬送波方式によって
制御するＵ〜Ｗの電圧指令は一般にライン電圧である
が、これに対し、第１のアンプ１の検出も０電位をスタ
ー結線の中性点となるライン電圧であり、制御目標出力
（Ｐ−Ｉアンプの出力）とインバータ出力電圧のフイー
ドバック値とは完全に同相検出値であるため制御安定度
が極めて高くなり、また、調整要素を設けた場合におい
て各相出力を各々独立して調整することができるため、
制御が極めて容易になる。また、本インバータではＰ−
Ｉインバータによって電圧指令信号に常に追従制御して
いるので、パワートランジスタの出力電圧波形が完全な
正弦波により、各要素の遅れやバラツキ等に影響されな
い正確な出力電圧を得ることができる。従って、本イン
バータによれば数百対１の回転数範囲においてオープン
ループでありながら極めてトルクリップルの小さなモー
タの回転制御を行うことができる。

H.発明の効果 上記のように本発明によれば、制御安定度が極めて高
くなり、各相出力を各々独立して調整することができる
ので、制御が極めて容易になる。また、Ｐ−Ｉアンプに
よって指令波形に常に追従制御しているので、パワート
ランジスタの出力波形を完全な正弦波にすることがで
き、各要素の遅延やバラツキ等によって影響されない正
確な出力電圧を得ることができる。このために本インバ
ータによれば、数百対１の回転数範囲においてオープン
ループでありながら極めてトルクリップルの小さなモー
タの回転制御をすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は一般
的なPWMインバータの主回路の例を示す回路図、第３図
は目標波形と実際の出力波形との差異を示す図である。 １……第１のアンプ、1a〜1c……Ｕ乃至Ｗのアンプ、４
……第２のアンプ、６……第３のアンプ、７……正弦波
指令信号、９……PI（比例積分）アンプ、10……搬送波
発生回路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】インバータの３相の出力電圧を検出し、該
   検出信号と３層の電圧指令信号とを各相毎に比較し、そ
   の差の信号をＰ−Ｉ制御増幅器で増幅し、この増幅した
   出力信号と搬送波信号とをコンパレータで比較制御して
   トランジスタインバータをドライブするようにしたPWM
   インバータにおいて、前記インバータの３相出力電圧を
   直接検出する第１のアンプと、該第１のアンプの出力信
   号から基本波成分以外の成分を取り除いて基本波信号を
   得る基本波成分検出回路を設け、該基本波成分検出回路
   の出力信号を前記電圧指令信号と比較し、その差の信号
   を前記Ｐ−Ｉ制御増幅器に入力し、該Ｐ−Ｉ制御増幅器
   で前記電圧指令信号と基本波信号とを比較増幅して、前
   記コンパレータに入力するようになし、前記基本波成分
   検出回路は、前記第１のアンプの３相出力を加算する加
   算部と、該加算部の出力を増幅する第２のアンプと、該
   第２のアンプの出力と前記第１のアンプの出力とを突き
   合わせて基本成分以外の成分を取り除く突き合わせ部
   と、該突き合わせ部で取り出した基本波成分を増幅して
   前記電圧指令信号と比較する第３のアンプとで構成した
   ことを特徴とするPWMインバータの制御装置。