JPH0458782A - 交流電動機の駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明はインバータ回路を用いた交流電動機の駆動装置
に関する。

（従来の技術） ブラシレスモータにおいては、固定子巻線と永久磁石形
の回転子との相対的位置をホール素子等の位置検出素子
を用いずに固定子巻線に生ずる誘起電圧を含む端子電圧
を利用して検出する方式が採用されるようになってきて
いる。

この従来例を第８図に示す。即ち、１は直流電源、２は
ブラシレスモータ３の固定子巻線３Ｕ。

３Ｖ及び３Ｗに通電するためのインバータ回路、４．５
及び６は固定子巻線３Ｕ、３Ｖ及び３Ｗに生ずる誘起電
圧を含む端子電圧ＵＶ、ＶＶ及びＷ■を９０°移相させ
るフィルタ回路、７はこれらのフィルタ回路４乃至６の
出力信号から中性点電圧ＮＶを得る検出回路、８．９及
び１０は一次遅れ要素たるフィルタ回路４．５及び６の
出力信号と中性点電圧ＮＶとを夫々比較する比較器、１
１は制御回路である。第９図は従来例の動作を示すタイ
ムチャートであり、今、これを参照してＵ相について考
えてみる。固定子巻線３Ｕに生ずる端子電圧ＵＶ（第９
図（ａ）参照）には、イン／＜　−夕回路２の転流時に
対アーム還流ダイオードの導通によって生ずるスパイク
状の電圧成分力へ含まれている。このスパイク状の電圧
成分の影響をなくすために、端子電圧ＵＶをフィルタ回
路４によって９０°位相をシフトさせ、第９図（ｂ）で
示すような移相電圧ＤＵＶとする。その後、この移相電
圧ＤＵＶと第９図（ｂ）に示す中性点電圧ＮＶとを比較
器８により比較し、第９図（ｃ）で示すように位置検出
信号ＰＳＵを得る。他のＶ及びＷ相についても同様であ
り、端子電圧ｖｖ及びＷ■に基づいて比較器９及び１０
から第９図（ｄ）及び（ｅ）で示すように位置検出信号
ＰＳ■及びＰＳＷを得る。これらの位置検出信号ＰＳＵ
、ＰＳＶ及びｐｓｗは１８０”通電の１２０°位相の異
なる信号となり、これらが制御回路１１に与えられるこ
とにより、その制御回路１１は６つの転流信号を出力し
てインバータ回路２のスイ・ソチング素子たるトランジ
スタのベースに与えるようになる。

（発明か解決しようとする課題） しかしながら、一般の交流電動機特に永久磁石形電動機
の特性では、低速領域になるほど、電圧に対して遅れ進
み領域が狭くなっているにもかかわらず、低速領域にお
いても所定の電気角毎に電流値を検出していたので、負
荷の急変時や急激な加減速時に制御が遅れ、脱調すると
いう致命的問題を有していた。

そこで、本発明は上記問題点を鑑み、負荷の急変や急激
な加減速に対しても応答性がよく、安定性の向上を図り
得る交流電動機の駆動装置を提供することをその目的と
する。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、上記目的を達成するために、「回転子と、こ
の回転子に回転力を与えるべく磁界を作用させる複数相
の固定子巻線を有する固定子とを備える交流電動機を駆
動制御するものにおいて、スイッチング素子を有して直
流電源からの直流電圧を交流電圧に交換して前記固定子
巻線に供給するインバータ回路と、このインバータ回路
の直流側部分の電流を検出する電流検出手段と、この電
流検出手段の直流電流信号の平均値を算出する平均値演
算手段と、前記電流検出手段の前記直流電流信号を基に
力率を演算する力率演算手段と、前記平均値演算手段の
演算結果と前記力率演算手段の演算結果のうち少なくと
も一方と基準指令値とを基にＶ／Ｆ制御量を演算するＶ
／Ｆ演算手段と、このＶ／Ｆ演算手段の演算結果を基に
前記インノ（−タ回路のスイッチング素子を制御するス
イ・ソチング素子制御手段とを具備したことを特徴とす
る交流電動機の駆動装置」及び「永久磁石形の固定子と
、この回転子に回転力を与えるべく磁界を作用させる複
数相の固定子巻線を有する固定子とを備える交流電動機
を駆動制御するものにおいて、スイッチング素子を有し
て直流電源からの直流電圧に変換して前記固定子巻線に
供給するインノ（−夕回路と、このインバータ回路の直
流側部分の電流を検圧する電流検出手段と、前記交流電
動機に対する制御基準指令値を基に、所定の制御利得を
算出する制御利得演算手段と、前記電流検出手段からの
検出値を基に、力率を演算する力率演算手段と、少なく
とも前記制御利得演算手段及び前記力率演算手段からの
演算結果を基に、Ｖ／Ｆ制御量を演算するＶ／Ｆ演算手
段と、このＶ／Ｆ演算手段からの演算結果を基に、前記
インバータ回路のスイッチング素子を制御するスイッチ
ング素子制御手段とを具備したことを特徴とする交流電
動機の駆動装置」を提供する。

（作用） このように構成された本発明の交流電動機の駆動装置に
おいては、インバータ回路の直流側部分に流れる電流を
検出し、その検圧電流を基に力率を算出し、また、前記
検圧電流を基にその平均値を算出し、前記力率及び平均
値のうち少なくともどちらか一方と基準指令値とを基に
Ｖ／Ｆ制御量を算出し、その算出結果を基にインバータ
回路のスイッチング素子を制御したり、前記基準指令値
を基に、所定の制御利得を算出し、この制御利得及び前
記力率とを基にＶ／Ｆ制御量を算出し、その算出結果を
基に前記インバータ回路のスイッチング素子を制御する
ことにより、交流電動機の低速領域において、負荷が急
変したり急激な加減速状態でも脱調を防止することかで
き、制御の安定性を向上させることかできると共に、制
御の応答性も向上させることができる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。

第１図に示すように、本実施例においては、永久磁石形
電動機２０（以下モータと称す）を駆動制御する駆動装
置について述べる。

本実施例は、三相交流電源２１を整流器２２及びコンデ
ンサ２３により直流に変換して、この直流をインバータ
回路２４により交流に変換して、モータ２０を駆動する
主回路構成となっている。

また、制御部構成は、インバータ回路２４の直流側部分
の電流を算出する電流センサ２５と、この電流センサ２
５からの検圧電流を増幅及びサンプリング及ホールド等
により波形成形する電流検出手段２６と、この電流検出
手段２６からの出力信号を基に力率を演算する力率演算
手段２７と、電流検出手段２６からの出力信号の平均値
を算出する電流平均値演算手段２８と、力率演算手段２
７及び電流平均値演算手段２８の各演算結果の少なくと
も１つを基にＶ／Ｆ制御量を演算するＶ／Ｆ演算手段２
９と、このＶ／Ｆ演算手段２９からの制御量を基に、イ
ンバータ回路２４のスイッチング素子例えばトランジス
タ（図示せず）に制御信号を出力するベースドライブ手
段３０とから成る。

このように構成された本実施例においては、直流から交
流に変換する直流リンク部に流れる電流を電流センサ２
５により検出し、電流検出手段２６へ入力され、増幅及
びサンプリング及ホールド等により、波形成形を行なう
。力率の違いか生じることにより、力率を略１になるよ
うに運転するには直流電流の差（ＩＢ　　ＩＡ）が零に
なるように制御する必要がある。（かご形誘導機の場合
、任意の力率にんるように、（ＩＢ　　ＩＡ）を任意の
値に制御する。） そこで、力率演算手段２７では、この電流の差を力率と
して演算する。

上記力率信号は、Ｖ／Ｆ演算手段２９に入力され、例え
ば下式のような力率の値（ΔＩ　ｄＣ）により、電圧制
御・周波数制御を行なっている。

Ｖ−Ｖ”＋ＫＯ争△Ｉｄｅ＋Ｖ１　　−（１）（Ｖ、−
Ｖ１＋に、　　・△Ｉｄｃ）　　　−（２）Ｆ−Ｆ”　
＋に２　・ΔＩｄｃ　　　　　−（３）（Ｖ：出力電圧
、ｖ８；指令電圧、△ｌｄｃ：力率に相当する直流電流
の変化分９ｖ１　：積分値。

ＫＯ＝比例ゲイン、に１　：積分ゲイン、Ｆ：出力周波
数、Ｆｌ　：指令周波数１　Ｋ２　：比例ゲイン）上式
より、電圧制御が比例積分制御２周波数制御か比例制御
されている。

この力率演算は、出力周波数の電気角で６０゜毎に変化
する直流電流の変化量を検出しているため、電気角６０
″間では、先に検出した変化量を保持していることにな
る。

そこで、電流平均値演算手段２８ては、電流検出手段２
６から得られる電流信号を入力し、電流の平均値化を行
ない、上記電気角６０″間における電流の変化を常時演
算し、制御量を次段のＶ／Ｆ演算手段に入力するもので
ある。

上記動作により、低速領域において負荷が急変しても、
常時電流の変化（はぼパワーの変化と置くことができる
）を検出しているため、脱調を防止でき安定な制御が実
現できる。

次に、この電流平均値演算手段２８について、第２図、
第３図を用いて述べる。

第２図において、曲線（ａ）のＡ点で運転中に、負荷が
増大し、曲線（ｂ）に移行した場合、電気角６０″間で
は、力率演算による電圧制御が行なわれていないので、
Ａ点からＢ点へ移動することになるが、電流平均値演算
手段２８ては、この時、インバータ出力電流が１．から
Ｉ３へ増大するため、上式（１）　ノＶｉ：△Ｖ　（微
小電圧−Ｖ、、−Ｖ、）を加え、曲線（ｂ）のＢ点から
０点へ移行するように制御を行なう。ここで、この△Ｖ
を加える方法について、第３図乃至第５図を用いて述べ
る。

電気角６０″間では、この力率が略１となる点を求める
ことができないので、インバータ出力電流の変化量によ
り適切な△Ｖを加え、その時のインバータ出力電流が最
小となるように操作する。

例えば、第３図では、△Ｖを与え、インバータ出力電流
が最小となる目標値に△Ｖの値を変えながら収束させて
いく例で、△Ｖを与える毎に電流が減、増を繰り返しな
がら収束している。第４図は、電流が△■により、増、
減２減となり、その後繰り返す。第５図は反対に電流が
△■により減。

減、増となり、その後繰り返す。この他にも上記△Ｖを
目標値までに収束させる方法は、数通り考えられるが、
力率としては、できる限り遅れ力率から、力率が略１と
なる点へ移行するようにした方が、より安定な制御がで
きる。

以上述べたように、本実施例によれば、電流平均値演算
手段２８により、電気角６０°間で、力率が検出できな
い領域で負荷が急変しても、適切な電圧値（電流か最小
となる点）を与えることにより、脱調防止が可能となる
。

又、かご形電動機の場合でも同様で負荷か急変しても、
制御の応答性を改善することができる。

次に、本発明の他の実施例を図面を用いて説明する。

第６図に示すように、本実施例は、永久磁石形電動機４
０（以下モータと称す）を駆動制御するために、三相交
流電源４１を整流器４２及びコンデンサ４３により直流
に変換して、この直流をインバータ回路４４により交流
に変換して、モータ４０を駆動する主回路構成となって
いる。また、制御部構成は、インバータ回路４４の直流
側部分の電流を検出する電流センサ４５と、この電流セ
ンサ４５からの検出電流を増幅及びサンプリング＆ホー
ルド等により波形成形する電流検出手段４６と、この電
流検出手段４６からの出力信号を基に力率を演算する力
率演算手段４７と、速度基準信号Ｗ７を基に、所定の制
御利得を算出する補正手段４８と、力率演算手段４７及
び補正手段４８の演算結果と速度基準信号Ｗ８とを基に
、Ｖ／Ｆ制御量を算出するＶ／Ｆ演算手段４９と、この
Ｖ／Ｆ演算４９からの制御量を基に、インバータ回路４
４のスイッチング素子であるトランジスタ（図示せず）
に制御信号を出力するベースドライブ手段５０とから成
る。

このように構成されたものにおいては、直流から交流に
変換する直流リンク部に流れる電流を電流センサ４５に
より検出し、電流検出手段４６へ入力され、増幅及びサ
ンプリング−ホールド等により波形成形を行なう。力率
の違いが生じることにより、力率を略１になるよう運転
するには直流電流の差（ＩＢ　　ＩＡ）が零になるよう
に制御する必要がある。そこで、力率演算手段４７では
、この電流の差を力率として演算する。

この値は、Ｖ／Ｆ演算手段４９に入力される。

又、Ｖ／Ｆ演算手段４９には、補正手段４８の値も入力
される。

この補正手段４８には速度指令値Ｗｌ′が入力されてお
り、これは速度に応じて、Ｖ／Ｆ演算手段４９の制御利
得を変化させるための手段である。

その動作について第７図を用いながら述べる。

Ｖ／Ｆ演算手段４９では、例えば、下式のように力率の
値（△Ｉ　ｃｌｃ）により、電圧制御・周波数制御を行
っている。

Ｖ＝Ｖ”　＋Ｋｏ　’　ΔＩ　ｄｃ＋Ｖｔ　　　　（４
）（Ｖ、−Ｖ＋　＋Ｋｔ　　”△Ｉ　ｄｃ〕−（５）（
ｖ：出力電圧、■８　：指令電圧、△ＩｄＣ：力率に相
当する直流電流の変化分、Ｖｌ　：積分値。

Ｋｏ：比例ゲイン定数、に、：積分ゲイン定数）Ｆ−Ｆ
”　十に２−△Ｉｄｃ　　　　　−（６）（Ｆ：出力周
波数、Ｆ８：指令周波数、に２　：比例ゲイン定数） これは、電圧制御が比例積分制御、周波数制御が比例制
御されていることを示す。

ここで、各制御利得（Ｋｏ、に１．に２）は−定値とな
っているか前述した補正手段４８により、この制御利得
を可変にする。

例えば、第７図は、駆動装置の出力周波数に対する補正
量を示すが、出力周波数に応じて、補正量を任意の値に
変えるように行う。

従って、前記の制御利得を下式のように置き換える。

Ｋｏ　　’　　＝Ｋｏ　　・ａｏ　　　　　　　　　　
　　　（７）ｋ、’　　ｇＫ、　　・　α、（Ｓ） Ｋ２　’　　ｇＫ２　・α２　　　　　　　　　−　　
＜９）故に電圧制御１周波数制御は下式のようになる。

Ｖ＝Ｖ”　＋ＫＯ’　　・△Ｉｄｅ＋ｖ１　　　（１０
）（Ｖ１＝Ｖ、　十に、°　−△Ｉ　ｄｅａｌ　　−＜
１１）Ｆ−Ｆ”　＋に２’　　・ΔＩｄｅ　　　　−（
１２）上記方法により、例えばＫｏｏは、出力周波数が
高くなるほど、α０が小さくなるため、制御利得は低下
する（α１も同様）。反対に、α２は、出力周波数が高
くなるにつれてα２が増し、ｆ２〜ｆ１の間は、一定値
となるようにしている。

これにより、低周波数時（低速時）は電圧制御の利得か
高く、周波数制御の利得が低いため、負荷の変動に対し
、応答性が改善される。

このように、各制御利得を任意の値になるように変化さ
せることができ、例えばα０．α１．α２をいずれも１
にすれば従来の方式と同一となる。

従って、本実施例によれば、制御対象となる電動機や負
荷に合わせて、この補正手段２９の補正量を任意の値に
設定することで、各周波数における制御性を変化させる
ことができる。

尚、本実施例においては、補正量を周波数に対し、比例
、逆比例にしているが、これに限らず任意の値に設定で
きるものとするほか、周波数が上昇するときと下降する
ときに、ヒステリシスをもたせることも限定しない。

［発明の効果］ 以上述べたように、本発明によれば、突成電動機の負荷
急変や急激な加減速時においても脱調を防止でき、制御
の安定性の向上を図れると共に、制御の応答性の向上も
図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第５図は、本発明の一実施例を示し、第１図
は全体構成図、第２図は負荷急変における永久磁石形電
動機の負荷特性、第３図乃至第５図は第１図に示した電
流平均値演算手段の動作を示す図、第６図及び第７図は
、本発明の他の実施例を示し、第６図は全体構成図、第
７図は出力周波数（Ｆ）−補正量特性を示す図、第８図
及び第９図は従来例を示し、第８図は電気的構成図。 第９図は同作用説明用の各部の信号波形図である。 ２０．４０・・・永久磁石形電動機。 ２４４４・・・インバータ回路。 ２５．４５・・・電流センサ。 ２６．４６・・・電入検出手段。 ２７．４７・・・力率演算手段 ２８・・・電流平均値演算手段 ２９．４９・・・Ｖ／Ｆ演算手段。 ３０．５０・・・ベースドライブ手段。 ４８・・・補正手段 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 Ａ 第 ！ 図 ィシｌで一１出力電＆（ｎ 第６ 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、回転子と、この回転子に回転力を与えるべく磁界を
   作用させる複数相の固定子巻線を有する固定子とを備え
   る交流電動機を駆動制御するものにおいて、スイッチン
   グ素子を有して直流電源からの直流電圧を交流電圧に交
   換して前記固定子巻線に供給するインバータ回路と、こ
   のインバータ回路の直流側部分の電流を検出する電流検
   出手段と、この電流検出手段の直流電流信号の平均値を
   算出する平均値演算手段と、前記電流検出手段の前記直
   流電流信号を基に力率を演算する力率演算手段と、前記
   平均値演算手段の演算結果と前記力率演算手段の演算結
   果のうち少なくとも一方と基準指令値とを基にＶ／Ｆ制
   御量を演算するＶ／Ｆ演算手段と、このＶ／Ｆ演算手段
   の演算結果を基に前記インバータ回路のスイッチング素
   子を制御するスイッチング素子制御手段とを具備したこ
   とを特徴とする交流電動機の駆動装置。 ２、永久磁石形の回転子と、この回転子に回転力を与え
   るべく磁界を作用させる複数相の固定子巻線を有する固
   定子とを備える交流電動機を駆動制御するものにおいて
   、スイッチング素子を有して直流電源からの直流電圧を
   交流電圧に変換して前記固定子巻線に供給するインバー
   タ回路と、このインバータ回路の直流側部分の電流を検
   出する電流検出手段と、前記交流電動機に対する制御基
   準指令値を基に、所定の制御利得を算出する制御利得演
   算手段と、前記電流検出手段からの検出値を基に、力率
   を演算する力率演算手段と、少なくとも前記制御利得演
   算手段及び前記力率演算手段からの演算結果を基に、Ｖ
   ／Ｆ制御量を演算するＶ／Ｆ演算手段と、このＶ／Ｆ演
   算手段からの演算結果を基に、前記インバータ回路のス
   イッチング素子を制御するスイッチング素子制御手段と
   を具備したことを特徴とする交流電動機の駆動装置。